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DC-DC变换分析.

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湖南工程学院

课 程 设 计

课程名称 电力电子技术

课题名称 DC-DC变换电路分析

专 业

班 级

学 号

姓 名

指导教师 赵葵银 李祥来 唐勇奇

任务书下达日期 2014年 12 月 22 日

设计完成日期 2015年 1 月 2 日

等级:

设计内容与设计要求

一． 设计内容：

1、 分析研究BUCK型DC-DC变换电路的工作原理；

2、 用MATLAB对设计的电路进行仿真；

3、 参考仿真分析结果，依据理论推导电路主要元件参数；

4、 完成报告撰写。

二． 设计要求：

1． 设计思路清晰，给出各种情况下的整体设计框图；

2． 给出具体设计思路和电路；

3． 分析各电路的原理，并进行相应的仿真；

4． 写出设计报告；

主要设计条件

1、 可提供实验与仿真条件

说明书格式

1． 课程设计封面；

2． 任务书；

3． 说明书目录；

4． 每个电路总体思路，基本原理和框图；

5． 驱动电路设计分析（驱动电路电路图）；

6． 电路实验、仿真等。

7． 分析总结；

8． 附录（完整电路图）；

9． 参考文献；

11、课程设计成绩评分表

进 度 安 排

第一周星期一:课题内容介绍和查找资料；

星期二:熟悉基本直流斩波电路

星期三:分析计算BUCK斩波电路；

星期四: 分析计算BUCK斩波电路；

星期五: 设计研究BUCK斩波电路；

第二周星期一: 设计研究BUCK斩波电路

星期二：实验仿真、波形分析、参数计算等

星期三~四:写设计报告，打印相关图纸；

星期五:答辩及资料整理

参 考 文 献

[1]．石玉 栗书贤．电力电子技术题例与电路设计指导．机械工业出版社，1998

[2]．王兆安 黄俊．电力电子技术（第4版）．机械工业出版社，2000

[3]．浣喜明 姚为正．电力电子技术．高等教育出版社，2000

[4]．莫正康．电力电子技术应用（第3版）．机械工业出版社，2000

[5]．郑琼林．耿学文．电力电子电路精选．机械工业出版社，1996

[6]．刘祖润 胡俊达．毕业设计指导．机械工业出版社，1995

[7]．刘星平．电力电子技术及电力拖动自动控制系统．校内，1999

[8]. 康华光,陈大钦．电子技术基础[M]．北京：高等教育出版社，1998：451—459．

[9]．薛永毅，王淑英，何希才，新型电源电路应用实例，电子工业出版社，2001.10

目 录

第一章 设计方案………………………………………………………………

第二章 主电路设计及原理…………………………………………………

2.1 电源设计……………………………………………………………

2.2 降压斩波电路………………………………………………………

2.3 控制保护驱动电路…………………………………………………

2.3.1芯片介绍及功能原理图………………………………………

2.3.2电路原理图及工作原理简介…………………………………

第三章 DC-DC变换器的计算机仿真………………………………………

第四章 体会与总结……………………………………………………………

第五章 附录和参考资料………………………………………………………

第一章 设计方案

1.1 设计电路思路

电源电路采用电容滤波的二极管不控整流电路，220V单相交流平经变压器，降为符合的交流电，再经整流电路变为直流电平，然后在降压斩波电路后，变为要求的平直的直流电平，最后要求电压其幅值大小应该为10V～14V。

1.2主电路

（1） 主电路选用降压斩波电路，开关管选用电力IGBT。

（2） 整流电路中，占空比不要超过65%，否则电压大于100V。

（3） 需要保护电路、触发信号和控制主电路的电路。

1.3控制电路的选择与确定

直流斩波电路由电源、变压器、整流电路、滤波电路、主电路、控制和驱动电路及保护电路组成。如图所示：

电源

变压器 整流

电路

降

压

斩

波

电

路 滤波电路

控制和驱动电路

保护电路 第二章 主电路设计

2.1 电源设计

小功率直流电源由电源变压器、整流电路、滤波电路三个部分组成。设计是输入端接220V、50Hz的交流电，进过变压器T1（原线圈/副线圈为4/1）后输出55V、50Hz，在整流电流下，变成直流。

在直流稳压电源变压器，由电源变压、整流、滤波和稳压组成。电网供给的交流电压3U经电源变压降压后，得到符合电路的交流电压，然后再经整流电路变为电压2U，再经滤波滤去杂波，就得到比较平直的直流电压IU。

整流电流采用桥式电路整流：由四个二极管组成一个全桥整流电路.整流电路的作用是将交流电压3U变换成脉动的直流电压2U。滤波电路一般由电容组成，其作用是把脉动直流电压2U中的大部分纹波加以滤除，以得到较平滑的直流电压IU。IU与交流电压2U的有效值的关系为：2)2.1~1.1(UUI；在整流电路中，每只二极管所承受的最大反向电压为：22UURM。故电压承受反向电压应大于6V，滤波电容应在1000uf左右。

2.2 降压斩波电路

此电路主要用来驱动IGBT斩波。同其他的电力电子器件一样，由分立元件组成的IGBT驱动电路也存在着可靠性问题。为此，目前已经研制出多种专用的IGBT集成驱动电路。这些集成块速度快，为了提高安全性，内部设有保护电路。它还具有高抗干扰能力，可实现IGBT的最优驱动。

主电路需要确定的元件有IGBT、二极管、电源、电感、电容和电阻的值需要确定，电源的额定频率为50kHz。电源要求输入电压为10-14V且连续可调，作为系统电源。

主电路电阻，因为当输出电压为5V时，输出电流为2A，可得到负载电阻为RL=Uo/Io=2.5Ω。

主电路IGBT,当IGBT截止时,回路通过二极管续流，此时IGBT两承受最大正压为14V；而当 α=1时，IGBT有最大电流，其值为2A。故需设置IGBT的集电极最大连续电流Ic>2A反向击穿电压Bvceo>14V。

主电路二极管，当α=1时，其承受最大反压14V，而当α趋近于1时，其承受最大电流趋近于2A，故需设置二极管额定电压大于14V，额定电流大于2A。

主电路的占空比，根据 Buck 变换器的性能指标要求及 Buck 变换器输入输出电压之间的关系求出占空比的变化范围： Dmax=Uo/Uimin=5V/10V=0.5V;

Dmin=Uo/Uimax=5V/14V=0.3571V;

变换器轻载时，如果工作在电流连续区，那么为了保持一定的输出电压，占空比大为减小，也就是说，开关管导通时间很短。如果这个时间小于开关管的存储时间与最小控制时间之和，变换器的输出将出现失控或输出纹波加大，因此希望变换器工作在电感电流连续状态。所以，以设定最小输出电流AIo1.0min, 作为电感临界连续电流来设计电感，即AIL2.0I2ominmin△ 15145623194 过电流保护电路2.3 控制、保护和驱动电路

2.3.1芯片介绍及功能原理图

EXB841芯片是单列直插式结构，如图5所示，各引脚的功能见表1。图5中3脚为驱动的输出端，通过电阻R g接被驱动的IGBT的栅极；4脚用于外接电容，防止电流保护电路的误动作；5脚为过电路保护电路的输出信号，低电平有效；6脚接IGBT 的集电极，通过检测Uce的大小来判断是否发生短路或集电极电流过大，从而进行自动保护。EXB841的功能块图。如图1所示。

引脚号 功能 引脚号 功能

1 与用于反向偏置电源的滤波电容连接 7、8 悬空

2 电源（+20V） 9 电源地

3 驱动输出端 10、11 悬空

4 用于连接外部电容，以防止过流保护电路的误动作（绝大部分场合不需要此电路） 14 驱动信号输入（-）端

5 过流保护输出端 15 驱动信号输入（+）端

6 集电极电压输出端

表1 EXB841的引脚功能表

图1 EXB841的功能块图

合集下载

DC-DC变换电路m34063

DC-DC变换电路m34063

DC-DC变换电路m34063

关于警告：如果您输入的参数超过了34063的极限，它会自动弹出警告窗口提醒您更改它们。

特殊输入：要设计极性反转电路请在输入或输出电压数字的前面加上负号，比如－5V。

这是一种用于DC－DC电源变换的集成电路，应用比较广泛，通用廉价易购。极性反转效率最高６５％，升压效率最高９０％，降压效率最高８０％，变换效率和工作频率滤波电容等成正比。

另外，输出功率达不到要求的时候，比如＞250～300MA时，可以通过外接扩功率管的方法扩大电流，双极型或MOS型 扩流管均可，计算公式和其他参数及其含义详见最下部详细介绍即可。

以下为截图：

外围元件标称含义和它们取值的计算公式：

Vout(输出电压)＝1.25V（１＋R1／R2）

Ct(定时电容)：决定内部工作频率。Ct=0.000 004*Ton(工作频率） Ipk=2*Iomax*T/toff

Rsc(限流电阻)：决定输出电流。Rsc＝0.33／Ipk

Lmin(电感)：Lmin＝(Vimin－Vces)*Ton/ Ipk

Co(滤波电容)：决定输出电压波纹系数，Co＝Io*ton/Vp-p(波纹系数）

固定值参数：

Vces=1.0V ton/toff=(Vo+Vf－Vimin)/(Vimin－Vces） Vimin:输入电压不稳定时的最小值

Vf=1.2V 快速开关二极管正向压降

双压降DC-DC变换

双压降DC-DC变换

双降压式DC/DC转换器LM2717-ADJ的设计

来源:网络作者:佚名 字号:[大

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LM2717-ADJ是国半公司推出的产品，是一种由两个PWM降压式转换器组成的双输出、电压可调的IC。该器件主要特点：第1路降压式转换器的内部开关管的开关电流可达 2.2A（R DS(ON) =0.16Ω）；第2路降压式转换器的内部开关管的开关电流可达 3.2A（RDS(ON)=0.16Ω）；输入电压范围4～20V；输出电压可由两外设电阻设定，最低电压为1.267V；开关频率可设定在300～600kHz范围内；内部有输入欠压保护及过热保护；24引脚TSSOP封装；工作温度范围-40℃～+125℃。 该器件组成的双电源主要应用于TFT-LCD显示器、手持式电子装置、便携式电子产品及膝上计算机等产品。

引脚排列与功能

LM2717-ADJ的引脚排列如图1所示，各引脚的功能如图1所示。

图1 LM2717-ADJ的引脚排列

有关参数（典型值）

LM2717-ADJ有关参数如下：静态电流I Q=2.7mA；基准电压V BG=1.267V；输入电压V IN为4～20V；开关电流限制值：第1路为2.2A，第2路为3.2A；频率设定是电阻R F：R F=4.64kΩ时，F SW=300kHz；R F=2.26kΩ时，F SW=600kHz；关闭控制：电源正常工作，VH>1.8V；电源关闭，NL<0.7V；输入电压V IN低于3.6V时低压锁存；输入电压V IN高于3.8V时正常工作。

典型应用电路

图2 输出15V及3.3V的应用电路

图3 输出5V及3.3V的应用电路

图4 自举升压电路 LM7217-ADJ的典型应用电路如图2及图3所示。图2是一种输入17～20V，输出15V及3.3V的应用电路；图3是在相同输入电压下，输出5V及3.3V的应用电路。这两个电路的基本参数都相同，主要差别在设定输出电压到反馈端的电阻分压器的阻值不同。图2、3中的C BOOTx（x值是1或2）是自举式升压电容器，它可以提高驱动器的电压，保证N-MOSFET有足够的VGS电压，如图4所示。在上电的瞬间，从VIN→D→C BOOST→LX→C OUTX到地的电流给C BOOST及C

DCDC变换器拓扑结构分析

DCDC变换器拓扑结构分析

DCDC变换器拓扑结构分析

⼀、正激变换电路

由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单，输⼈输出电⽓隔离，电压升、降范围宽，易于多路输出等优点，因此被⼴泛应⽤于中⼩功率电源变换场合。然⽽，正激变换器的⼀个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位。采⽤磁复位绕组正激变换器川的优点是技术成熟可靠，磁化能量⽆损地回馈到直流电⽹中去。但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空⽐d<0.5，功率开关承受的电压应⼒与输⼈电源电压成正⽐。RCD钳拉正激变换器图的优点是磁复位电路简单，占空⽐d可以⼤于0.5，功率开关承受电压应⼒较低

此电路只是在原有的双管正激电路上添加了2个Lr、Cr谐振⽹络实现软开关。图4中,L2为缓冲电感,Lm为变压器的励磁电感,C1和C2分别是开关管VS1和VS2的寄⽣电容。电路拓扑在1个开关周期中可分为7个时间段描述。下⾯将对每个时间段分别描述。先假定在t0时刻之前,VS1和VS2关断,谐振电感Lr上的电流iLr为0,电容Cr上的电压UCr为-Uin,VD5关断,VD6正在续流。为了使分析过程简化,在对电路分析之前,作如下⼏点假设:滤波电感L1⾜够⼤,在1个开关周期中可近似⽤恒流源I0等效代替;变压器漏感远⼩于励磁电感,在电路分析中忽略漏感的影响。⼀个开关周期中电路的主要电量波形：

1 t0~t1时间段在t0时刻,主功率开关管VS1和VS2同时导通,由于电感L2的作⽤,电流上升缓慢,VS1和VS2可以看成ZCS(零电流)导通。在这⼀阶段,Lr、Cr开始谐振,VD5和VD6开始电流交换。Cr上的电压从-Uin向Uin变化,电感Lr上的电流也从零上升。当续流⼆极管VD6上的电流为零并且阻断时,这⼀时间段结束(这个时间段很短)。此时,原边电流上升到I0/N(N=N1/N2,N1为原边匝数,N2为副边匝数)。2 t1~t2时间段在t1~t2时间段,Lr和Cr继续谐振。Lr上的电流上升到最⼤,然后下降到零。同时,Cr上的电压上升到Uin。当Cr上的电压上升到Uin时,这⼀时间段结束。在此时间段,原边能量也传到副边。3 t2~t3时间段t2~t3时间段,在UCr=Uin时开始,到VS1和VS2关断时结束。在这个时间段中,Lr和Cr停⽌谐振,原边继续传递能量到副边,这⼀段的⼯作状态完全等同于常规的PWM双管正激变换器。由于Cr的箝位作⽤,VS1和VS2是在零电压(ZVS)下关断。4 t3~t4时间段在t3时刻,VS1和VS2关断。由于Cr的箝位作⽤,VS1和VS2是在ZVS 下关断。之后,在副边反射电流I0/N和励磁电流的iLm的作⽤下,C1和C2充电,Cr放电,Cr 与Lm、L2、C1、C2谐振。这个时间段,副边⼆极管VD5继续处于导通状态,电容Cr的电压减⼩,当达到零时,这个时间段结束。5 t4~t5时间段在t4时刻,Us=Uin,UCr=0,Cr与Lm、L2、C1、C2继续谐振,此时VD5反偏停⽌向副边传送能量,续流⼆极管VD6开始导通。当Cr上的电压为-Uin时,这个时间段结束。6 t5~t6时间段在t5~t6阶段,Cr上的电压维持在-Uin,开始进⼊磁复位阶段。励磁电流iLm 在箝位电压Uin的作⽤下通过VD1和VD5反馈到电源,iLm线性下降,续流⼆极管VD6导通。变压器进⼊磁复位阶段。

DC_DC 变换的PCB layout 注意事项

DC_DC 变换的PCB layout 注意事项

Layout Considerations for Non-Isolated DC-DC

Converters

DC-DC converters are an excellent source of electric fields and

magnetic fields. Their EMI spectrum begins at the switching frequency

and often extends over 100MHz. To minimize capacitive couplings and

magnetic couplings care must be exercised in printed circuit board

(PCB) layout. Parasitic capacitance and parasitic inductance of the

circuit must be evaluated so that the proper trade-off can be made

early in the design phase.

For many years, repeated introductions of integrated DC-DC

power-supply controllers have given us ever-higher levels of

performance. These ICs unburden the systems engineer by removing

the task of power-supply design, but this simplification has led to a

loss of knowledge. Switching converters should therefore serve as a

reminder to be careful. The following discussion presents rules for