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印制板平面变压器及其设计方法平面变压器（Planar Transformer）是现代电子设备中常见的一种电力转换器件，它具有体积小、功率密度高、效率高等优点，在高频应用中广泛使用。
本文将介绍平面变压器的基本原理及其设计方法。
一、平面变压器的基本原理平面变压器是通过在层板或多层板上分布式绕制高导电性的导线来实现电磁能的传输的一种变压器结构。
相比传统的线性绕制变压器，平面变压器的导线更加紧凑，可以提高电路的热耦合效果，从而提高效率。
平面变压器主要由主绕组和副绕组组成，两者之间通过互感耦合进行能量传输。
主绕组和副绕组都是由导线在平面上绕制而成，副绕组通常绕制在主绕组上方或下方的另一平面上。
这种结构可以减小漏感应耦合，提高效率。
二、平面变压器的设计方法1.确定基本参数：根据应用需求确定平面变压器的输入电压、输出电压、额定功率等基本参数。
2.计算变压器的参数：根据基本参数，计算变压器的变比，即主副绕组的匝数比。
变比的选择会影响到变压器的效率和输出电流的稳定性。
3.计算导线的尺寸：根据变压器的额定功率和电流，计算主绕组和副绕组导线的尺寸。
导线的尺寸会影响到导线的电阻和损耗，同时也需要考虑到导线间的绝缘和间隔，避免电弧击穿。
4.绘制变压器的外形：根据导线的尺寸和布局确定变压器的外形尺寸。
通常采用绘制软件进行设计，以便更好地进行后续的制造和组装。
5.选择磁芯材料：根据变压器的工作频率和功率密度选择合适的磁芯材料。
磁芯的选择会影响到变压器的磁耦合效果和磁滞损耗。
6.计算磁芯的尺寸：根据变压器的输入电压和工作频率，计算磁芯的尺寸和磁通密度。
磁芯的尺寸和磁通密度会影响到变压器的效率和磁耦合效果。
7.进行仿真和优化：使用电磁场仿真软件对设计进行模拟和优化，以改善变压器的性能，如减小漏感应耦合、降低电磁干扰等。
综上所述，平面变压器是一种高效、高密度的电力转换器件，其设计需要根据具体应用需求确定基本参数，计算变压器的参数和导线尺寸，并选择合适的磁芯材料和计算磁芯尺寸。
模块电源中平面变压器的设计与应用平面变压器是一种特殊的变压器，它采用平面线圈结构，相对于传统的线圈结构，具有体积小、重量轻、功率密度高、成本低等优点。
这使得平面变压器在电子设备中得到了广泛的应用。
本文将从设计和应用两个方面，介绍平面变压器的相关知识。
一、平面变压器的设计1.线圈结构设计平面变压器的线圈主要由两个平行排列的薄片形成，每个薄片上绕有若干层线圈。
为了提高变压器的效率，一般采用高导磁率材料，如硅钢片，以减小磁通的损耗。
此外，薄片的宽度应根据设计的功率和频率来确定，需要满足一定的磁通密度和电流密度。
2.选材设计平面变压器的选材设计主要涉及材料的导磁性能和绝缘性能。
对于导磁材料，一般采用具有高导磁率和低回磁特性的材料。
对于绝缘材料，一般需要具有较高的击穿电压和耐热性。
此外，还需要考虑材料的成本、可加工性以及环境友好性等因素。
3.磁芯设计平面变压器的磁芯一般采用环形状，以方便线圈绕制。
磁芯的选用应考虑其导磁性能和磁阻特性，以减小磁通的损耗。
同时，磁芯的尺寸和形状也需要根据设计的功率和频率来确定，以满足一定的电感值和磁通密度要求。
4.散热设计由于平面变压器的功率密度较高，因此散热设计非常重要。
一般可以通过增加散热片的面积、使用导热材料等方式来提高散热效果。
另外，也可以通过合理的线圈布局来提供空气流动，从而提高散热效果。
二、平面变压器的应用1.电源模块平面变压器广泛应用于各种电源模块中，如手机充电器、笔记本电源适配器等。
由于平面变压器的体积小、重量轻，非常适合于电源模块的紧凑设计。
此外，平面变压器还具有高效率、低磁声等特点，可以提高电源模块的整体性能。
2.通信设备平面变压器也被广泛应用于通信设备中，如路由器、交换机等。
通信设备对电源的稳定性和转换效率要求较高，平面变压器可以满足这些要求。
同时，平面变压器还具有高密度布局和低漏磁等特点，可以减小设备体积，提高系统的集成度。
3.汽车电子随着电动汽车的普及，平面变压器也开始在汽车电子中得到应用。
高频平板变压器的原理与设计[注]新加坡南洋理工大学叶虹西安交通大学叶治政(南洋道639798)(西安710049)摘要：运行在高频的常规变换变压器存在着漏电感大，匝间电容量大，趋肤效应、邻近效应严重，磁芯有局部过热点等问题。
一种新型变压器，高频平板变压器已开发出来，它能减小漏电感和匝间电容，能消除常规变压器存在的磁芯局部过热点，能使趋肤效应、邻近效应等问题得以改善，它具有很高的功率密度、很高的效率、很低的电磁干扰和简易价廉等优点。
关键词：平板变压器原边电感漏感趋肤效应邻近效应Principle and Design of High Frequency Flat TransformerAbstract:While operating in high frequency, conventional transformers have many problems such as large leakage inductance and great inter winding capacitance, skin and proximity effects and the single hotspot at the center of the core. A new type transformer, high frequency flat transformer, has been developed. This kind of transformers can eliminate the single hot spot effectively and greatly reduce the leakage inductance and inter winding capacitance. The problems of skin effect and proximity effect have alsobeen improved. It possesses many advantages including the high power transfer efficiency, high power density, cheap topology in simple structure and low electromagnetic interference.Keywords: Flat Transformer， Primary inductance， Leakage inductance， Skin effect， Proximity effect图法分类号：TM433文献标识码：A文章编号：0219 2713(2000)08 416 051引言变压器一直是电源设备和装置，缩小体积、提高功率密度、实现模块化的一只拦路虎。
印制板平面变压器及其设计方法印制板平面变压器是一种广泛应用于电路板中的小型变压器，其结构紧凑、体积小，具有良好的电磁兼容性和耐热性能，能够满足电子产品对于节省空间和提高性能的要求。
本文将就印制板平面变压器及其设计方法进行探讨。
一、印制板平面变压器的结构与原理印制板平面变压器的结构主要由两部分组成：铁芯和线圈。
铁芯由磁性材料制成，线圈则由导体材料绕制而成。
当外部交流电源施加在线圈上时，线圈中产生电磁场，通过铁芯传导到另一端的线圈中，从而实现电能的传输和变换。
印制板平面变压器的特点是线圈和铁芯均采用印制板技术制作而成，具有结构紧凑、体积小、重量轻、功率密度高等优点。
同时，其电磁兼容性能好、耐热性能强，能够满足电子产品对于节省空间和提高性能的要求。
二、印制板平面变压器的设计方法印制板平面变压器的设计方法主要包括铁芯的选择、线圈的绕制和参数的计算。
1.铁芯的选择铁芯是印制板平面变压器的核心部件，其选择应考虑到磁导率、饱和磁感应强度、磁滞损耗、温度系数等因素。
一般采用磁性材料如硅钢片、铁氧体等制作。
2.线圈的绕制线圈的绕制是印制板平面变压器的关键步骤，其绕制方式直接影响到变压器的性能和效率。
一般采用绕线机进行绕制，绕制时应注意线圈匝数、线径、层数等参数的控制，以确保变压器的匹配度和电气性能。
3.参数的计算印制板平面变压器的参数计算包括电压比、匝数比、功率、直流电阻等参数的计算。
根据实际需求和规格要求，通过公式计算得到合适的参数值，并进行合理的调整和优化。
三、印制板平面变压器的应用领域印制板平面变压器广泛应用于电子产品中，如高频电源、通讯设备、计算机、音频设备、电视机等。
其体积小、功率密度高、电磁兼容性好等优点使其在电子产品中得到了广泛的应用。
四、印制板平面变压器的发展趋势随着电子产品的不断发展，对于印制板平面变压器的要求也越来越高。
未来，印制板平面变压器将更加注重体积的缩小、功率密度的提高、温度的控制、材料的改良等方面的发展，以满足电子产品对于高性能和节省空间的要求。
平面变压器设计公式平面变压器是一种常见的电力变压器，在电力系统中用于改变电压的大小。
它由一个铁心和多个绕组组成，其中铁心由层叠的正方形硅钢片组成，绕组则由绝缘铜线缠绕而成。
平面变压器的设计需要考虑多个因素，包括电流、电压、功率损耗等。
下面我们将详细介绍平面变压器的设计公式。
1.基本参数：平面变压器的基本参数包括额定电压、额定电流、频率等。
额定电压是指设计中所考虑的主要电压级别，根据电力系统的要求选择。
额定电流是指在额定电压下变压器能够承载的最大电流值。
频率是电力系统的运行频率，一般为50Hz或60Hz。
2.电流计算：根据变压器的额定功率和额定电压，可以计算出额定电流。
变压器的功率可以用下式表示：P=√3*U1*I1=√3*U2*I2其中，P为功率，U1和U2为变压器的两个电压端口的额定电压，I1和I2为变压器的两个电流端口的额定电流。
3.磁通密度计算：变压器的铁芯中的磁通密度B应该能够满足设计要求，一般情况下，磁通密度的选择范围为1.4-1.8T。
磁通密度可以通过下式计算得到：B=√2*V/(4.44*f*N*Ae)其中，V为变压器的额定电压，f为变压器的频率，N为变压器的绕组数，Ae为铁心有效面积。
4.铁心设计：铁心由正方形硅钢片组成，其截面积可以通过下式计算得到：Ae=√(Ki*P)/(B*f)其中，Ki为系数，一般为1.1-1.3，P为变压器的额定功率，B为磁通密度，f为频率。
5.绕组设计：绕组由绝缘铜线缠绕而成，其长度可以通过下式计算得到：L=((R1+Rc)*N+Ru)*π*d其中，R1和R2分别为绕组的外径和内径，Rc为铁心的外径，Ru为该绕组与铁心的最小厚度，N为绕组数，d为绕组的直径。
6.损耗计算：变压器的损耗主要包括铁心损耗和铜损耗。
铁心损耗可以通过下式计算得到：Pc=Ke*f*B^2*V*√2*10^(-6)其中，Ke为损耗系数，取值范围为0.2-0.3、铜损耗可以通过下式计算得到：Pcu = √3 * (I1^2 * R1 + I2^2 * R2) * 10^(-3)其中，R1和R2分别为绕组的电阻。
PCB平面变压器的设计
设计一个PCB平面变压器需要考虑以下几个方面：尺寸和布局设计、
原理图设计、材料选择和制造流程、电磁兼容性和性能测试等。
一、尺寸和布局设计：
1.确定变压器的输入和输出电压，决定变压器的变比。
2.根据输入和输出电压计算所需的绕组匝数，以及决定变压器的型号。
3.根据变压器的型号和尺寸，设计PCB板的大小和布局。
4.确定变压器的位置和连接方式，考虑其他电路元件和连接器的布局。
二、原理图设计：
1.根据变压器的型号，绘制变压器的原理图。
2.在原理图上标注输入和输出电压、绕组匝数、连接方式等参数。
3.连接变压器与其他电路元件，确保电路的连通性和正确性。
三、材料选择和制造流程：
1.选择合适的变压器芯片和线圈材料。
常见的变压器芯片材料有铁氧
体和磁性材料。
2.根据变压器的功率需求和空间限制，选择合适尺寸的PCB板。
3.使用CAD软件设计并制造PCB板，包括布线和铺铜等工艺。
4.根据PCB板的设计图和材料选择，制作变压器的绕组和线圈。
四、电磁兼容性和性能测试：
1.在设计过程中考虑电磁兼容性，采取一些措施来减少变压器对其他电路元件的干扰。
2.进行性能测试，包括输入输出电压的稳定性、工作温度和效率等。
以上是一个简单的PCB平面变压器设计的基本流程，不同的应用场景和要求可能会有所不同。
在实际设计过程中，还需要考虑其他因素，如成本、散热和安全性等。
印制板平面变压器及其设计方法（实用版3篇）《印制板平面变压器及其设计方法》篇1印制板平面变压器是一种新型的变压器，其主要特点是磁芯和绕组均位于同一平面上，因此具有体积小、重量轻、散热好、漏感低、性能稳定等优点。
以下是印制板平面变压器的设计方法：1. 选择合适的变压器形式：根据应用需求，选择合适的变压器形式，如PCB 型变压器、厚膜变压器、薄膜型变压器、亚微米型变压器等。
2. 计算变压器参数：根据输入电压、输出电压、功率等需求，计算变压器的绕组匝数、线径、磁芯面积、磁芯材料等参数。
3. 选择磁芯材料：根据变压器的功率、频率、磁通密度等参数，选择合适的磁芯材料，如铁氧体、硅钢片、镍铁合金等。
4. 设计绕组：根据计算得到的绕组匝数和线径，设计绕组的布局和形状，以使绕组的损耗最小。
5. 优化设计：根据变压器的损耗模型，优化磁芯和绕组的设计，以使变压器的总损耗最小。
6. 绘制图纸：根据设计得到的参数和布局，绘制变压器的电路图和结构图。
7. 生产和测试：根据绘制的图纸，制作变压器的PCB 板和磁芯，并进行组装和测试，以确保变压器的性能符合设计要求。
总之，印制板平面变压器的设计需要综合考虑磁芯和绕组的设计，以达到损耗小、性能优的目标。
《印制板平面变压器及其设计方法》篇2印制板平面变压器是一种新型的变压器，其主要特点是磁芯和绕组均采用印刷电路板（PCB）技术制作。
由于磁芯和绕组均为平面结构，因此印制板平面变压器具有体积小、重量轻、散热性好、漏感低、性能稳定等优点。
以下是印制板平面变压器的设计方法：1. 选择变压器形式：根据应用需求，选择合适的变压器形式，如PCB 型变压器、厚膜变压器、薄膜型变压器、亚微米型变压器等。
2. 选择磁芯材料和绕组材料：根据变压器的功率、电压、电流等参数，选择合适的磁芯材料和绕组材料，如铁氧体磁芯、铜箔、铝箔等。
3. 设计绕组：根据变压器的电压比和功率需求，设计合适的绕组比和绕组匝数，并计算绕组电阻和漏感。
PCB平面变压器的设计PCB平面变压器（Printed Circuit Board Planar Transformer）是一种通常用于电子器件的小型变压器。
相比传统的线圈变压器，PCB平面变压器的设计更加紧凑，成本更低，并且在高频应用中具有更好的性能。
在本文中，我们将介绍如何进行PCB平面变压器的设计。
首先，我们需要了解PCB平面变压器的设计参数。
这些参数包括输入电压、输出电压、输出功率、工作频率等。
根据这些参数，我们可以计算出变压器的变比和匝数比。
接下来，我们需要确定变压器的核心材料。
在PCB平面变压器的设计中，通常使用磁性材料作为变压器的核心。
常见的磁性材料有铁氧体、磁性陶瓷等。
选择合适的磁性材料可以提高变压器的磁耦合效率和功率密度。
然后，我们需要设计变压器的线圈结构。
在PCB平面变压器中，线圈通常使用进口/出口结构。
即将输入端和输出端的线圈分别安置在变压器的两侧，以提高磁耦合效率。
此外，线圈的布局也需要考虑信号传输的性能。
通常采用分层的线圈结构，通过多层的布线来减小阻抗，提高信号传输的速度。
在设计线圈结构时，我们还需要考虑线圈的匝数和截面积。
匝数的大小决定了变压器的变比，而截面积的大小则决定了变压器的功率承载能力。
通过合理选择匝数和截面积，可以使变压器具有较高的效率和承载能力。
此外，考虑到PCB平面变压器通常用于高频应用，我们还需要注意减小电阻和电感的损耗。
通常采用金属层或铜箔作为线圈结构，以减小电阻；同时使用多层结构，以减小电感的损耗。
最后，我们需要进行变压器的封装和布局设计。
封装是保护变压器和线圈的重要部分，可以通过使用合适的外壳来提高变压器的耐压性能。
而布局设计则需要考虑信号传输的路径、散热等因素。
合理的布局设计可以提高变压器的整体性能和可靠性。
总的来说，PCB平面变压器的设计需要考虑多个因素，包括变压器的参数选择、核心材料、线圈结构、封装和布局设计等。
通过合理的设计，可以使得PCB平面变压器具有高效、紧凑和可靠的特性。
Design of PlanarPo wer T ransfo rmersContentsIntroduction 3Design procedure4Design examples-flyback8-forward 10Formulas13Layer design141FerroxcubeExploded view of a planar transformer2Ferroxcube3 FerroxcubeT able 1: Fit parameters to calculate the power loss density4Ferroxcube3. Determination of temperature rise in the PCB caused by the currentsThe final step is to check the temperature rise in the copper tracks induced by the currents. For this purpose the effective (= RMS) currents have to be calculated from the input data and desired output. The calculation method depends on the topology used. In the design examples this is shown for a conventional standard forward and flyback converter topology. An example of relations between the RMS currents and induced temperature rises for various cross sections of conductors in PCBs is shown in fig. 2. For single conductor applications or inductors which are not too closely spaced this chart can be used directly for determining conductor widths, conductor thickness, cross sectional areas and allowed maximum currents for various preset values of the temperature rise.Note:For groups of similar parallel inductors, if closely spaced, the temperature rise may be found by using an equivalent cross section and equivalent current. The equivalent cross section is the sum of the cross sectionsof the parallel conductors and the equivalent current is the sum of the currents in the inductor.A shortcoming in this design approach is that the induced heat in the windings is assumed to be caused by a DC current while in reality there is an AC current causing skin effect and proximity effect.The skin effect is the result of the magnetic field inside a conductor generated by the conductors own current. Fast current changes (high frequency) induce alternating fluxes which cause eddy currents. These eddy currents which add to the main current are opposite to the direction of the main current. The current is cancelled out in the centre of the conductor and moves towards the surface. The current density decreases exponentially from the surface towards the centre.The skin depth δ is the distance from the conductor surface towards the centre over which the current density has reduced by a factor of 1/e. The skin depth depends on material properties as conductivity and permeability and is inversely proportional to the square root of the frequency. For copper at 60 °C the skin depth can be approximated by: δ(µm) = 2230/(f [kHz])1/2 .When the conductor width (w t ) is taken smaller than 2δ, the contribution of this effect will be limited.This means a track width of <200 µm for a frequency of 500 kHz.If there is more winding width b w available for the concerned number of turns, the best solution from the magnetic point of view would be to split them up in parallel tracks.In practical situations there will be eddy current effects in the conductor not only due to the alternating field of its own current (skin effect) but also due to the fields of other conductors in the vicinity. This effect is calledthe proximity effect. When the primary and secondary layers are sandwiched this effect will be strongly decreased. Reason is that the primary and secondary currents flowin opposite directions so that their magnetic fields will cancel out. However there will still be a contribution to the proximity effect of the neighbouring conductors in the same layer.Empirical toolTemperature measurements on several designs of multilayer PCBs with AC currents supplied to the windings, show with reasonable accuracy that up to 1MHz each increaseof 100 kHz in frequency gives 2 °C extra in temperature rise of the PCB compared to the values determined for DC currents.Ferroxcube6Fig.2 Relation between current, dimensions of tracks in PCBs and temperature rise.7Ferroxcube8 FerroxcubeDepending on the heat generated by the currents the Array choice can be made between 35 or 70 µm copper layers. Between primary and secondary layers a distance of 400µm is required for the mains insulation. An E-PLT 18 combination has a minimum winding window of 1.8.mm. This is sufficient for the 35 µm layer design which results ina PCB thickness of about 1710 µm.To achieve a economic design we assumed a spacingof 300 µm between the tracks. Calculating the track widthfor the secondary winding with [5] returns 1.06 mm, inclusive mains insulation.Looking in fig 2. and using the calculated (see table 2) secondary RMS current of 1.6 A, results in a temperaturerise of 25 °C for the 35 µm layers and approx. 7 °C forthe 70 µm design.The temperature rise caused by the winding loss is allowedto be about half the total temperature rise, in this case17.5 °C. Clearly the 35 µm layers will give a too large temperature rise for an RMS current of 1.6 A and the70 µm layers will have to be used.The track widths for the primary winding turns can be calculated with [5] and will be approx. 416 µm. This track width will cause hardly any temperature rise by the primary RMS current of 0.24 A.Because the frequency is 120 kHz, 2 °C extra temperaturerise of the PCB is expected compared to the DC current situation. The total temperature rise of the PCB caused bythe currents only will remain below 10 °C.This design with 6 layers of 70 µm Cu tracks shouldfunction within its specification. The nominal thicknessof the PCB will be about 1920 µm which means that a standard planar E-PLT18 combination cannot be used.The standard E-E18 combination with a winding windowof 3.6 mm is usable. However its winding window is excessive, so a customized core shape with a windingwindow of approximately 2 mm would be a more elegant solution.Measurements on a comparable design with an E-E core combination in 3C90 material showed a total temperaturerise of 28 °C. This is in line with a calculated contributionof 17.5 °C temperature rise from the core losses and 10 °C caused by winding losses.The coupling between primary and secondary is good because the leakage inductance turns out to be only0.6 % of the primary inductance.9FerroxcubeReferences1. Mulder S.A., 1990Application note on the design of low profile high frequency transformers, Ferroxcube Components.2. Mulder S.A.,1994Loss formulas for power ferrites and their use in transformer design,Philips Components.3. Durbaum Th, Albach M, 1995Core losses in transformers with an arbitrary shape of the magnetizing current.1995 EPE Sevilla.4. Brockmeyer A., 1995Experimental Evaluation of the influence of DC premagnetization on the properties of power electronic ferrites, Aachen University of T echnology5. Ferroxcube Components technical note, 199625 Watt DC/DC converter using integrated Planar Magnetics.(9398 236 26011)Appendix 1: Formulas used for the calculations of the designformulas for flyback transformers formulas for forward transformersAppendix 2: Layer design for the planar E 14 forward transformerTop view of the example multilayer PCB。
