第一节_开关电源DCM和CCM工作模式及仿真2013

开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流I的平均值，峰值电流Ip与谷值电o流I之差为纹波电流。

V三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

DC-DC电源拓扑及其工作模式讲解一、DC-DC电源基本拓扑分类：开关电源的三种基本拓扑结构有Buck、Boost、Buck-boost（反极性Boost）。

如果电感连接到地，就构成了升降压变换器，如果电感连接到输入端，就构成了升压变换器。

如果电感连接到输出端，就构成了降压变换器。

基本拓扑图如下：1.Buck2.Boost3.Buck-Boost二、DC-DC复杂拓扑结构1.反激隔离电源（FlyBack）另外有些隔离电源拓扑就是通过基本拓扑增加变压器或者变化得到的，例如反激隔离电源（FlyBack）。

2.Buck+Boost拓扑本质是用一个降压“加上”一个升压，来实现升降压。

SEPIC拓扑：集成了Boost和Flyback拓扑结构3.Cuk、Sepic、Zeta拓扑通过基本拓扑直接组合，形成了三个有实用价值的拓扑结构：Cuk、Sepic、Zeta。

Cuk的本质是Boost变换器和Buck变换器串联，Sepic的本质是Boost和Buck-Boost串联，Zeta可以看成Buck和Buck-Boost串联。

但是里面有些细节按照电流的方向在演进的过程中调整了二极管的方向，两极串联拓扑节省了复用的器件。

通过这样串联和演进，产生了新的三个电源拓扑。

同时，如果我们把同步Buck拓扑串联同步Boost可以形成四开关Buck-Boost拓扑。

4.四开关Buck-Boost拓扑同时，如果我们把同步Buck拓扑串联同步Boost可以形成四开关Buck-Boost拓扑5.反激、正激、推挽拓扑的演进利用变压器代替电感，可以把Boost演进为一个新拓扑FlyBack即反激变换器（反激的公式来看又是很像Buck-Boost，这里变压器不同于电感，也有说法会说反激是Buck-Boost变过来的）。

可以把Buck电路的开关通过一个变压器进行能量传递，就形成正激变换器。

将两个正激变换器进行并联，可以形成推挽拓扑。

正激的变压器，是直接输送能量过去，而不是像反激变压器那样传递能量。

开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流o I 的平均值，峰值电流Ip 与谷值电流V I 之差为纹波电流。

三、CCM 工作模式及特点根据CCM 定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

CCM continuous current mode 即电感电流连续模式DCM discontinuous current mode即电感电流断续模式占空比=導通時間/周期当电感较小,负载电阻较大,或占空比小而周期大时,将出现电感电流已下降到零而新的周期却尚未开始的情况,在新的周期电感电流从0开始线性增加.这种方式称DCM,而CCM当然是电感电流一直在D2时期都有电放.它们各有优缺点了.在DCM状态,一般管子容易出现尖峰电流,同时输出直流电压纹波增大.当然,电感很大一般都是CCM模式,而电感确定后,占空比很小了,自然电感电流不能连续变成DCM模式,而至于重载,这样在开关关断时,电感快速放电,也容易使电流不连续即DCM.APFC如果用BOOST一般是工作在CCM下,而用反激式才工作在DCM下CCM的初级电流有效值小一些,峰值电流也小一些,所以CCM效率高一些.一般说来在低电压是都工作在CCM,高电压工作在DCM区域比较好!DCM狀態下在Tr ton期間,整個能量轉移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負面效應是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作.在CCM狀態中,原邊峰值電流較低,但開關晶體在ton狀態時有較高的集電极電流值.因此導致開關晶體高功率的消耗.同時為達成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘餘能量則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其他系數是相等的.綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作於DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身產生最大的銅損(I2R). 若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.電感上面的能量是否已經被釋放完全,一般而言,在MOSFET導通時電感儲能,MOSFET截止時電感釋能,若以buck電路做解釋,如果輸出電流慢慢增加,超過其漣波電流值的1/2,就會開始進入CCM模式,所謂的CCM及DCM,就是指電感的操作條件.工作模式也不是绝对的,轻载的时候都是断续模式,一般希望在正常负载是电源工作在连续模式,这样功率开关上电流应力会小一些,缺点是需要相对来说比较大的磁元件.一般来说小功率的可以采用断续模式设计,大功率的采用连续模式设计.但实际工作中经常会出现不同工作模式的转换./| /|/ | / |/ | / |/ | / |__________/ |_______/ |________ Ids非連續模式DCM/| /|/ | / |/ | / || | | || | | |__________| |_______| |________ Ids 連續模式CCM。

Buck 电路中的CCM和DCM降压电路是一种基本的DC/DC变换器。

随着IPM驱动和MCU供电、LED照明驱动、继电器和交流开关供电等小功率、直接从母线电压供电的应用场合越来越多，而目前的大部分DC/DC变换器输入电压一般在50V以内，一种高压的降压型斩波变换器被研究和使用得越来越广泛。

考虑到降压电路构成简单、成本较低，因此这种变换器具有良好的市场前景。

本文对其原理和高压降压电路应用设计进行了详细地阐述。

降压电路拓扑分析图1是降压拓扑的电路图。

当t=0时驱动S导通，电源Uin向负载供电，电感电流iL线性上升。

当t=ton时控制S关断，二极管VD续流，电感电流呈线性下降。

图1：降压拓扑电路图。

根据电感电流是否连续，可分为连续电流模式(CCM)、不连续电流模式(DCM)和临界电流模式(BCM或CRM或TM)。

通常串接较大电感L使负载电流连续且纹波小。

但是小功率SMPS中为了减小噪声以及损耗，通常选定电感电流不连续模式(DCM)。

CCM和DCM下的各参数波形如图2所示。

图2：CCM和DCM下主要参数波形。

1. BCM和CCM设IL为iL的平均值，△iL是iL的纹波值。

则在BCM和CCM模式下：稳态时:又从(3)和(4)得：从(1)、(2)和(5)得：在CCM下, (5)取>号在BCM下, (5)取等号， ==> L=R*Ts*(1-D)/22. DCM设图2中t1处iL=0，且a=(t1-ton)/Ts=t1/Ts-D。

则稳态时 L上电压开关周期平均值为0:C在开关周期内电流平均值为0:iL的平均值：IL=△iL*(D+a)/2<△iL/2Load电流： Io=Uo/R根据(7)、(8)和(4)得: 0.5*[(Uin-Uo)/L]*D*Ts*[Uin*D/Uo]=Uo/R且: K=2*L/(D2*Ts*R)=2/(D2*x), x=Ts*R/L, y=Uo/Uin。

图3：各模式下Uo/Uin的比值变化图。

ccm dcm 应用功率段DCM模式适用于低功率、低频率的应用，而CCM模式适用于高功率、高频率的应用。

在电力电子转换器的应用中，DCM和CCM是两种常用的工作模式。

这两种模式各有其特性和适用范围，对于应用功率段的覆盖也有所不同。

DCM (Discontinuous Conduction Mode) 模式DCM模式通常适用于较低的功率范围，这是因为该模式的特点是在一个开关周期内，电感电流的峰值不为零，即电感电流在一个开关周期内是“断开”的。

这意味着在开关周期的某个时刻，电感电流降为零，然后再次上升。

这种模式下的主要优点是，由于电感电流的平均值接近零，所以输出电压的纹波相对较小。

此外，DCM模式下的转换器具有相对较低的开关频率需求，这使得它适合于低频率的应用。

然而，DCM模式的缺点是它的能效相对较低，并且存在一个最小负载的要求，以确保电感电流在一个开关周期内断开。

因此，DCM模式在低功率、低频率的应用中更为常见。

CCM (Continuous Conduction Mode) 模式与DCM模式相反，CCM模式的电感电流在一个开关周期内始终不为零。

这意味着在每个开关周期中，电感电流都有正值和负值。

这种模式下，转换器的能效较高，因为电感电流的平均值不为零。

CCM模式适用于较高功率、较高频率的应用。

这是因为它可以提供更高的电压和电流输出，同时保持较低的纹波。

此外，由于CCM模式下转换器的开关频率可以很高，所以它可以实现更高的转换效率。

然而，CCM模式的缺点是输出电压的纹波相对较大，需要使用较大的滤波电容来减小纹波。

此外，CCM模式对负载变化的响应较慢，可能导致电压调节不稳定。

总结来说，DCM和CCM模式各有其优点和适用范围。

对于低功率、低频率的应用，DCM模式更为合适；而对于高功率、高频率的应用，CCM模式则更具优势。

在实际应用中，选择哪种模式取决于具体的需求和条件。

开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流I的平均值，峰值电流Ip与谷值o电流I之差为纹波电流。

V三、CCM工作模式及特点根据CCM定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

DCM狀態下在Tr ton期間,整個能量轉移波形中具有較高的原邊峰值電流,這是因為初級電感值Lp相對較低之故,使Ip急劇升高所造成的負面效應是增加了繞組損耗(winding lose)和輸入濾波電容器的漣波電流,從而要求開關晶體管必須具有高電流承載能力,方能安全工作. 在CCM狀態中,原邊峰值電流較低,但開關晶體在ton狀態時有較高的集電极電流值.因此導致開關晶體高功率的消耗.同時為達成CCM,就需要有較高的變壓器原邊電感值Lp,在變壓器磁芯中所儲存的殘餘能量則要求變壓器的體積較DCM時要大,而其他系數是相等的.
綜上所述,DCM與CCM的變壓器在設計時是基本相同的,只是在原邊峰值電流的定義有些區
在實際設計中通過調整氣隙大小來選定能量的傳遞方式(DCM / CCM) . 若工作於DCM方式,傳遞同樣的能量峰值電流是很高的. 工作中開關Tr,輸出二极體D以及電容C產生最大的損耗,變壓器自身產生最大的銅損(I2R). 若工作於CCM方式,電感較大時,電流上升斜率低雖然這種狀況下損耗最小,但這大的磁化直流成分和高的磁滯將使大多數鐵磁物質產生磁飽和. 所以設計時應使用一個折衷的方法,使峰值電流大小適中,峰值與直流有效值的比值比較適中. 只要調整一個合適的氣隙,就可得到這一傳遞方式,實現噪音小,效率合理之佳況.。

开关电源Buck电路CCM及DCM工作模式一、Buck开关型调整器:图1二、CCM及DCM定义：1、CCM (Continuous Conduction Mode),连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

或者说电感从不“复位”，意味着在开关周期内电感磁通从不回到0，功率管闭合时，线圈中还有电流流过。

2、DCM，(Discontinuous Conduction Mode)非连续导通模式：在开关周期内，电感电流总会会到0，意味着电感被适当地“复位”，即功率开关闭合时，电感电流为零。

3、BCM（Boundary Conduction Mode），边界或边界线导通模式：控制器监控电感电流，一旦检测到电流等于0，功率开关立即闭合。

控制器总是等电感电流“复位”来激活开关。

如果电感值电流高，而截至斜坡相当平，则开关周期延长，因此，BCM变化器是可变频率系统。

BCM变换器可以称为临界导通模式或CRM（Critical Conduction Mode）。

图1通过花电感电流曲线表示了三种不同的工作模式。

图2 电感工作的三种模式电流斜坡的中点幅值等于直流输出电流o I 的平均值，峰值电流Ip 与谷值电流V I 之差为纹波电流。

三、CCM 工作模式及特点根据CCM 定义，测试出降压变换器工作于连续模式下的波形，如下图3所示。

图3波形1表示PWM 图形，将开关触发成导通和截止。

当开关SW 导通时，公共点SW/D 上的电压为Vin 。

相反，当开关断开时，公共点SW/D 电压将摆到负，此时电感电流对二极管D 提供偏置电流，出现负降压——续流作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L 两端的平均电压为0，及S1+S2=0。

S1面积对应于开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩形高度（in V -out V ）乘以D sw T ，而S2也是矩形高度-out V t 乘以（1-D ）sw T 。

专利名称：用于控制反激变换器在DCM和CCM模式下工作的控制电路以及方法
专利类型：发明专利
发明人：B·K·帕特尔,A·车瑞恩,M·P·潘达雅,P·S·乔亿思
申请号：CN201380011910.3
申请日：20130228
公开号：CN104160604A
公开日：
20141119
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明所公开的实施例提供用于控制与计算机系统(120)一起使用的反激变换器(104)的装置(122)。

在工作期间，所述装置(122)借助所述反激变换器(104)的电压传感器(118)感测输出电压并且借助所述反激变换器(104)的电流传感器(114)感测输出电流。

装置包括不连续模式控制器(124)和连续模式控制器(126)。

装置(122)随后基于所感测的输出电压和所感测的输出电流将用于控制所述反激变换器(104)的模式从不连续模式切换至连续模式。

申请人：苹果公司
地址：美国加利福尼亚
国籍：US
代理机构：中国国际贸易促进委员会专利商标事务所
代理人：陈新
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电源芯片的工作模式都有哪些特点？开关电源以其体积小、能量利用率高的特性，被广泛应用于航天航空领域、家电、通信等领域。

那开关电源常见的工作模式有哪些呢？工作在这种模式下又具备哪些特点？本文为您讲解常见的两种模式：CCM，DCM。

一、C CM及DCM的定义M（Continuous Conduction Mode）连续导通模式：在一个开关周期内，电感电流从不会到0。

通俗来讲就是电感“从不复位”，意味着在开关周期内电感磁通量从不为0，功率管闭合后，电感中还有电流流过。

2.DCM（Discontinuous Conduction Mode）非连续导通模式或者叫断续导通模式：在一个开关周期内，电感电流总会会到0。

通俗来讲就是电感被“适当复位”，功率管闭合后，电感中电流为0。

二、C CM工作模式与特点1.根据CCM的特点，测得降压变压器工作在连续模式下的波形。

如下图1所示。

波形1表示PWM的波形，将开关管触发成导通和截止状态。

当开关管SW导通时，公共点SW/D上的电压为Vin。

当开关管SW关断时，公共点SW/D上的电压为负压，电感电流就会对二极管D产生偏置电流，出现负压降——实现续流的作用。

波形3描述了电感两端电压的变化。

在平衡点，电感L两端的平均电压为0，即S1+S2=0。

S1面积对应开关导通时电压与时间的乘积，S2面积对应于开关关断时电压与时间的乘积。

S1简单地用矩阵高度（V in-V OUT）乘以DT SW，S2也可以简单地用矩阵高度-V out乘以（1-D）T sw。

如果对S1和S2求和，然后再整个周期T sw内平均，得到：（D(V in-V out)T sw-V out(1-D)T sw）/T sw=0化简上式可以得到CCM的降压DC传递函数：V out=DV in从上式可以看到V out是随着D(占空比)变化的。

总结CCM降压变压器的特点：●D限定在小于1，降压变压器的输出电压必定小于输入电压。

●通过变化占空比D，可以控制输出电压。

反激变换器DCM与CCM的优点与缺点比较
Flyback变换器分为DCM与CCM模式,两种工作模式各有优点与缺点，下面就将两种模式逐一比较：
DCM模式优点：DCM模式的原边电流与副边电流如下图所示：
由于在下次开通的时候副边整流二极管的电流已经降低到零。

优点是：不连续模式电路的响应更快且负载电流或者输入电压突变引起的输出电压尖峰更低；由于整流管是零电流关断，所以尖峰电压更小，损耗更低，整流管开通的时候损耗更低。

缺点是：在同等功率等级的情况下，尖峰电流更大，及原边与副边的损耗更大（有效值变大）。

电容承受的纹波电流更大。

在又DCM进入CCM模式下会出现振荡。

而DCM模式与CCM模式的不同最大在于电感量的不同。

不连续模式下次级电流峰值可以达连续模式下峰值电流的两倍。

另外不连续模式下初级电流更大也会导致严重的RFI问题。

不连续模式下会产生很高的电流尖峰，从而会导致很高的尖峰电压，所以需要较大的LC滤波器。

另外，关断瞬间次级较大的峰值电流流入，输出滤波电感造成较大的di/dt,也会在在输出母线上产生严重的噪声。

Flyback CCM模式的原边与副边的电压与电流模式如下图所示：
CCM模式下，电流尖峰较小，但是由于开通与关断都是不是零电流，所以会有较大的开关
损耗，反应较慢，在输入电压突变与负载突变时会有较高的电压尖峰。

同时整流二极管由于不是零电流关断，有较大的尖峰，同时原边MOS管也会有较大的开通损耗。

反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系(2012-04-20 11:09:07)电源的三中基本工作模式介绍如果按照开关电源内部储能电感或储能变压器在开关周期内的能量存储状态区分，则其基本工作模式可分为三种：电流连续模式(CCM)，电流断续模式(DCM)及电流临界模式(BCM)。

在这三种模式中，BCM模式其实为CCＭ与DCM模式的特殊形态:- BCM模式: 若在每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器所存储的能量刚好释放到0（对应的，其内部的最小磁通Φmin也刚好为0），那么，此时电源工作在BCM模式下；此工作模式在变频（PFM）或RCC电源中较为常见；- CCM模式: 若每个开关周期开始或结束时，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin不为0，则变换器工作在CCM；此时储能电感或储能变压器还有残余能量存储；另外，从电流波形上来看，其中有直流分量存在；采用CCM模式可以有效降低开关管的电流应力，但需要较大的电感量；- DCM模式: 若每个开关周期开始或结束前，储能电感或储能变压器中最小磁通Φmin已经为0，那么变换器工作在DCM。

此模式下电源工作比较稳定，反馈设计也较简单，但开关管的电流应力会较大。

- CCM、BCM与DCM模式的转换当电源设计在CCM模式下时，理论上：1）当输入及输出电压保持不变的时，若负载阻抗逐渐增加(输出电流减少)：* 保持CCM工作模式，占空比不会发生变化，直到上面图示中的Ipp2=0或Isp2=0为止，* 当负载电流减少到刚好使Ipp2=0或Isp2=0时，电源进入BCM 模式，* 若继续减少负载电流，Ipp2或Isp2仍为0，但电源进入DCM 模式，* 对Buck或隔离式Buck拓扑(如Forward,Push-Pull,Half-bridge,Full-Bridge等)，若电源进入DCM模式，则占空比将按下面规律变化：式中: D：为占空比；T: 开关周期(S)；R：输出负载(欧姆)；L: 输出储能电感感量(H)；Vo:输出电压(V)；Vns：输出储能电感的输入电压；另外，对Buck或隔离式Buck拓扑来说，CCM模式下需注意的是，若占空比设计超过0.5，则需要注意当占空比跨越0.5时，反馈系统可能不稳定；若采用电流反馈，则需要作电流斜率补偿；2）反之，电源将从DCM变化到BCM，之后进入CCM模式；3）当输出负载保持不变时，若逐渐增加输入电压，电源将会从CCM变化到BCM，之后进入DCM模式；这也是为什么在设计计算时要验证最小占空比的原因之一(另一重要原因是要降低开关管的导通交越损失，确保开关周期内最小导通时间ton比开关管本身的开通时间要长的多；一般MosFET的开通时间约为100nS 左右，而ton要确保在1uS以上)；反激式开关电源的基本工作模式及输入输出关系反激式开关电源的基本原理图1 BCM&CCM模式- BCM&CCM模式下的电压关系：a.在开关管导通时，一次绕组电压(Vin)与二次绕组电压(Vos)之间的关系：，开关管承受电压：，整流管承受电压：；b.在开关管关断期间，二次绕组电压(Vns)与一次绕组电压(Vor)之间的关系：；式中，开关管承受电压：根据伏秒规律,如图中所示，有: ，即：，所以：- BCM&CCM模式下的电流关系：a.在开关管关断瞬间，根据能量守恒[ ]，一次绕组存储能量：，它应等于二次绕组释放的能量：因此：，由于电感量与圈数平方成正比，故而，所以，这就是反激式变压器的安匝数规律；b.在开关管导通瞬间，根据能量守恒同样有[]:二次绕组停止能量释放，变压器剩余能量：，它也是一次绕组开始储能的起点：，因此：；c.假设在开关管导通期间(ton内，非整个周期)，一次绕组的平均电流为Ipm，而关断期间(toff)二次绕组的平均电流为Ism，根据能量守恒同样有；由上面的分析结果可验证反激式变压器的安匝数规律；若圈数比为n，则;2 DCM模式如图所示，在整个周期T内：1）开关管导通期间(ton)，变压器进行能量存储；2）开关管关断期间(toff=tr+td)：* 变压器在tr时间内将能量完全释放：，* 变压器在td时间内不工作；若td=0,则变压器进入BCM。