BLDC控制

BLDC电机控制算法

无刷电机属于自換流型（自我方向轉換），因此控制起来更加复杂。BLDC电机控制要求了解电机进行整流转向的转子位置和机制。对于闭环速度控制，有两个附加要求，即对于转子速度/或电机电流以及PWM信号进行测量，以控制电机速度功率。

BLDC电机可以根据应用要求采用边排列或中心排列PWM信号。大多数应用仅要求速度变化操作，将采用6个独立的边排列PWM信号。这就提供了最高的分辨率。如果应用要求服务器定位、能耗制动或动力倒转，推荐使用补充的中心排列PWM信号。

为了感应转子位置，BLDC电机采用霍尔效应传感器来提供绝对定位感应。这就导致了更多线的使用和更高的成本。无传感器BLDC控制省去了对于霍尔传感器的需要，而是采用电机的反电动势（电动势）来预测转子位置。无传感器控制对于像风扇和泵这样的低成本变速应用至关重要。在采有BLDC电机时，冰箱和空调压缩机也需要无传感器控制。

死区的插入和补充

许多不同的控制算法都被用以提供对于BLDC电机的控制。典型地，将功率晶体管用作线性稳压器来控制电机电压。当驱动高功率电机时，这种方法并不实用。高功率电机必须采用PWM控制，并要求一个微控制器来提供起动和控制功能。控制算法必须提供下列三项功能：

用于控制电机速度的PWM电压

用于对电机进整流换向的机制

利用反电动势或霍尔传感器来预测转子位置的方法

脉冲宽度调制仅用于将可变电压应用到电机绕组。有效电压与PWM占空度成正比。当得到适当的整流换向时，BLDC的扭矩速度特性与一下直流电机相同。可以用可变电压来控制电机的速度和可变转矩。

功率晶体管的换向实现了定子中的适当绕组，可根据转子位置生成最佳的转矩。在一个BLDC电机中，MCU必须知道转子的位置并能够在恰当的时间进行整流换向。

BLDC电机的梯形整流换向

对于直流无刷电机的最简单的方法之一是采用所谓的梯形整流换向。

在这个原理图中，每一次要通过一对电机终端来控制电流，而第三个电机终端总是与电源电子性断开。嵌入大电机中的三种霍尔器件用于提供数字信号，它们在60度的扇形区内测量转子位置，并在电机控制器上提供这些信息。由于每次两个绕组上的电流量相等，而第三个绕组上的电流为零，这种方法仅能产生具有六个方向共中之一的电流空间矢量。随着电机的转向，电机终端的电流在每转60度时，电开关一次（整流换向），因此电流空间矢量总是在90度相移的最接近30度的位置

因此每个绕组的电流波型为梯形，从零开始到正电流再到零然后再到负电流。这就产生了电流空间矢量，当它随着转子的旋转在6个不同的方向上进行步升时，它将接近平衡旋转

在像空调和冰霜这样的电机应用中，采用霍尔传感器并不是一个不变的选择。在非联绕组中感应的反电动势传感器可以用来取得相同的结果。

这种梯形驱动系统因其控制电路的简易性而非常普通，但是它们在整流过程中却要遭遇转矩纹波问题。

BDLC电机的正弦整流换向

梯形整流换向还不足以为提供平衡、精准的无刷直流电机控制。这主要是因为在一个三相无刷电机（带有一个正统波反电动势）中所产生的转矩由下列等式来定义：

正弦整流换向无刷电机控制器努力驱动三个电机绕组，其三路电流随着电机转动而平稳的进行正弦变化。选择这些电流的相关相位，这样它们将会产生平稳的转子电流空间矢量，方向是与转子正交的方向，并具有不变量。这就消除了与北形转向相关的转矩纹波和转向脉冲。

为了随着电机的旋转，生成电机电流的平稳的正弦波调制，就要求对于转子位置有一个精确有测量。霍尔器件仅提供了对于转子位置的粗略计算，还不足以达到目的要求。基于这个原因，就要求从编码器或相似器件发出角反馈。

由于绕组电流必须结合产生一个平稳的常量转子电流空间矢量，而且定子绕组的每个定位相距120度角，因此每个线组的电流必须是正弦的而且相移为120度。采用编码器中的位置信息来对两个正弦波进行合成，两个间的相移为120度。然后，将这些信号乘以转矩命令，因此正弦波的振幅与所需要的转矩成正比。结果，两个正弦波电流命令得到恰当的定相，从而在正交方向产生转动定子电流空间矢量。

正弦电流命令信号输出一对在两个适当的电机绕组中调制电流的P-I控制器。第三个转子绕组中的电流是受控绕组电流的负和，因此不能被分别控制。每个P-I控制器的输出被送到一个PWM调制器，然后送到输出桥和两个电机终端。应用到第三个电机终端的电压源于应用到前两个线组的信号的负数和，适当用于分别间隔120度的三个正弦电压。

结果，实际输出电流波型精确的跟踪正弦电流命令信号，所得电流空间矢量平稳转动，在量上得以稳定并以所需的方向定位。

一般通过梯形整流转向，不能达到稳定控制的正弦整流转向结果。然而，由于其在低电机速度下效率很高，在高电机速度下将会分开。这是由于速度提高，电流回流控制器必须跟踪一个增加频率的正弦信号。同时，它们必须克服随着速度提高在振幅和频率下增加的电机的反电动势。

由于P-I控制器具有有限增益和频率响应，对于电流控制回路的时间变量干扰将引起相位滞后和电机电流中的增益误差，速度越高，误差越大。这将干扰电流空间矢量相对于转子的方向，从而引起与正交方向产生位移。

当产生这种情况时，通过一定量的电流可以产生较小的转矩，因此需要更多的电流来保持转矩，效率降低。随着速度的增加，这种降低将会延续。在某种程度上，电流的相位位移超过90度。当产生这种情况时，转矩减至为零。通过正弦的结合，上面这点的速度导致了负转矩，因此也就无法实现。

无刷直流电机原理

1. 简介

本文要介绍电机种类中发展快速且应用广泛的无刷直流电机（以下简称BLDC）。BLDC被广泛的用于日常生活用具、汽车工业、航空、消费电子、医学电子、工业自动化等装置和仪表。顾名思义，BLDC不使用机械结构的换向电刷而直接使用电子换向器，在使用中BLDC相比有刷电机有许多的优点，比如：

能获得更好的扭矩转速特性；

高速动态响应；

高效率；

长寿命；

低噪声；

高转速。

另外，BLDC更优的扭矩和外形尺寸比使得它更适合用于对电机自身重量和大小比较敏感的场合。

2. BLDC结构和基本工作原理

BLDC属于同步电机的一种，这就意味着它的定子产生的磁场和转子产生的磁场是同频率的，所以BLDC并不会产生普通感应电机的频差现象。BLDC中又有单相、2相和3相电机的区别，相类型的不同决定其定子线圈绕组的多少。在这里我们将集中讨论的是应用最为

广泛的3相BLDC。

2.1 定子

BLDC定子是由许多硅钢片经过叠压和轴向冲压而成，每个冲槽内都有一定的线圈组成了绕组，可以参见图2.1.1。从传统意义上讲，BLDC的定子和感应电机的定子有点类似，不过在定子绕组的分布上有一定的差别。大多数的BLDC定子有3个呈星行排列的绕组，每

个绕组又由许多内部结合的钢片按照一定的方式组成，偶数个绕组分布在定子的周围组成了偶数个磁极。

BLDC的定子绕组可以分为梯形和正弦两种绕组，它们的根本区别在于由于绕组的不同连接方式使它们产生的反电动势（反电动势的相关介绍请参加EMF一节）不同，分别呈现梯形和正弦波形，故用此命名了。梯形和正弦绕组产生的反电动势的波形图如图2.1.2和图

2.1.3所示。

另外还需要对反电动势的一点说明就是绕组的不同其相电流也是呈现梯形和正弦波形，可想而知正弦绕组由于波形平滑所以运行起来相对梯形绕组来说就更平稳一些。但是，正弦型绕组由于有更多绕组使得其在铜线的使用上就相对梯形绕组要多（？）。平时由于应用电压的不同，我们可以根据需要选择不同电压范围的无刷电机。48V及其以下应用电压的电机可以用在汽车、机器人、小型机械臂等方面。100V及其以上电压范围的电机可以用在专用器具、自动控制以及工业生产领域。

2.2 转子

定子是2至8对永磁体按照N极和S极交替排列在转子周围构成的（内转子型），如果是外转子型BLDC那么就是贴在转子内壁咯。如图2.2.1所示；

2.3 霍尔传感器

与有刷直流电机不同，无刷直流电机使用电子方式换向。要使BLDC转起来，必须要按照一定的顺序给定子通电，那么我们就需要知道转子的位置以便按照通电次序给相应的定子线圈通电。定子的位置是由嵌入到定子的霍尔传感器感知的。通常会安排3个霍尔传感器在转子的旋转路径周围。无论何时，只要转子的磁极掠过霍尔元件时，根据转子当前磁极的极性霍尔元件会输出对应的高或低电平，这样只要根据3个霍尔元件产生的电平的时序就可以判断当前转子的位置，并相应的对定子绕组进行通电。霍尔效应：当通电导体处于磁场中，由于磁场的作用力使得导体内的电荷会向导体的一侧聚集，当薄平板通电导体处于磁场中时这种效应更为明显，这样一侧聚集了电荷的导体会抵消磁场的这种影响，由于电荷在导体一侧的聚集，从而使得导体两侧产生电压，这种现象就称为霍尔效应，E.H 霍尔在1879年发现了这一现象，故以此命名。

图2.3.1显示了NS磁极交替排列的转子的横截面。霍尔元件安放在电机的固定位置，将霍尔元件安放到电机的定子是比较复杂的，因为如果安放时位置没有和

转子的磁场相切那么就可能导致霍尔元件的测量值不能准确的反应转子当前的

位置，鉴于以上原因，为了简化霍尔元件的安装，通常在电机的转子上安装一颗冗余的磁体，这个磁体专门用来感应霍尔元件，这样就能起到和转子磁体感应的相同效果，霍尔元件一般按照圆周安放在印刷电路板上并配备了调节盖，这样用户就可以根据磁场的方向非常方便的调节霍尔元件的位置以便使它工作在最佳

状态。霍尔元件位置的安排上，有60°夹角和120°夹角两种。基于这种摆放形式，BLDC的电流换向顺序由制造厂商制定，当我们控制电机的时候就需要用到这种换向顺序。

注意：霍尔元件的电压范围从4V到24V不等，电流范围从5mA到15mA不等，所以在考虑控制器时要考虑到霍尔元件的电流和电压要求。另外，霍尔元件输出集电极开路，使用时需要接上拉电阻。

2.4 操作原理

每一次换向都会有一组绕组处于正向通电；第二组反相通电；第三组不通电。转子永磁体的磁场和定子钢片产生的磁场相互作用就产生了转矩，理论上，当这两个磁场夹角为90°时会产生最大的转矩，当这两个磁场重合时转矩变为0，为了使转子不停的转动，那么就

需要按顺序改变定子的磁场，就像转子的磁场一直在追赶定子的磁场一样。典型的“六步电流换向”顺序图展示了定子内绕组的通电次序。

2.5 转矩/转速特性

图2.5.1 转矩和速度特性显示了转矩和转速特性。BLDC一共有两种转矩度量：最大转矩和额定转矩。当电机连续运转的时候表现出来的就是额定转矩。在无刷电机达到额定转速之前，转矩不变，无刷电机最高转速可以达到额定转速的150%，但是超速时电机的转矩

会相应下降。在实际的应用中，我们常常会让带负载的电机启动、停转和逆向运行，此时就需要比额定转矩更大的转矩。特别是当转子静止和反方向加速时启动电机，这个时候就需要更大的转矩来抵消负载和转子自身的惯性，这个时候就需要提供最大的转矩一直到电机进入正向转矩曲线阶段

2.6 BLDC和其他类型电机比较

3. 换向时序

图2.6.1显示了霍尔元件的输出、反电动势和相电流的关系。图2.6.2显示了根据霍尔元件输出的波形应该给绕组通电的时序。图2.6.1中的通电序号对应的就是图2.6.2中的序号，每隔60°夹角其中一个霍尔元件就会改变一次其输出特性，那么一圈（通电周期）下来就会有6次变化，同时相电流也会每60°改变一次。但是，每完成一个通电周期并不会使转子转动一周,转子转动一周需要的通电周期数目和转子上的磁极的对数相关，转子有多少对磁极那么就需要多少个通电周期。图2.6.3是关于使用MCU控制无刷电机的原理图，其中微控制器PIC18FXX31控制Q0-Q5组成的驱动电路按照一定的时序为BLDC通电，根据电机电压和电流的不同可以选择不同的驱动电路，如MOSFET、IGBT或者直接使用双极性三极管。表2.6.1和表2.6.2表示的是基于霍尔输入时在A、B、C绕组上的通电时序。表2.6.1是转子顺时针转动的时序，表2.6.2是转子逆时针转动的时序。上面两个表格显示的是当霍尔元件呈60°排列时的驱动波形，前面也提到霍尔元件还可以呈120°的夹角排列，那么这个时候就需要相应的驱动波形，这些波形都可以在电机生产商的资料里找到，应用时需要严格遵守通电时序。

如图2.6.3所示，假设驱动电压和电机运行时的电压相等（包括驱动电路本身的损耗），当PWMx按照给定的时序开和关时无刷电机将会以额定的转速旋转。为了调速，我们使用远高于电机运转频率的PWM波驱动电机，通常我们需要至少10倍于电机最高频率的PWM驱动波形。当PWM驱动波形的占空比变化时，使得其在定子上的有效电压变化，这就实现了无刷电机的调速，另外，当驱动电源电压高于电机本身的额定电压时，我们可以调节PWM的占空比来使得驱动电源电压适合电机的额定驱动电压。可想而知，我们可以使用同一个控制器去挂接不同额定电压的电机，此时只需要用控制器改变一下PWM的占空比就行了。另外还有一种控制方式：当微控制器的PWM输出不够用时，可以在整个通电时序内将上臂一直导通（即上臂不使用PWM）而下臂使用PWM驱动。图2.6.3中连接数字和模拟转换通道的分压电路提供了一定速度的参考电压，有了这个电压，我们就可以计算PWM波形的有效值。

3.1 闭环控制

我们可以通过闭环测量当前电机的转速而达到控制电机的转速的目的，我们通过计算期望转速和实际转速的误差，然后使用PID算法去调节PWM的占空比以达到控制电机转速的目的。对于低成本，低转速的应用场合，可以使用霍尔传感器获得转速反馈。利用PIC18FXX31微控制器本身的一个定时器去测量两个霍尔元件输出信号，然后根据这个信号得出实际的转速。在高转速应用场合，我们可以在电机上装上光电编码器，可以利用其输出相差90°的信号进行转速和转向的测量。通常，光电编码器还可以输出PPR信号，使得可以进行较精确的转子定位，编码器的编码刻度可以上百甚至上千，编码刻度越多，精度越高。

4. 反电动势（BACK EMF）

根据楞次定律，当BLDC转动时其绕组会产生与绕组两端电压相反方向的反向电压，这就是反电动势（BACK EMF）。记住，反电动势和绕组所加电压是反向的。决定反电动势的主要因素有以下几点：

转子的角速度；

转子永磁体的磁场强度；

每个定子绕组缠绕的线圈数量。

计算反电动势的公式：

Back EMF = (E) ∝NlBw

其中：

N为每相绕组的线圈数量

L转子的长度

B为转子的磁通密度

W为转子的角速度

当电机一旦做好，那么其绕组的线圈数量和永磁体的磁通密度就定了，由公式可知，唯一决定反电动势的量就是转子的角速度（也可以换算为线速度）且角速度和反电动势成正比。厂家一般会提供电机的反电动势常量，通过它我们可以用来估计某一转速下反电动势的大小。绕组上的电压等于供电电压减去反电动势，厂家在设计电机的时候会选取适当的反电动势常量以便电机工作时有足够的电压

差可以使电机达到额定转速并具有足够的转矩。当电机超过额定转速工作时，反电动势会持续上升，这时加在电机绕组间的有效电压会下降，电流会减少，扭矩会下降，当反电动势和供电电压相等的时候，电流降为0，扭矩为0，电机达到极限转速。

5. 无传感器BLDC控制

目前为止，我们所讨论的都是基于霍尔元件获取电机转子位置的换向器控制方式，其实可以直接通过测量电机反电动势而知道转子的位置，在图2.6.1中已经可以比较清晰的看出反电动势和霍尔元件输出信号之间的关系。通过前些章节的讨论，我们可以看出在任何时候，电机的绕组都是有一相为正向通电、一相为反向通电和另外一相为不通电。当某相反电动势反向的时候霍尔传感器的输出也跟着

变化。理想状态下，霍尔元件的输出会在相反电动势过零的时候发生改变，实际应用时会有一段小的延迟，这种延迟可以通过微控制器补偿。图3.1.1为利用反电动势过零检测的方式来控制BLDC。

还有一方面需要考虑：当电机转速比较低的时候，反电动势会比较小，以致过零检测电路无法正常检测，这个时候在电机启动阶段就需要使用开环控制，当电机启动到产生可以过零检测的反电动势转速时，系统就需要切换到过零检测控制模式，进行闭环控制。最低的过零检测转速可以根据电机的反电动势常量计算出来。根据这个原理，可以去除霍尔元件以及因其安装的辅助磁体，这样就可以简化制造节约成本。另外，除去了霍尔元件的电机可以安装在一些粉尘和油污比较大的地方而无须为保证霍尔的正常工作而定时进行清理，与此同时，这种免维护电机还可以安装在人很难触及的地方。

6. 选择合适的BLDC

为实际应用选择合适的电机是至关重要的。根据电机的负载特性，需要确定合适的电机参数。其主要参数有以下几点：

应用是的最大扭矩要求；

平方根(RMS)扭矩需求；

转速要求。

6.1 最大扭矩

最大的扭矩可以通过将负载扭矩、转动惯量和摩擦力相加得到。另外，还有一些额外的因素影响最大需求扭矩如：气隙空气的阻力等，这就需要至少20%的扭矩余量，综上所述，有以下等式：

TJ为电机启动或加速过程需要克服的转动力矩，其主要包括电机转子的转动力矩和负载的转动力矩，其表示为：

上式中α为加速度，JL+M为定子和负载的转动力矩。电机的机械轴决定电机的负载力矩和摩擦力。

6.2 平方根扭矩

可以近似的认为平方根扭矩为实际应用中需要的持续输出扭矩。它由很多因素决定：最大扭矩、负载扭矩、转动惯量、加速、减速以及运行时间。下面的等式表示了平方根扭矩的计算，其中TA为加速时间、TD为减速时间和TR为运行时间。

6.3 转速

这是有应用需求的转速。比如，吹风机的转速需求是，最高转速和平均转速相差不大，显然在一些点对点定位系统如传送带和机械臂系统中就需要大转速范围的电机，可以根据电机的转速梯形曲线（）确定电机的转速需求。通常，由于其他因素，在计算电机转速需求的时候需要留有10%余量。

7. BLDC典型应用

BLDC的应用十分广泛，如汽车、工具、工业工控、自动化以及航空航天等等。总的来说，BLDC可以分为以下三种主要用途：

持续负载应用

可变负载应用

定位应用

7.1 持续负载应用

这种应用主要用于那些需要一定转速但是对转速精度要求不高的领域，比如风扇、抽水机、吹风气等一类的应用。通常这类应用成本比较低且多是开环控制。

7.2 可变负载应用

这类主要指的是电机转速需要在某个范围内变化的应用，在这类应用中主要对电机的高转速特性和动态响应特性有更高的要求。家用器具中的洗衣机、甩干机和压缩机就是很好的例子。在汽车工业领域，油泵控制、电控制器、发动机控制和电子工具等也是很好的例子。在航空领域也有很多的应用，比如离心机、泵、机械臂、陀螺仪等等。这个领域中多使用电机反馈器件组成半开环和闭环进行控制。这就需要复杂的控制算法，增加了控制器的复杂程度也增加了系统成本。

7.3 定位应用

大多数的工业控制和自动控制方面的应用属于这个类别。在这些应用中往往会完成能量的输送，如齿轮或者传送带，因此系统对电机的转速的动态响应和转矩有特别的要求，同时这些应用也可能需要随时的改变电机的转向，电机可能工作在匀速，加速，减少阶段，而且有可能在这些阶段中负载也在变化，所以这对控制器提出了更高的要求，通常这种控制使用闭环控制，甚至会有扭矩环、速度环和

PWM控制电路的基本构成及工作原理

基于DSP的三相SPWM变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流-直流-交流-滤波等部分构成，输出电压和电流波形均为纯正的正弦波，且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计，通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资源，实现了SPWM的不规则采样，并采用PID算法使系统产生高品质的正弦波，具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交-直变换，然后在DSP控制下把直流电源转换成三相SPWM波形供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统控制器采用TI公司推出的业界首款浮点数字信号控制器TMS320F28 335，它具有150MHz高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期32位累加运算，可满足应用对于更快代码开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比，最新的F2833x浮点控制器不仅可将性能平均提升50%，还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点C28x TM控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1 系统总体框图 （1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。 （2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型IPM功率模块，具有电路简单、可 靠性高等特点。 （3）LC滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4）控制电路模块：检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生SPWM控制信号，去控制IPM开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过SPI接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 （5）电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由TMS320F28335的A/D通道输入。

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甲血罔屈十 锂代-* 卜 ARC 阴 I/O CAP 基于DSP 的三相SPWM 变频电源的设计 变频电源作为电源系统的重要组成部分，其性能的优劣直接关系到整个系统的安全和可靠性指标。现代变频电源以低功 耗、高效率、电路简洁等显著优点而备受青睐。变频电源的整个电路由交流 -直流-交流-滤波等部分构成，输出电压和电 流波形均为纯正的正弦波，且频率和幅度在一定范围内可调。 本文实现了基于TMS320F28335的变频电源数字控制系统的设计，通过有效利用TMS320F28335丰富的片上硬件资 源，实现了 SPWM 的不规则采样，并采用PID 算法使系统产生高品质的正弦波，具有运算速度快、精度高、灵活性好、 系统扩展能力强等优点。 系统总体介绍 根据结构不同，变频电源可分为直接变频电源与间接变频电源两大类。本文所研究的变频电源采用间接变频结构即 交-直-交变换过程。首先通过单相全桥整流电路完成交 -直变换，然后在DSP 控制下把直流电源转换成三相 SPWM 波形 供给后级滤波电路，形成标准的正弦波。变频系统控制器采用 TI 公司推出的业界首款浮点数字信号控制器 TMS320F28 335,它具有150MHz 高速处理能力，具备32位浮点处理单元，单指令周期 32位累加运算，可满足应用对于更快代码 开发与集成高级控制器的浮点处理器性能的要求。与上一代领先的数字信号处理器相比，最新的 F2833x 浮点控制器不 仅可将性能平均提升50%，还具有精度更高、简化软件开发、兼容定点 C28x TM 控制器软件的特点。系统总体框图如 图1所示。 图1系统总体框图 （1）整流滤波模块：对电网输入的交流电进行整流滤波，为变换器提供波纹较小的直流电压。 （2）三相桥式逆变器模块：把直流电压变换成交流电。其中功率级采用智能型 IPM 功率模块，具有电路简单、可 靠性高等特点。 （3）LC 滤波模块：滤除干扰和无用信号，使输出信号为标准正弦波。 （4） 控制电路模块：检测输出电压、电流信号后，按照一定的控制算法和控制策略产生 SPWM 控制信号，去控制 IPM 开关管的通断从而保持输出电压稳定，同时通过 SPI 接口完成对输入电压信号、电流信号的程控调理。捕获单元完 成对输出信号的测频。 （5） 电压、电流检测模块：根据要求，需要实时检测线电压及相电流的变化，所以需要三路电压检测和三路电流 检测电路。所有的检测信号都经过电压跟随器隔离后由 TMS320F28335的A/D 通道输入。 电柠朗 初电厝

模糊控制规则表生成程序

模糊控制规则表生成程序 %偏差E的赋值表 E=[1.0 0.8 0.7 0.4 0.1 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.2 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.1 0.3 0.7 1.0 0.7 0.2 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.1 0.6 1.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 1.0 0.6 0.1 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.2 0.7 1.0 0.7 0.3 0.1 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.2 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.1 0.4 0.7 0.8 1.0]; %偏差变换率EC的赋值表 Ec=[1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0]; %输出U的赋值表 u=[1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.0 0.3 0.7 1.0 0.7 0.3 0.0 0.0

模糊控制详细讲解实例之欧阳歌谷创作

一、速度控制算法： 欧阳歌谷（2021.02.01） 首先定义速度偏差-50 km/h≤e（k）≤50km/h，-20≤ec（i）=e（k）-e（k-1）≤20，阀值eswith=10km/h 设计思想：油门控制采用增量式PID控制算法,刹车控制采用模糊控制算法，最后通过选择规则进行选择控制量输入。 选择规则： e（k）<0 ①e（k）>-eswith and throttlr_1≠0 选择油门控制 ②否则：先将油门控制量置0，再选择刹车控制 0

E/EC和U取相同的隶属度函数即： 说明：边界选择钟形隶属度函数，中间选用三角形隶属度函数，图像略 实际EC和E输入值若超出论域范围，则取相应的端点值。 3.模糊控制规则 由隶属度函数可以得到语言值隶属度（通过图像直接可以看出）如下表： 表1：E/EC和U语言值隶属度向量表 设置模糊规则库如下表： 表2：模糊规则表 3.模糊推理 由模糊规则表3可以知道输入E与EC和输出U的模糊关系，这里我取两个例子做模糊推理如下： if (E is NB) and (EC is NM) then (U is PB) 那么他的模糊关系子矩阵为：

模糊控制程序实例学习资料

5.2.2.6 模糊控制器设计实例 1、单输入模糊控制器的设计 【例5.12】已知某汽温控制系统结构如图5.10所示，采用喷水减温进行控制。设计单输入模糊控制器，观察定值扰动和内部扰动的控制效果。 R = 图5.10 单回路模糊控制系统 按表5-2确定模糊变量E 、U 的隶属函数，按表5-3确定模糊控制规则，选择温度偏差e 、控制量u 的实际论域：[ 1.5,1.5]e u =∈-，则可得到该系统的单输入模糊控制的仿真程序如FC_SI_main.m 所示，仿真结果如图5.11所示。 设温度偏差e 、控制量u 的实际论域：[ 1.5,1.5]e u =∈-，选择e 、u 的等级量论域为 {3,2,1,0,1,2,3}E U ==---+++ 量化因子2) 5.1(5.13 2=--?= K 。 选择模糊词集为{NB,NS,ZO,PS,PB }，根据人的控制经验，确定等级量E ，U 的隶属函数曲线如图5-8 所示。根据隶属函数曲线可以得到模糊变量E 、U 的赋值表如表5-3所示。 图5-8 E ，U 的隶属函数曲线 -3 -2 -1 1 2 3

依据人手动控制的一般经验，可以总结出一些控制规则，例如： 若误差E 为O ，说明温度接近希望值，喷水阀保持不动； 若误差E 为正，说明温度低于希望值，应该减少喷水； 若误差E 为负，说明温度高于希望值，应该增加喷水。 若采用数学符号描述，可总结如下模糊控制规则： 若E 负大，则U 正大； 若E 负小，则U 正小； 若E 为零，则U 为零； 若E 正小，则U 负小； 若E 正大，则U 负大。 写成模糊推理句: if E=NB then U=PB if E=NS then U=PS if E=ZO then U=ZO if E=PS then U=NS if E=PB then U=NB 由上述的控制规则可得到模糊控制规则表，如表5-4所示。 表5-4 模糊控制规则表 模糊控制规则实际上是一组多重条件语句，它可以表示从误差论域E 到控制量论域U 的模糊关系R 。 按着上述控制规则，可以得到该温度偏差与喷水阀门开度之间的模糊关系R ： ()()()()() E U E U E U E U E U R E U NB PB NS PS ZO ZO PS NS PB NB - - =?=?????U U U U 计算模糊关系矩阵R 的子程序如F_Relation_1.m 所示。 %模糊关系计算子程序F_Relation_1.c function [R,mfe,mfu,ne,nu,Me]=F_Relation_1 %#############################输入模糊变量赋值表(表5-3)############################ ne=7;%等级量e 的个数 nu=7;%等级量u 的个数 Me=[0 0 0 0 0 0.5 1;0 0 0 0 1 0.5 0;0 0 0.5 1 0.5 0 0; 0 0.5 1 0 0 0 0;1 0.5 0 0 0 0 0]; Mu=Me; %##定义模糊变量及其语言值 1=PB,2=PS,3=O,4=NS,5=NB ，并输入模糊控制规则表（表5-4）## mfc=5;%模糊变量E 的语言值个数，控制规则表列数

模糊控制算法c程序

由于项目需要，需要模糊控制算法，之前此类知识为0，经过半个多月的研究，终于有的小进展。开始想从强大的互联网上搜点c代码来研究下，结果搜遍所有搜索引擎都搜不到，以下本人从修改的模糊控制代码，经过自己修改后可在，运行！输入e表示输出误差，ec表示误差变化率，经过测试具有很好的控制效果，对于非线性系统和数学模型难以建立的系统来说有更好的控制效果！现将其公开供大家学习研究！ #include <> #include"" #define PMAX 100 #define PMIN -100 #define DMAX 100 #define DMIN -100 #define FMAX 100 /*语言值的满幅值*/ int PFF[4]={0,12,24,48}; /*输入量D语言值特征点*/ int DFF[4]={0,16,32,64}; /*输出量U语言值特征点*/ int UFF[7]={0,15,30,45,60,75,90}; /*采用了调整因子的规则表,大误差时偏重误差,小误差时偏重误差变化*/ /*a0=,a1=,a2=,a3= */ int rule[7][7]={ //误差变化率 -3,-2,-1, 0, 1, 2, 3 // 误差 {-6,-6,-6,-5,-5,-5,-4,}, // -3 {-5,-4,-4,-3,-2,-2,-1,}, // -2 {-4,-3,-2,-1, 0, 1, 2,}, // -1 {-4,-3,-1, 0, 1, 3, 4,}, // 0 {-2,-1, 0, 1, 2, 3, 4,}, // 1 { 1, 2, 2, 3, 4, 4, 5,}, // 2 { 4, 5, 5, 5, 6, 6, 6}}; // 3 /**********************************************************/ int Fuzzy(int P,int D) /*模糊运算引擎*/ { int U; /*偏差,偏差微分以及输出值的精确量*/ unsigned int PF[2],DF[2],UF[4]; /*偏差,偏差微分以及输出值的隶属度*/ int Pn,Dn,Un[4]; long temp1,temp2; /*隶属度的确定*/ /*根据PD的指定语言值获得有效隶属度*/

电流型控制原理及特点分析

电流型控制原理及特点分析 一、电流型控制原理及特点 原理： 电流型脉宽调制(PWM)控制器是在普通电压反馈PWM 控制环内部增加了电流反馈的控制环节,因而除了包含电压型PWM 控制器的功能外,还能检测开关电流或电感电流,实现电压电流的双环控制。控制原理框图如下图(图1)所示。 图1 双环电流型控制器原理图 从图1 可以看出,电流型控制器有两个控制闭合环路:一个是输出电压反馈误差放大器A,用于与基准电压比较后产生误差电压;另一个是变压器初级(电感)中电流在Rs 上产生的电压与误差电压进行比较,产生调制脉冲的脉宽,使得误差信号对峰值电感电流起着实际控制作用。系统工作过程如下:假定输入电压下降,整流后的直流电压下降,经电感延迟使输出电压下降,经误差放大器延迟Vca 上升,占空比变化,从而维持输出电压不变,在电流环中电感的峰值电流也随输入电压下降,电感电流的斜率di/dt 下降,导致斜坡电压推迟到达Vca,使PWM 占空比加大,起到调整输出电压的作用。由于既对电压又对电流起控制作用,所以控制效果较好在实际中得到广泛应用。 特点： a)由于输入电压Vi 的变化立即反映为电感电流的变化,不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度(电流控制环),因而使得系统的电压调整率非常好,可达到 0.01%V, 能够与线性移压器相比。 b)由于双环控制系统内在的快速响应和高稳定性,反馈回路的增益较高,不会造成稳定性与增益的矛盾,使输出电压有很高的精度。 c)由于Rs 上感应出峰值电感电流,只要Rs 上电平达到1V,PWM 控制器就立即关闭,形成逐个脉冲限流电路,使得在任何输入电压和负载瞬态变化时,功率开关管的峰值电流被控制在一定范围内,在过载和短路时对主开关管起到有效保护。 d)误差放大器用于控制,由于负载变化造成的输出电压变化,使得当负载减小时电压升高的幅度大大减小,明显改善了负载调整率。 e)由于系统的内环是一个良好的受控电流放大器,所以把电流取样信号转变成的电压信号和一个公共电压误差放大器的输出信号相比较,就可以实现并联均流,因而系统并联较易实现。 二、峰值电流控制与平均电流控制的比较 峰值电流模式控制和平均电流模式控制相比主要具有以下缺点:

模糊控制程序设计报告

模糊控制程序设计报告 自研112班 麻世博 2201100387 题目：已知被控对象为0.51()101 s G s e s ?=+。假设系统给定为阶跃值r ＝30，采样时间为0.5s ，系统的初始值r(0)＝0。试分别设计： (1)常规的PID 控制器； (2)常规的模糊控制器； 分别对上述2种控制器进行Matlab 仿真，并比较控制效果 解答： 1 常规PID 控制器的设计与SIMULINK 仿真 如图1所示，使用SIMULINK 工具对已知系统的PID 控制系统进行仿真。 图1 PID 控制系统的SIMULIK 仿真 其中PID 控制器为离散型，采样时间T=0.5s ，参数P=14，I=3，D=0。阶跃信号幅值为30，被控对象传递函数为0.51()101 s G s e s ?=+。 该系统的阶跃响应如图2。

图2 PID控制系统的输出 该控制系统上升时间T r=1.5s，调节时间T s=8s，超调量σ%=70%，没有稳态误差。 该系统中PID控制器的输出曲线如图3。 图3 PID控制器的输出曲线 输出最大值为465，最小值为-208。 2 模糊控制器的设计 在本文中，我通过MATLAB提供的模糊逻辑工具箱(Fuzzy Logic Toolbox)编辑隶属函数、控制规则，设计了一个双输入单输出的模糊控制器，如下图所示。

图4 模糊控制器概览 2.1 隶属度函数的确立。 选择偏差E和偏差变化率EC作为控制器的输入,控制量U为输出。取E、EC和U的模糊子集为{NB, NM, NS, ZO, PS, PM, PL} ,它们的论域为{-3, -2, -1, 0, 1, 2, 3}。在 MATLAB的命令窗口输入命令Fuzzy，进入模糊逻辑编辑窗口。取输入量E、EC的隶属函数为高斯型(gaussmf)，输出U的隶属函数为三角形(trimf)，如下图所示。 图5 输入模糊变量E的隶属度函数

模糊控制程序实例

5.2.2.6模糊控制器设计实例 1、单输入模糊控制器的设计 【例5.12】已知某汽温控制系统结构如图 5.10所示，采用喷水减温进行控制。设计单输入模糊控 制器，观察定值扰动和内部扰动的控制效果。 图5.10单回路模糊控制系统 按表5-2确定模糊变量E U的隶属函数，按表5-3确定模糊控制规则，选择温度偏差e、控制量u 的实际论域：e =u € [ —1.5,1.5]，则可得到该系统的单输入模糊控制的仿真程序如FC_SI_main.m所示，仿真结果如图5.11所示。 设温度偏差e、控制量u的实际论域：e = u ? [-1.5,1.5]，选择e、u的等级量论域为 E =U ={-3^2,-1,0, 1, 2, 3} 2汇3 量化因子K 1 2。 1.5 -(-1.5) 选择模糊词集为{NB,NS,ZO,PS,PB}，根据人的控制经验，确定等级量E，U的隶属函数曲线如图 5-8所示。根据隶属函数曲线可以得到模糊变量E、U的赋值表如表5-3所示。 图5-8 E, U的隶属函数曲线

依据人手动控制的一般经验，可以总结出一些控制规则，例如: 若误差E为0,说明温度接近希望值，喷水阀保持不动；若误差明温度低于希望值，应该减少喷水； 若误差明温度高于希望值，应该增加喷水。 若采用数学符号描述，可总结如下模糊控制规则： 若E负大，则U正大； 若E负小，贝U U正小； 若E为零，则U为零； 若E正小，则U负小； 若E正大，则U负大。 写成模糊推理句： if E=NB then U=PB if E=NS then U=PS if E=Z0 then U=Z0 if E=PS then U=NS if E=PB then U=NB 由上述的控制规则可得到模糊控制规则表，如表5-4所示。 模糊控制规则实际上是一组多重条件语句，它可以表示从误差论域旦到控制量论域U的模糊关系R。 按着上述控制规则，可以得到该温度偏差与喷水阀门开度之间的模糊关系R: R=E U =(NB E PB U)U(NS E PS U)U(Z0E Z0U)U(PS E NS U)U(PB E NB U) 计算模糊关系矩阵R的子程序如F_Relation_1.m 所示。

较全的电路控制基础知识

电气控制系统图一般有三种：电气原理图、电器布置图和电气安装接线图。 这里重点介绍电气原理图。 电气原理图目的是便于阅读和分析控制线路，应根据结构简单、层次分明清晰的原则，采用电器元件展开形式绘制。它包括所有电器元件的导电部件和接线端子，但并不按照电器元件的实际布置位置来绘制，也不反映电器元件的实际大小。 电气原理图一般分主电路和辅助电路（控制电路）两部分。 A主电路是电气控制线路中大电流通过的部分，包括从电源到电机之间相连的电器元件；一般由组合开关、主熔断器、接触器主触点、热继电器的热元件和电动机等组成。 B辅助电路是控制线路中除主电路以外的电路，其流过的电流比较小和辅助电路包括控制电路、照明电路、信号电路和保护电路。其中控制电路是由按钮、接触器和继电器的线圈及辅助触点、热继电器触点、保护电器触点等组成。 电气原理图中所有电器元件都应采用国家标准中统一规定的图形符号和文字符号表示。 电气原理图中电器元件的布局 电气原理图中电器元件的布局，应根据便于阅读原则安排。主电路安排在图面左侧或上方，辅助电路安排在图面右侧或下方。无论主电路还是辅助电路，均按功能布置，尽可能按动作顺序从上到下，从左到右排列。 电气原理图中，当同一电器元件的不同部件（如线圈、触点）分散在不同位置时，为了表示是同一元件，要在电器元件的不同部件处标注统一的文字符号。对于同类器件，要在其文字符号后加数字序号来区别。如两个接触器，可用KMI、KMZ文字符号区别。 电气原理图中，所有电器的可动部分均按没有通电或没有外力作用时的状态画出。 对于继电器、接触器的触点，按其线圈不通电时的状态画出，控制器按手柄处于零位时的状态画出；对于按钮、行程开关等触点按未受外力作用时的状态画出。 电气原理图中，应尽量减少线条和避免线条交叉。各导线之间有电联系时，在导线交点处画实心圆点。根据图面布置需要，可以将图形符号旋转绘制，一般逆时针方向旋转90o，但文字符号不可倒置。 图面区域的划分 图纸上方的1、2、3…等数字是图区的编号，它是为了便于检索电气线路，方便阅读分析从而避免遗漏设置的。图区编号也可设置在图的下方。 图区编号下方的的文字表明它对应的下方元件或电路的功能，使读者能清楚地知道某个元件或某部分电路的功能，以利于理解全部电路的工作原理。 符号位置的索引 q 符号位置的索引用图号、负次和图区编号的组合索引法，索引代号的组成如下： q 图号是指当某设备的电气原理图按功能多册装订时，每册的编号，一般用数字表示。q 当某一元件相关的各符号元素出现在不同图号的图纸上，而当每个图号仅有一页图纸时，索引代号中可省略“页号”及分隔符“·”。 q 当某一元件相关的各符号元素出现在同一图号的图纸上，而该图号有几张图纸时，可省

浪涌电流抑制电路

浪涌电流限制电路图 开关电源在加电时，会产生较高的浪涌电流，因此必须在电源的输入端安装防止浪涌电流的软启动装置，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出较低的阻抗。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近数百A。 开关电源的输入一般采用电容整流滤波电路如图2所示，滤波电容C可选用低频或高频电容器，若用低频电容器则需并联同容量高频电容器来承担充放电电流。图中在整流和滤波之间串入的限流电阻Rsc是为了防止浪涌电流的冲击。合闸时Rsc限制了电容C的充电电流，经过一段时间，C上的电压达到预置值或电容C1上电压达到继电器T动作电压时，Rsc被短路完成了启动。同时还可以采用可控硅等电路来短接Rsc。当合闸时，由于可控硅截止，通过Rsc对电容C进行充电，经一段时间后，触发可控硅导通，从而短接了限流电阻Rsc。 开关电源中浪涌电流抑制模块的应用 [导读]分析了电容输入式滤波整流器上电时对电源的浪涌电流冲击及危害，介绍了常规解决办法及存在的问题，提出一种实用解决方案。 1 上电浪涌电流 目前，考虑到体积，成本等因素，大多数AC/DC变换器输入整流滤波采用电容输入式滤波方式，电路原理如图1所示。由于电容器上电压不能跃变，在整流器上电之初，滤波电容电压几乎为零，等效为整流输出端短路。如在最不利的情况（上电时的电压瞬时值为电源电压峰值）上电，则会产生远高于整流器正常工作电流的输入浪涌电流，如图2所示。当滤波电容为470μF并且电源内阻较小时，第一个电流峰值将超过100A，为正常工作电流峰值的10倍。

浪涌电流会造成电源电压波形塌陷，使得供电质量变差，甚至会影响其他用电设备的工作以及使保护电路动作；由于浪涌电流冲击整流器的输入熔断器，使其在若干次上电过程的浪涌电流冲击下而非过载熔断。为避免这类现象发生，而不得不选用更高额定电流的熔断器，但将出现过载时熔断器不能熔断，起不到保护整流器及用电电路的作用；过高的上电浪涌电流对整流器和滤波电容器造成不可恢复的损坏。因此，必须对带有电容滤波的整流器输入浪涌电流加以限制。 2 上电浪涌电流的限制 限制上电浪涌电流最有效的方法是，在整流器与滤波电容器之间，或在整流器的输入侧加一负温度系数热敏电阻（NTC），如图3所示。利用负温度系数热敏电阻在常温状态下具有较高阻值来限制上电浪涌电流，上电后由于NTC流过电流发热使其电阻值降低以减小NTC 上的损耗。这种方法虽然简单，但存在的问题是限制上电浪涌电流性能受环境温度和NTC 的初始温度影响，在环境温度较高或在上电时间间隔很短时，NTC起不到限制上电浪涌电流的作用，因此，这种限制上电浪涌电流方式仅用于价格低廉的微机电源或其他低成本电源。而在彩色电视机和显示器上，限制上电浪涌电流则采用串一限流电阻，电路如图4所示。最常见的应用是彩色电视机，这种方法的优点是简单，可靠性高，允许在宽环境温度范围内工作，其缺点是限流电阻上有损耗，降低了电源效率。事实上整流器上电处于稳态工作后，这一限流电阻的限流作用已完成，仅起到消耗功率、发热的负作用，因此，在功率较大的开关电源中，采用上电后经一定延时后用一机械触点或电子触点将限流电阻短路，如图5所示。这种限制上电浪涌电流方式性能好，但电路复杂，占用体积较大。为使应用这种抑制上电浪涌电流方式，象仅仅串限流电阻一样方便，本文推出开关电源上电浪涌电流抑制模块。

模糊控制程序实例

5. 226模糊控制器设计实例 1、单输入模糊控制器的设计 【例5.12]己知某汽温控制系统结构如图 5. 10所示，采用喷水减温进行控制。设计单输入模糊控 图5. io单回路模糊控制系统 按表5-2确定模糊变量E U的隶属函数，按表5-3确定模糊控制规则，选择温度偏差e、控制量u 的实际论域：e u [ 1. 5, 1. 5],则可得到该系统的单输入模糊控制的仿真程序如FC_SI_main. m所示，仿真结果如图5. 11所示。 设温度偏差e、控制量u的实际论域：e u [ 1.5, 1.5],选择e、u的等级量论域为 E U { 3, 2, 1,0, 1, 2, 3} 量化因子K 2 3 1. 5 ( 1. 5) 选择模糊词集为{NB,NS,Z0,PS,PB},根据人的控制经验，确定等级量E, U的隶属函数曲线如图5-8所示。根据隶属函数曲线可以得到模糊变量E、U的赋值表如表5-3所示。 图5-8 E, U的隶属函数曲线 r 0.51 (t 500) 制器,

依据人手动控制的一般经验，可以总结出一些控制规则，例如：若误差E 为0,说明温度接近希望值，喷水阀保持不动；若 误差 若误差 明温度低于希望值，应该减少喷水； 明温度高于希望值，应该增加喷水。 若采用数学符号描述，可总结如下模糊控制规则: 若E 负大， 若E 负小， 若E 为零， 若E 正小， 若E 正大， 则U 正大； 贝U U 正小； 则U 为零； 则U 负小； 则U 负大。 写成模糊推理句： if E=NB then U 二PB if E=NS then U 二PS if E=Z0 then U=Z0 if E=PS then U=NS if E=PB then U 二NB 由上述的控制规则可得到模糊控制规则表，如表 5-4所示。 表5-4模糊控制规则表 模糊控制规则实际上是一组多重条件语句，它可以表示从误差论域 旦到控制量论域U 的模糊关系 按着上述控制规则，可以得到该温度偏差与喷水阀门开度之间的模糊关系 R ： (NB E PB U ) U (NS E PS U ) U (Z0E ZO U ) U (PS E NS U ) U (PB E NB C ) 计算模糊关系矩阵R 的子程序如F_Relation_l. m 所示。

开关电源的冲击电流控制方法

开关电源的冲击电流控制方法 开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路。 由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。

图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源） 图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源） 欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。 冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。

2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法 2.1 串连电阻法 对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。 图5. 串连电阻法冲击电流控制电路（适用于桥式整流和倍压电路，其冲击电流相同）串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种应用中比较适合，常用的为线绕电阻，但在高湿度的环境下，则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下，瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用，会因湿气入侵而引起电阻损坏。 图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置，对于110V、220V双电压输入电路，应该在R1和R2位置放两个电阻，这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路，应该在R3位置放电阻。 2.2 热敏电阻法 在小功率开关电源中，负温度系数热敏电阻（NTC）常用在图5中R1，R2，R3位置。在开关电源第一次启动时，NTC的电阻值很大，可限制冲击电流，随着NTC的自身发热，其电阻值变小，使其在工作状态时的功耗减小。 用热敏电阻法也由缺点，当第一次启动后，热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值，如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近，刚启动时由于热敏电阻阻值还较大，它的压降较大，电源就可能工作在打嗝状态。另外，当开关电源关掉后，热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动，冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同，一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启，热敏电阻还没有变冷，这时对冲击电流失去限制作用，这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。

模糊控制程序一阶延时

语言变量X ，Y ，Z 的隶属度函数. 设计带有纯延迟的一阶惯性环节（假设T=6,=0.02）： G(s)=s e s 6102.0+ 的模糊控制器，观察仿真结果。 编程如下： %被控系统建模 num=1; den=[6,1]; [a1,b,c,d]=tf2ss(num,den);%传递函数转换到状态空间 x=[0]; %系统参数 T=0.01;h=T ; td=0.02 ; N=1000; nd=td/T;%系统纯延迟 R=ones(1,N);%参考输入 %定义输入和输出变量及隶属度函数

a=newfis('Simple'); a=addvar(a,'input','e',[-4 4]); a=addmf(a,'input',1,'NB','trimf',[-4,-4,-2]); a=addmf(a,'input',1,'NS','trimf',[-4,-2,0]); a=addmf(a,'input',1,'ZO','trimf',[-2,0,2]); a=addmf(a,'input',1,'PS','trimf',[0,2,4]); a=addmf(a,'input',1,'PB','trimf',[2,4,4]); a=addvar(a,'input','de',[-4 4]); a=addmf(a,'input',2,'NB','trimf',[-4,-4,-2]); a=addmf(a,'input',2,'NS','trimf',[-4,-2,0]); a=addmf(a,'input',2,'ZO','trimf',[-2,0,2]); a=addmf(a,'input',2,'PS','trimf',[0,2,4]); a=addmf(a,'input',2,'PB','trimf',[2,4,4]); a=addvar(a,'output','u',[-4 4]); a=addmf(a,'output',1,'NB','trimf',[-4,-4,-2]); a=addmf(a,'output',1,'NS','trimf',[-4,-2,0]); a=addmf(a,'output',1,'ZO','trimf',[-2,0,2]); a=addmf(a,'output',1,'PS','trimf',[0,2,4]); a=addmf(a,'output',1,'PB','trimf',[2,4,4]); %模糊规则矩阵 rr=[5 5 4 4 3 5 4 4 3 3 4 4 3 3 2 4 3 3 2 2 3 3 2 2 1]; r1=zeros(prod(size(rr)),3);k=1; for i=1:size(rr,1) for j=1:size(rr,2) r1(k, : )=[i, j, rr(i, j)]; k=k+1; end end [r , s]=size(r1); r2=ones(r,2); rulelist=[r1,r2]; a=addrule(a,rulelist); %采用模糊控制器的二阶系统仿真 e=0;de=0; ke=30;kd=5;ku=1; for k=1:N %输入变量变换至论域 e1=ke*e; de1=kd*de; if e1>=4

控制电路工作原理

第六章控制电路工作原理 一、控制模块功能作用 1、给逆变器的电子开关提供控制信号 2、对电流反馈信号进行放大处理，并根据反馈、给定信号调节电子开关控制信号的 脉宽。 3、对保护信号作出反应，关闭控制信号 第一节集成脉宽调制器 一、脉宽调节器的的基本工作原理 脉宽调节器的的基本工作原理是用一个电压比较器，在正输入端输入一个三角波，在负入端输入一直流电平，比较后输出一方波信号，改变负输入端直流电平的大小，即可改变方波信号的脉宽（如图所示） 二、SG3525集成脉宽调制器的工作原理 1、CW3525集成脉宽调节器的外部引脚配置

2、CW3525集成脉宽调节器的内部结构框图： 3、各引脚功能： 1、2脚：为误差放大器正反向输入端，因3525内部误差放大器性能不好，所 以在控制模块中没有使用。 3脚：为同步时钟控制输入端， 4脚：为振荡输出端； 5、6脚：为振荡器Ct、Rt接入端,f=1/Ct(0.7Rt+3Rd 7脚：为Ct放电端，改变Rd可改变死区时间 8脚：慢起动，当8脚电压从0V—5V时，脉宽从零到最大。 9脚：补偿（反馈输入）端，9脚的电压决定了输出脉宽大小。 10脚：关闭端，当10脚电平超过1V，脉宽关闭。 11、14脚：脉冲输出端，输出相位相反的两路脉冲。 12、15脚：为芯片接地和供电端 13脚：输出信号供电端。 16脚：输出+5V基准电压。 第二节慢起动与保护控制电路 慢起动与保护控制电路的作用： 1、慢起动： 如开机瞬间，SG3525输出的是满宽波形,则会使变压器饱和产生过流,为避免变压器饱和,要求开机时, SG3525输出的波形要慢慢展宽,称为慢起动。 2、保护控制： 当焊接电源内部出现辅助电源24V欠压、过热、过压、过流或器件损坏时，要及时关闭控制脉冲，保护焊接电源。

电流控制型PWM控制芯片UC3846

摘要：介绍并比较了电压控制型和电流控制型DC/DC变换器的基本原理，设计出了基于电流控制型PWM 控制芯片UC3846的大功率DC/DC变换器的实用电路，提出了两种UC3846输出脉冲封锁方式，设计出一种新颖的IGBT驱动电路，实验结果证明,该电路具有较好的控制特性和稳定性。 关键词：DC/DC变换器；脉宽调制；电压控制型；电流控制型；IGBT驱动 0 引言 随着工业、航空、航天、军事等应用领域技术的不断发展，人们对开关稳压电源的要求也越来越高。某系统对大功率开关稳压电源提出的要求是：输入电压为AC220V，输出电压为DC38V，输出电流为100A。开关电源的结构一般为先进行AC/DC然后再DC/DC的形式，考虑到论文篇幅的限制，仅对DC/DC变换部分进行讨论。 大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。电压控制型只对输出电压采样，作为反馈信号进行闭环控制，采用PWM技术调节输出电压，从控制理论的角度看，这是一种单环控制系统。电流控制型是在电压控制型的基础上，增加一个电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。 根据对各种拓扑和控制方式的技术成熟程度，工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的比较，本文选用半桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。 1 电压控制型脉宽调制器和电流控制型脉宽调制器 图1为电压控制型变换器的原理框图。电源输出电压的采样反馈值V f与参考电压V r进行比较放大，得到误差信号V e，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。改变电压给定V r，即可改变输出电压V o。 图1 电压控制型的原理图 图2为电流控制型变换器的原理框图。恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻R s上的压降V s达到V e时，PWM比较器翻转，输出高电平，

模糊控制器的查询表的实例计算过程

用模糊控制实现水箱水温的恒温控制。水箱由底部的电阻性电热元件加热，由电动搅拌器实现均温。设控制的目标温度为25oC ，以实测温度T 与目标温度R 之差，即误差e=T-R ，以及误差变化率ec 为输入，以固态继电器通电时间的变化量u （以一个控制周期内的占空比表示，控制电加热器的功率）为输出。设e 的基本论域为[-5，5] oC ，其语言变量E 的论域为[-5，5]；ec 的基本论域为[-1，1] oC/s ，其语言变量EC 的论域为[-5，5]；控制量u 的基本论域为[-5，5]单位，其语言变量U 的论域为[-5，5]。E 、EC 和U 都选5个语言值{NB ，NM ，NS ，Z ，PS ，PM ，PB}，各语言值的隶属函数采用三角函数，其分布可用表1和表2表示，控制规则如表3所示。要求：1、画出模糊控制程序流程图；2、计算出模糊控制器的查询表，写出必要的计算步骤。 表 表 表3 模糊控制规则表( 解：步骤： 1)输入输出语言变量的选择。输入变量选为实测温度T 与目标温度R 之差，即误差e ，及误差变化率ec ；输出语言变量选固态继电器通电时间的变化量u ，故模糊控制系统为双输入—单输出的基本模糊控制器。 2)建立各语言变量的赋值表。设误差e 的基本论域为[-5，5]。C ，输入变量E 的论域为[-5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,3,4,5]，误差的量化因子为ke=5/5=1。语言变量E 选取5个语言值： ,,,,PB PS ZE NS NB 。表1为语言变量E 、EC 的赋值表，表2为语言变量U 的赋值表

3)建立模糊控制规则表，总结控制策略，得出一组由25条模糊条件语句构成的控制规 则，据此建立模糊控制规则表，如表3所示.表中行与列交叉处的每个元素及其所在列的第一行元素和所在行的第一列元素，对应于一个形式为”if E and EC then U”的模糊语句， 根据该模糊语句可得相应的模糊关系i R ，则总控制规则的总模糊关系为25 1 =i i R U R = 。 表3 模糊控制规则表(内容为控制量U) 4)建立查询表。根据推理合成原则，输出模糊集合2()T U E E R =?? ，利用判决结果可建立模糊控制器查询表。通过查表得出U,乘以比例因子K u ，(K u =u max /n=5/5=1),即查表得出的结果U 即为控制量的值u 。 5)流程图如下图所示 流程图

冲击电流控制方法

开关电源的冲击电流控制方法 https://www.doczj.com/doc/fb9159128.html, ( 2009/3/6 14:12 ) 1. 引言 开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波，输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器，图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路 由于电容器在瞬态时可以看成是短路的，当开关电源上电时，会产生非常大的冲击电流，冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多，如对冲击电流不加以限制，不但会烧坏保险丝，烧毁接插件，还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。 欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定，图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4]，图4为通信系统在DC/DC电源供电，标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值，Im为稳态工作电流。

图3.通信系统的最大冲击电流限值（AC/DC电源） 图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值（DC/DC电源） 冲击电流的大小由很多因素决定，如输入电压大小，输入电线阻抗，电源内部输入电感及等效阻抗，输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同，很难进行估算，最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时，不能因引入传感器而改变冲击电流的大小，推荐用的传感器为霍尔传感器。 2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法 2.1 串连电阻法 对于小功率开关电源，可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大，冲击电流就小，但在电阻上的功耗就大，所以必须选择折衷的电阻值，使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。 串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流，大额定电流的电阻在这种