摘要：阐述了高频开关电源热设计的一般原则，着重分析了开关电源散热器的热结构设计。
关键词：高频开关电源；热设计；散热器
1 引言
电子产品对工作温度一般均有严格的要求。电源设备部过高的温升将会导致对温度敏感的半导体器件、电解电容等元器件的失效。当温度超过一定值时，失效率呈指数规律增加。有统计资料表明，电子元器件温度每升高2℃，可靠性下降10％；温升50℃时的寿命只有温升为25℃时的1/6。所以电子设备均会遇到控制整个机箱及部元器件温升的要求，这就是电子设备的热设计。而高频开关电源这一类拥有大功率发热器件的设备，温度更是影响其可靠性的最重要的因素，为此对整体的热设计有严格要求。完整的热设计包括两方面：如何控制热源的发热量；如何将热源产生的热量散出去。最终目的是如何将达到热平衡后的电子设备温度控制在允许围以。
2 发热控制设计
开关电源中主要的发热元器件为半导体开关管（如MOSFET、IGBT、GTR、SCR等），大功率二极管（如超快恢复二极管、肖特基二极管等），高频变压器、滤波电感等磁性元件以及假负载等。针对每一种发热元器件均有不同的控制发热量的方法。
2.1 减少功率开关的发热量
开关管是高频开关电源中发热量较大的器件之一，减少它的发热量，不仅可以提高开关管自身的可靠性，而且也可以降低整机温度，提高整机效率和平均无故障时间（MTBF）。开关管在正常工作时，呈开通、关断两种状态，所产生的损耗可细分成两种临界状态产生的损耗和导通状态产生的损耗。其中导通状态的损耗由开关管本身的通态电阻决定。可以通过选择低通态电阻的开关管来减少这种损耗。MOSFET的通态电阻较IGBT的大，但它的工作频率高，因此仍是开关电源设计的首选器件。现在IR公司新推出的IRL3713系列HEXFET(六角形场效应晶体管)功率MOSFET已将通态电阻做到3mΩ，从而使这些器件具有更低的传导损失、栅电荷和开关损耗。美国APT公司也有类似的产品。开通和关断两种临界状态的损耗也可通过选择开关速度更快、恢复时间更短的器件来减少。但更为重要的则是通过设计更优的控制方式和缓冲技术来减少损耗，这种方法在开关频率越高时越能体现出优势来。如各种软开关技术，能让开关管在零电压、零电流状态下开通或关断，从而大大减少了这两种状态产生的损耗。而一些生产厂家从成本上考虑仍采用硬开关技术，则可以通过各种类型的缓冲技术来减少开关管的损耗，提高其可靠性。
2.2 减少功率二极管的发热量
高频开关电源中，功率二极管的应用有多处，所选用的种类也不同。对于将输入50Hz交流电整流成直流电的功率二极管以及缓冲电路中的快恢复二极管，一般情况下均不会有更优的控制技术来减少损耗，只能通过选择高品质的器件，如采用导通压降更低的肖特基二极管或关断速度更快且软恢复的超快恢复二极管，来减少损耗，降低发热量。高频变压器二次侧的整流电路还可以采用同步整流方式，进一步减少整流压降损耗和发热量，但它们均会增加成本。所以生产厂家如何掌握性能与成本之间的平衡，达到性价比最高是个很值得研究的问题。
2.3 减少高频变压器与滤波电感等磁性元件的发热
高频开关电源中不可缺少地应用了各种磁性元件，如滤波器中的扼流圈、储能滤波电感，隔离型的电源还有高频变压器。它们在工作中会产生或多或少的铜损、铁损，这些损耗以发热的方式散发出来。尤其是电感和变压器，线圈中所流的高频电流由于趋肤效应的影响，会使铜损成倍增加，这样电感、变压器所产生的损耗成为不可忽视的一部分。因此在设计上要采用多股细漆包线并联缠绕，或采用宽而薄的铜片缠绕，以降低趋肤效应造成的影响。磁芯一般选用高品质铁氧体材质，如日本生产的TDK磁性材料。型号的选择上要留有一定的余量，防止出现磁饱和。
2.4 减少假负载的发热量
大功率开关电源为避免空载状态引起的电压升高，往往设有假负载——大功率电阻，带有源PFC单元的电源更是如此。开关电源工作时，假负载要通过少量电流，不但会降低开关电源的效率，而且其发热量也是影响整机热稳定性的因素。假负载在印制板（PCB）上的位置往往与输出滤波用的电解电容靠得很近，而电解电容对温度极为敏感。因此很有必要降低假负载的发热量。比较可行的办法是将假负载设计成阻抗可变方式。通过对开关电源输出电流的检测来控制假负载阻抗的大小，当电源处于正常负载时，假负载退出消耗电流状态；空载时，假负载消耗电流最大。这样既不会影响电源空载时的稳定性，也不会降低电源的效率和产生大量不必要的热量。
3 散热设计
3.1 散热的基本方式及其计算方法
散热有三种基本方式：热传导、对流换热和热辐射。
1）热传导靠物体直接接触或物体部各部分之间发生的传热即是热传导。其机理是不同温度的物体或物体不同温度的各部分之间、分子动能的相互传递。热传导与电流的概念非常类似，热量总是从温度
高的地方传导到温度低的地方，热传导过程中有热阻存在如同电流流动过程中有电阻一样。其热流量Φ=
[W]，式中R t为热阻，τ为温度差。而热阻R t=[K/W]，式中δ为导体厚度，λ为热导率，A为导体截面积。这样，在开关电源设计中，可以由发热源的耗散功率，求出温升τ=ΦR t。由于实际应用中，热流量从热源出发到达散热器往往要经过几种不同材料的热导体，即存在不同热阻的串联，在计算时，总热阻为多个热阻的和。
2）对流换热热量通过热传导的方式传给与它紧靠在一起的流体层，这层流体受热后，体积膨胀，密度变小，向上流动，周围的密度大的流体流过来填充，填充过来的流体吸热膨胀向上流动，如此循环，不断从发热元器件表面带走热量，这一过程称为对流换热。对流换热的计算一般采用牛顿所提出的公式：Φ=αA(θ1－θ2)[W]，其中A为与流体接触的壁面面积[m2]，α为对流换热系数，θ1为壁面温度[K]，θ2为流体平均温度[K]。由此可见，热流量Φ与对流换热系数α，截面积A及固体表面与流体的温度差（θ1－θ2）的乘积成正比。对流换热是一种复杂的热传递过程，它不仅决定于热的过程，而且决定于气体的动力学过程。简单地说，影响对流换热的因素有两个方面：（1）流体的物理性质，如密度、粘度、膨胀系数、热导率、比热等；（2）流体的流动情况，是自然对流还是强迫对流，是层流还是紊流。因为层流时，热传递主要依靠互不相干的流层之间导热；而紊流时，则在紧贴壁面的层流底层之外，流体产生漩涡加强了热传递作用。一般而言，在其它条件相同情况下，紊流的换热系数比层流的换热系数大好几倍，甚至更多。
3）热辐射由于温差引起的电磁波传播称为热辐射。它的过程比热传导和对流换热复杂得多。它是将物体的一部分热能转换成电磁波的能量，通过能传递电磁波的介质如空气、真空等，向四周传播出去，当遇到其它物体时，则一部分被吸收再转化为热能，剩下的则被反射回来。各种物体所散发出来的红外线，即是热辐射的一种。在真空或空气中，物体辐射出去的辐射能力Φ，决定于物体的性质、表面状况（如颜色、粗糙度等）、表面积大小及表面温度等。Φ=εσb A(T14－T24)其中σb为波尔兹曼常数，值为5.67×10－8，A为辐射表面积[m2]，T为两物体表面的绝对温度[K],ε为表面黑度。物体表面颜色越深，越粗糙，辐射能力越强。
3.2 开关电源中各发热源的主要散热方式
开关电源中各发热源，如整流桥、功率开关管、快恢复二极管、磁性元件以及作为假负载的大功率电阻等，这些元器件所产生的热量必须设法散发出去，一般热设计所采用的散热方式主要是传导换热和对流换热。即所有发热元器件均先固定在散热器上，热量通过热传导方式传递给散热器，散热器上的热量再通过对流换热的方式由空气带出机箱。实际的散热情况为三种传热方式的综合，可以用牛顿公式来统一表达：Φ=KSτ，其中S为散热表面积，K为表面散热系数。表面散热系数通常由试验确定，在一般的工程流体力学中有数据可查。它把传热的三种形式全部统一起来了。
通过Φ=KSτ，我们可以在计算出耗散功率以后，根据允许温升τ来确定散热表面积S，并由此而确定所要选用的散热器。这种计算对于提高开关电源的可靠性、功率密度、性价比等都有着重要意义。在相当多的情况下，生产厂家为了降低电源模块的成本，往往采用通用型的散热器，这些散热器的设计并不一定非常合适。对于特定的要求高可靠性的通信用高频开关电源来说，有针对性地设计专门的散热器就显得很重要。例如新西兰的一种用于通信电源系统的整流模块Intergy R2948（48V/60A）单模块输出功率2900W，它所采用的风冷散热为前进风，斜上出风方式，其散热器为专门设计。它最突出的特点是散热器上的散热片均呈一定的斜角，可将流过的空气导向斜上方，这种流向符合热空气由下往上流动的物理特性，这样在相同散热功率下，可以降低对空气流速的要求。同时，散热片为铸铝磨砂外型，表面粗糙度大，这种外形在底流速的空气中，更容易使层流转变成紊流，进而提高换热系数。综合这两种特性，可以大大提高散热器的散热效率，从而在相同功率输出和其它外界条件下，降低了对风扇转速的要求，如果再采取风扇随功率输出大小的无级调速，便可提高风扇的寿命。而对整流模块来说，风扇的MTBF是所有元器件中最低的，一直都是制约整流模块提高MTBF的瓶颈，所以采取各种措施提高散热效率来延长风扇寿命就具有非常积极的意义。原华为电气公司，现在的艾默生网络能源公司的部分产品也有类似设计，说明这种设计方法正被越来越多的电源厂家采用。由于这种散热器需要定做，根据用户要求加工模具，故成本高一些，但对提高电源的可靠性还是相当有益的。
3变压器主要参数的计算
3.1变压器的计算功率
半桥式变换器的输出电路为桥式整流时，其开关电源变压器的计算功率为：
Pt=UoIo(1＋1/η)(1)
将Uo=2100V,Io=0.08A,η=80％代入式（1），可得Pt=378W。
3.2变压器的设计输出能力
变压器的设计输出能力为：
Ap=(Pt·104/4BmfKWKJ)1.16（2）
式中：工作频率f为30kHz，工作磁感应强度Bm取0.6T，磁心的窗口占空系数KW取0.2，
矩形磁心的电流密度（温升为50℃时）KJ取468。经计算，变压器的设计输出能力
AP=0.511cm4。
3.4绕组计算
初级匝数：D取50％，Ton=D/f=0.5/(30×103)=16.67μs,
忽略开关管压降，Up1=Ui/2=150V。
N1=Up1Ton10－2/2BmAc=(150×16.67)10－2
/(2×0.6×1×1×0.7)=29.77匝
高频电源变压器磁芯的设计原理
摘要：开关电源正向高频化发展，作为主变压器使用的软磁铁氧体磁芯，从材料性能、尺寸形状等均应作相应改进。本文讨论了磁芯设计中应考虑的通过功率、性能因子、热阻系数等参数，并提出了降低材料高频损耗的微观设计方法。
1．引言
电子信息产业的迅速发展，对高频开关式电源不断提出新的要求。据报导，全球开关电源市场规模已超过100亿美元。通信、计算机和消费电子是开关电源的三大主力市场。庞大的开关电源市场主要由AC/DC和DC/DC开关电源两部分组成。据预测，AC/DC开关电源全球销售收入将从1999年的91亿美元增加到2004年的122亿美元，年平均增长率为5.9%。低功率的AC/DC（0～300W）将面向增长平衡的消费电子和计算机市场；大功率的AC/DC 电源（750～1500W）将面向增长强劲的电信市场。DC/DC电源约占整个开关电源市场的30%，但计算机与通信技术的快速融合，带动了DC/DC模块式电源的迅速增长，预计今后几年，DC/DC电源模块增长速度将超过AC/DC电源，如有人估计，中国今后五年，DC/DC电源模块市场年增长将达15%，增长主要是在电信部门。开关式电源技术发展趋势是高密度、高效率、低噪声，以及表面贴装化。无论是AC/DC或 DC/DC电源，除了功率晶体管外，由软磁铁氧体磁芯制成的主变压器、扼流圈及其它电感器（如抗噪声滤波器）是极重要的元件，其磁性能和尺寸直接关系到电源的转换效率和功率密度等。在变压器设计中，主要包括绕组设计和磁芯设计。本文拟重点讨论涉及主要变压器磁芯设计中应考虑的通过功率、性能因子、热阻等参数，并对降低磁芯总损耗提出了材料微观设计应考虑的方法。
2．电源变压器磁芯性能要求及材料分类
为了满足开关电源提高效率和减小尺寸重量的要求，需要一种高磁通密度和高频低损耗的变压器磁芯。虽然有高性能的非晶态软磁合金竞争，但从性能价格比考虑，软磁铁氧体材料仍是最佳的选择；特别在100kHz到1MHz的高频领域，新的低损耗的高频功率铁氧体材料，更有其独特的优势。为了最大程度地利用磁芯，对于较大功率运行条件下的软磁铁氧体材料，在高温工作围（如80～100℃），应是有以下最主要的磁特性：
（1）高的饱和磁通密度或高的原振幅磁导率。这样变压器磁芯在规定频率下允许有一个大的磁通偏移，其结果可减少匝数；这也有利于铁氧体的高频应用，因为截止频率正比于饱和磁化。
（2）在工作频率围有低的磁芯总损耗。在给定温升条件下，低的磁芯损耗将允许有高的通过功率。
附带的要求则还有高的居里点，高的电阻率，良好的机械强度等。
新发布的“软磁铁氧体材料分类”行业标准（等同IEC1332-1995），将高磁通密度应用的功率铁氧体材料分为五类，见表1。每类铁氧体材料除了对振幅磁导率和功率损耗提出要求外，还提出了“性能因子”参数（该参数将在下面进一步叙述）。从PW1～PW5类别，其适用工作频率是逐步提高的，如PW1材料，适用频率为15～100kHz，主要应用于回扫变压器磁芯；PW2材料，适用频率为25～200kHz，主要应用于开关电源变压器磁芯；PW3材料，适用频率为100～300kHz；PW4材料适用频率为300kHz～1MHz；PW5材料适用频率为1～3MHz。现在国已能生产相当于PW1～PW3材料，PW4材料只能小量试生产，PW5材料尚有待开发。
3．变压器可传输功率
众所周知，变压器的可传输出功率正比于工作频率f，最大可允许磁通Bmax，（或可允许磁能偏移ΔB）和磁路截面积Ae，并表示为：
P th =CfB
max
AeWd (1)
式中，C棗与开关电源电路工作型式有关的系数（如推挽式C=1；正向变换器C=0.71；反
向变换器C=0.61）W
d 棗绕组设计参数（包含电流密度S，占空因子f
cu
，绕组截面积A
N
等）。
表1 功率铁氧体材料分类
注：1）fmax是该类材料适用的最高频率。 2）B是该类材料适用的磁通密度。
3）μa100℃的振幅磁导率，B和f见表1。 4）功率损耗在100℃测量，B和f见表1。5）是25℃初始磁导率。
这里，我们重点讨论（fB
max Ae）参数（暂不讨论绕组设计参数W
d
）。增大磁芯尺寸
（增大Ae）可提高变压器通过功率，但当前开关电源的目标是在给定通过功率下要减小尺
寸和重量。假定固定温升，对一个给定尺寸的磁芯，通过功率近似正比于频率。图1示出变压器可传输功率P
th
与频率f的关系。提高开关频率除了要应用快速晶体管以外，还受其它电路影响所限制，如电压和电流的快速改变，在开关电路中产生扩大的谐波谱线，造成无线电频率干扰，电源的辐射。对变压器磁芯来说，提高工作频率则要求改进高频磁芯损耗。图1中N67材料（西门子公司）比N27材料有更低的磁芯损耗，允许更大的磁通密度
偏移ΔB，因而变压器可传输更大的功率。磁芯总损耗P
L
与工作频率f及工作磁通B的关系由下式表示：
P
L=
Kf m B n Ve(W) （2）
这里，n是steinmetz指数，对功率铁氧体来说，典型值是2.5。指数m=1～1.3，当磁损耗单纯地由磁滞损耗引起时，m=1; 当f=10～100kHz时，m=1.3, 当f>100kHz时，m 将随频率增高而增长，见图2，这个额外损耗是由于涡流损耗或剩余损耗引起的。很明显，对于高频运行的铁氧体材料，要努力减小m值。
4．工作磁通密度
变压器工作磁通密度（可允许磁通密度偏移）受两方面限制：首先要受磁芯损耗引起的可允许温升Δθ
Fe
的限制；另一方面，也受铁氧体材料饱和磁通密度值的限制。
对单端正向型变换器，工作磁通密度ΔB=Bm-Br；对推挽式变换器，工作磁通密度ΔB=2Bm。
根据公式（2），当工作磁通密度提高时，磁芯损耗将以2.5次方比例上升，从而造成变压器温升，因此设计的工作磁通密度首先受磁芯温升值限制，其关系式为：
ΔB=C
B
（3）
这里，常数C
B 与指数n是与磁芯材料有关的系数；Ve为有效体积；R
th
为热阻。
当计算出的磁通密度值较高时，ΔB还受磁芯材料可允许磁通密度偏移ΔBadm（此值与材料高温下Bs值相对应）所限制。
在这里，必须注意对不等截面磁芯（如E型磁芯），在最小横截面A
min
处有较高的磁通密度。为避免磁芯饱和，还必须按下式计算：
ΔB=ΔBadm· (4)
由等式（3）（4）所得到的最小磁感应偏移值，即为可允许的变压器工作磁通密度值。5．材料性能因子
铁氧体磁芯制成的变压器，其通过功率直接正比于工作频率f和最大可允许磁通密度Bmax的乘积（见公式1）。很明显，对传输相同功率来说，高的（fBmax）乘积允许小的磁芯体积；反之，相同磁芯尺寸的变压器，采用高（fBmax）乘积的铁氧体材料，可传输更大的功率。我们将此乘积称为“性能因子”，这是与铁氧体材料有关的参数，良好的高频功率铁氧体显示出高的（fBmax）值。图3示出德国西门子公司几种铁氧体材料性能因子（PF）与频率关系，功率损耗密度定为300mW/cm3（100℃），可用来度量可能的通过功率。
可以看到，经改进过的H49i材料在900kHz时达到最大的（fBmax）乘积为37000H
2
T，比原来生产的H49材料有更高的值，而N59材料则可使用到f=1MHz以上频率。
改进“性能因子”可从降低材料高频损耗着手，已发现性能因子最大值的频率与材料晶粒尺寸d、交流电阻率ρ有关，考虑到涡流损耗与d2/ρ之间的关系，两者结果是相一致的，见图4。
6．热阻
为了得到最佳的功率传输，变压器温升通常分割为二个相等的部分：磁芯损耗引起
的温升Δθ
Fe 和铜损引起的温升Δθ
Cu
。关于磁芯总损耗与温升的关系如图5所示。对相
同尺寸的磁芯（RM14磁芯），采用不同的铁氧体材料（热阻系数不同），其温升值是不同的，其中N67材料有比其它材料更低的热阻。于是，磁芯温升与磁芯总损耗的关系可用下式表示：
Δθ
Fe =R
th
·R
Fe
（5）
式中，R
th
即为热阻，定义为每瓦特总消散时规定热点处的温升（k/W）。铁氧体材料的热传导系数，磁芯尺寸及开关对热阻有影响，并可用下述经验公式来表示：
R
th
=) (6)
式中，S：磁芯表面积；d:磁芯尺寸；α：表面热传导系数；λ：磁芯部热传导系数。
由上式可见，对电源变压器用的铁氧体材料，必须具有低的功率损耗和高的热传导系数。实际测量表明，图5所示的N67材料显示高的热导性。从微观结构考虑，高的烧结密度，均匀的晶粒结构，以及晶界里有足够的Ca浓度，将是有高的热导性。从磁芯尺寸形状考虑，较大磁芯尺寸给出低的热阻，其中ETD磁芯具有优良的热阻特性，见图6；另外无中心孔的RM磁芯（RM14A）显示出比有中心孔磁芯（RM14B）更低的热阻。
对高频电源变压器磁芯，磁芯设计时应尽量增加暴露表面，如扩大背部和外翼，或制成宽而薄的形状（如低矮形RM磁芯，PQ型磁芯等），，均可降低热阻提高通过功率。7．磁芯总损耗
软磁铁氧体磁芯总损耗通常细分为三种类型：磁滞损耗P
h
、涡流损耗Pe和剩余损耗Pr。每种损耗贡献的频率围是不同的，磁滞损耗正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成线性关系，即
P
h
=f∮BdH （7）
这里，∮BdH等于最大磁通B下测得的直流磁滞回线的等值能。对于工作在频率100khz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的。为获得低损耗，要选择铁氧体成分具有最小矫顽力Hc和最小各向异性常数K，理想情况是各向异性补偿点（即K≈0）位于变压器工作温度（约80～100℃）。另外，此成分应有低的磁致伸缩常数λ，工艺上要避免外应力和夹杂物。采用大而均匀晶粒是有利的，因为Hc∞D-1(D是晶粒尺寸)。
关于涡流损耗Pe可用下式表示： Pe=Cef2B2/ρ （8）
这里，Ce是尺寸常数，ρ是在测量频率f时的电阻率。
随着开关电源小型化和工作频率的提高，由于Pe∞f2，因而降低涡流损耗对高频电源变压器更为重要。随着频率提高，涡流损耗在总损耗中所占比例逐步增大，当工作频率达200～500kHz时，涡流损耗常常已占支配地位。从图7所示R2KB1材料磁芯总损耗（包
括磁滞和涡流损耗）与频率关系实测曲线，可得到证明。减小涡流损耗主要是提高多晶铁氧体的电阻率。从材料微观结构考虑，应用均匀的小晶粒，以及同电阻的晶界和晶粒；因为小晶粒具有最大晶界表面而增大电阻率，而附加CaO+SiO
2
，或者Nb
2
O
5
、ZrO
2
和Ta
2
O
5
匀对增高电阻率有益。
最近发现，当电源变压器磁芯工作达MHz频段时，剩余损耗已占支配地位，采用细晶粒铁氧体已成功地缩小了此损耗的贡献。对MnZn铁氧体来说，在MHz频率出现铁磁谐振，形成了铁氧体的损耗。最近有人提出，当铁氧体的磁导率μi随晶粒尺寸减小而降低时，Snoek定律仍是有效的，也就是说，细晶粒材料显示出高的谐振频率，因此可用于更高频率。另外，对晶粒尺寸减小到纳米级的铁氧体材料研究表明，在此频段还应考虑晶粒畴壁损耗。
图1 ETD磁性可传输功率Pth与频率关
系
(Siemens)-N67......N27
图2 磁损与频率关系
图3 材料性能因子与频率关系
(Siemens)
(100°C,功耗300mW/cm3)
图4 性能因子最大值频率与d2/ρ
之间关系
热平衡时总损耗PL(W)
图5 不同铁氧体材料的RM14磁芯温升与功率损耗关系(Siemens) (环境
温度23°C)图6 不同磁芯形状、尺寸、重量与变压器热阻关系
小功率充电器的设计
摘要：介绍一种用于手机和电动自行车的自动充电器电路。它省去了复杂的IC电路及其外围电路，同样可以完成对蓄电池进行自动充电的功能。
关键词：蓄电池；自动充电器；单端反激；变换器
中图分类号：TN86 文献标识码：B 文章编号：0219－2713(2002)3－0084－04
为了使手机、电动自行车等所使用的充电器实现自动充电的功能，大都采用各种各样的专用IC充电器集成电路和各种采样电路。本文介绍一种既能省去复杂的IC电路及其外围电路，又能够实现自动充电功能的电路。
1、工作原理
图1中C1、V1～V4、C2组成滤波整流电路，变压器T为高频变压器，V5、R2、C11组成功率开关管V7的保护电路，NF为供给IC电源的绕组。单端输出IC为UC3842，其8脚输出5V基准电压，2脚为反相输入，1脚为放大器输出，4脚为振荡电容C9、电阻R7输入端，5脚为接地端，3脚为过流保护端，6脚为调宽单脉冲输出端，7脚为电源输入端。R6、C7组成负反馈，IC启动瞬间由R1供给启动电压，电路启动后由NF 产生电势经V6、C4、C5整流滤波后供给IC工作电压。R12为过流保护取样电阻，V8、C3组成反激整流滤波输出电路。R13为负载，V9～V12及R14～R19组成发光管显示电路。图1中V5、V6选用FR107，V8选用FR154，V7选用K792。
现对变换环节作如下介绍：
从图1中可知，当V7导通时，整流电压加在变压器T初级绕组Np上的电能变成磁能储存在变压器中，在V7导通结束时，Np绕组中电流达到最大值Ipmax：
Ipmax=(E/Lp)ton （1）---------------式中：E——整流电压；
Lp——变压器初级绕组电感；
ton——V7导通时间。
在V7关闭瞬间，变压器次级绕组放电电流为最大值Ismax，若忽略各种损耗应为：
Ismax=nIpmax=n(E/Lp)ton (2)
式中：n——变压器变比，n=Np/Ns，Np、Ns为变压器初、次级绕组匝数。
高频变压器在V7导通期间初级绕组储存能量与V7关闭期间次级绕组释放能量应相等：
n(E/Lp)ton=(Uo/Ls)toff-------------------式中：Ls——变压器次级绕组电感；
Uo——输出电压；
toff——V7关闭时间。
因为Lp=n2Ls，
则：(E/nLs)ton=(Uo/Ls)toff
Eton=nUotoff
Uo=(ton/ntoff)E (3)
上式说明输出电压Uo与ton成正比，与匝比n及toff成反比。
变压器在导通期间储存的能量WLp为：
WLp=(1/2)LpI2pmax （4）
变压器Lp愈大储能愈多。
变压器储存的能量能否在toff期间释放完，不仅与变压器的工作频率f有关，而且与次级绕组电感量Ls 有关，更与负载的大小有关。
储能释放时间常数τ和V7关闭时间toff之间的差异形成变换器三种工作状态，下面分开介绍：
1）toff=τ这种状态为临界状态，各参数波形如图2所示。
图2 toff=τ的波形图
图2中ub为Vp的控制电压波形；up为变压器初级Np电势波形；φ为变压器磁通变化波形；uces为V7集电极电压波形；ip、is为初、次级电流波形。
2）toff>；τ各参数波形如图3所示。从图3中可以看出磁通复位时V7关闭还持续一段时间，ip呈线性上升，is线性下降。
图3 toff >；τ的波形图
变压器储存的能量等于电路输出能量。
（1/2)LpI2pmaxf=Uo2/RL
Uo2=(1/2)LpI2pmaxRLf
将Ipmax=(E/Lp)ton代入上式，则
式中：RL——电路负载电阻；
T=1/f——变压器工作周期。
式（5）中E、ton、T、Lp为定值，所以输出电压Uo随负载电阻RL的大小而变化，若忽略整流器件压降，则输出电压最大值应为：
Uomax=(1/n)Up=(1/n)E （6）
V7承受的反压应为：
Ucc=E＋Up=E＋nUo （7）
3）toff<；τ
各参数波形如图4所示。从图4中可以看出磁通在toff期间不能复位，ip也不是从0开始线性增加，i s下降不到0，这种工作状态输出电压Uo应满足如下关系：
Eton=(Np/Ns)Uot
Uo=(ton/toff)(Ns/Np)E
图4 toff <；τ 的波形图
上式说明在Lp较大的情况下，Uo只决定于变压器匝数、导通截止脉宽和电源电压E，而与负载电阻
RL无关。
上述三种工作状态中，第二种工作状态输出电压Uo随负载电阻大小而变化，我们正好利用这个特点，满足充电器的充电特性。
从电路中可知，电路的负载电阻RL实际上是被充电电池的等效阻，当电池电量放空时，等效阻RL很小，随着充电量增大，其等效阻升高，而电路输出电压Uo就是充电电压，其变化是随RL增大而升高，所以有如图5所示的充电特性曲线。从图5可以看出充电电流是随着RL增大而下降。io=uo/RL
充电电压uo、充电电流io都是随RL而变化，RL的变化曲线是电池的充电特性决定的，所以用单端反激电路作成的充电器其充电电压、电流有很好的跟随性。
图5 充电特性曲线
当电池充满后，RL也就大到一定限度，充电电压也就进入饱和状态，充电电流自动进入浮充状态。
这样便大大简化了自动充电的控制电路。与相同性能的其它充电器电路相比，成本大大降低，可靠性大大提高。
2 、电路设计计算
为了简便，现只介绍单端反激变换电路中变压器的设计及主要元器件的选用方法。
2.1 高频变压器的设计
变压器是变换器的主要部件，其设计容主要是磁芯选定，绕组匝数和导线直径的选定。
1）变压器主要参数计算公式
输出功率Po=UoIo
输入功率PI=Po/η
占空比D=ton/T
变压器效率η=Po/PI
负载电阻RL=Uo/Io
变压器输入电流最大值Ipmax=2Uo2/DηEminRL
变压器输入电流有效值Ipeff=DIp
变压器工作频率f的确定：
f高虽然体积、重量可减小，但V7开关损耗增大，f低则变压器体积变大重量加大，综合考虑，一般选f= 50kHz左右。
2）磁芯尺寸选取
因电路为单端反激电路，所以励磁电流是单方向的，变压器磁芯中产生的磁通只沿着磁滞回线在第一象限上下移动，如图6所示。
[a] 励磁电流 (b) 磁滞回线
图6 励磁电流及磁滞回线
按图6中的磁路工作状态，对磁芯尺寸计算公式推导如下：
据电磁感应定律
e=－Np(dφ/dt) e=E－Uces
若忽略V7饱和压降Uces，则
Npdφ=Edt ；
；
NpΔφ=Eton
Δφ=ΔBSC
Np=(E×104ton×10－6/Δ BSC)=Eton/100ΔBSC （8）E=100NpΔBSC/ton (9)
式中：104——磁通密度单位换算系数；
10－6——导通时间单位换算系数；
SC——磁芯截面积，单位cm2；
Δ B——一般取0.7Bs（饱和磁密），单位T；ton——单位μs。
所选磁芯窗口面积So应能绕下初、次级绕组，所以有如下公式关系：
为了便于公式推导，设Ip=Is=I，Np=Ns则：；
；
式中：Ko——铜线占空系数，一般取 Ko=0.2～0.5；
KC——磁芯占空系数，铁氧体取KC=1；
j——导线中电流密度，一般取j=2～3A/mm2；
10－2——导线截面积尺寸单位换算系数。
变压器设计容量 PT=EI (11)
将式（9）、式（10）代入式（11）
PT=(100NpΔBSC/ton)(100KoKC Soj/2Np)
=ΔBSCSoKoKCj×104/2ton
SoSC=2PTton×10－4/ΔBKoKCj(cm4)
变压器初、次级功率关系为：
Ps=ηPT Po=Ps－PD
式中：Ps——变压器次级输出功率；
PD——输出端二极管等损耗功率。
若忽略PD，则：
Po=ηPT
SoSC=2Poton/ηΔBjKoKC(cm4) (12)
据式（12）计算So、SC，选取磁芯尺寸、规格。
3）绕组匝数的计算
Np=100Eton/ΔBSC (13)
为了满足电路要求，式中E、ton应取最大值，单端反激电路变压器原边绕组兼有电感作用。其电感所需量由下式计算：
Lp=Eton/Ip(μ H) （14）
式中：ton单位用μs
用下式核算Np绕组匝数能否满足电感量要求：
L′p=(0.4πN2pSC×10－8)/(Lδ＋LC/μC) （μH）（15）
式中：μC——磁芯材料有效导磁率；
LC——磁芯磁路平均长度（cm）；
Lδ——磁芯中空气隙长度（cm）。
若Lp≤L′p，则加大Np，以达到电感量要求。
变压器匝比的选取：
若不考虑次级整流压降及变压器损等因素的影响，则
n=Ep/Eo、Ns=nNp/D
同理可计算
NF=(Ns/Uo)Up
4）导线直径选取计算
若取j=2.5A/mm2则：
d=0.7 (mm) (16)
据式（16）计算出各绕组导线直径并选取规格值，验算磁芯窗口面积能否绕下各绕组，若绕不下，则重复上述有关设计计算。
5）验算次级绕组放电常数，τs应小于toff
τs=Ls/RL=(L′p/n2)/RL=L′p/（n2RL）
toff=T/2，T=1/f，所以toff=1/（2f）
toff>；τs为验算原则。若不能满足则重复上面有关计算。2.2 各主要元器件的选用
1）功率开关管的选用
根据式（7），开关管耐压应≥E＋nUo，一般取(2.5～4)Emax。开关功率管的电流由下式计算确定：
Ipmax=2U2o/ηDER1min
2）电容C2、C3的选定
C2电压应大于1.1××220V；
C3电压根据输出电压而定。
C2、C3电容量的选用原则是：
C2Rp=(4～5)T50；
C3RL=(4～5)T。
式中：T50——频率为50Hz时对应的工作周期；
Rp、C2——放电等效电阻、电容；
T——变压器工作频率对应的周期。
由此可以推算电容量。
3 、电路调试
1）变换器工作频率调整
调IC4脚的R7和C9可达到调整工作频率的目的。
2）功率开关管导通时间ton的调整
调R3和R5可达到调整ton的目的。
3）过流保护工作点的调整
调R12可达到调整过流保护工作点的目的。
4、结语
用单端反激变换电路制作全自动充电器是笔者对单端反激变换电路探讨实践的总结。用此电路已经设计制作了100W以的全自动充电器30多台，使用效果良好，并通过厂家技术鉴定。应用本文所介绍的技术可省去复杂的控制电路和IC，不仅降低了成本，而且大大提高了可靠性，综合效益显著。
高频链中高频变压器的分析与设计 文章作者：四川成都西南交通大学龙海峰郭世明江苏南京国电南京自动化股份有限公司呙道静文章类型：设计应用文章加入时间：2004年9月6日14:54 文章出处：电源技术应用 摘要：高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体 积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。叙述了高频变压器的设计过程。 实验结果证明该设计满足要求。 关键词：高频链；高频变压器；逆变器 引言 MESPELAGE于1977年提出了高频链逆变技术的新概念[1]。高频链逆变技术与常规的逆变技术最 大的不同，在于利用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离，减小了变压器的体积和重量。近年来， 高频链技术引起人们越来越多的兴趣。 1 概述 图1是传统的逆变器框图。其缺点是采用了笨重庞大的工频变压器和滤波电感，导致效率低，噪 音大，可靠性差。另外，谐波含量大，波形畸变严重，与要求的优质正弦波相差甚远。
图2所示为电压源高频链逆变器的框图，该方案是当今研究的最先进方案[2]，也是本文中采用的方案。采用此方案有其一系列的优点，诸如，以小型的高频变压器替代工频变压器；只有两级功率变换；正弦波质量高；控制灵活等。高频变压器是高频链的核心部件，肩负着隔离和传输功率的重任，其性能好坏直接决定逆变器的性能好坏。不合格的变压器温升高，效率低，漏感严重，输出波形畸变大，直接影响电路的稳定性和可靠性，甚至损坏开关器件，导致实验失败。 2 高频变压器的设计 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。各种磁芯物理性能及价格比如表1所列。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。本文采用的就是铁氧体材料。 表1 各种磁芯特性比较表
电子变压器的工作原理电子变压器材料及分类 电子变压器简介 电子变压器，输入为AC220V，输出为AC12V，功率可达50W。它主要是在高频电子镇流器电路的基础上研制出来的一种变压器电路，其性能稳定，体积小，功率大，因而克服了传统的硅钢片变压器体大、笨重、价高等缺点。 电子变压器工作原理 工作原理与开关电源相似，二极管VD1～VD4构成整流桥把市电变成直流电，由振荡变压器T1，三极管VT1、VT2组成的高频振荡电路，将脉动直流变成高频电流，然后由铁氧体输出变压器T2对高频高压脉冲降压，获得所需的电压和功率。R1为限流电阻。电阻R2、电容C1和双向触发二极管VD5构成启动触发电路。三极管VT1、VT2选用S13005，其B为15～20倍。也可用C3093等BUceo>=35OV 的大功率三极管。触发二极管VD5选用32V左右的DB3或VR60。振荡变压器可自制，用音频线绕制在H7X10X6的磁环上。TIa、T1b绕3匝，Tc绕1匝。铁氧体输出变压器T2也需自制，磁心选用边长27mm、宽20mm、厚10mm的EI型铁氧体。T2a用直径为0．45mm高强度漆包线绕100匝，T2b用直径为1．25mm 高强度漆包线绕8匝。二极管VD1～VD4选用IN4007型，双向触发二极管选用DB3型，电容C1～C3选用聚丙聚酯涤纶电容，耐压250V。 电路工作时，A点工作电压约为12V；B点约为25V；C点约为105V；D点约为10V。如果电压不满足上述数值，或电路不振荡，则应检查电路有无错焊、漏焊或虚焊。然后再检查VT1、VT2是否良好，T1a、T1b的相位是否正确。整个电路装调成功后，可装入用金属材料制作的小盒内，发利于屏蔽和散热，但必须注意电路与外壳的绝缘。引外，改变T2a、b二线圈的匝数，则可改变输出的高频电压。 电子变压器作用 在电子线路中起着升压、降压、隔离、整流、变频、倒相、阻抗匹配、逆变、储能、滤波等作用。 电子变压器分类 A按工作频率分类： 工频变压器：工作频率为50Hz或60Hz 中频变压器：工作频率为400Hz或1KHz 音频变压器：工作频率为20Hz或20KHz
高频变压器绕法 高频变压器的两种基本绕法：顺序绕法和三明治绕法。 普通顺序绕法： 一般的单输出电源，变压器分为3个绕组，初级绕组Np,次级绕组Ns,辅助电源绕组Nb，绕制的顺序是：Np--Ns--Nb 此种绕法工艺简单，易于控制磁芯的各种参数，一致性较好，绕线成本低，适用于大批量的生产，但漏感稍大，而耦合电容小，EMI比较好故适用于对漏感不敏感的小功率场合，一般功率小于30~40W的电源中普遍实用这种绕法。 三明治绕法： 三明治绕法久负盛名，几乎每个做电源的人都知道这种绕法，但真正对三明治绕法做过深入研究的人，应该不多 相信很多人都吃过三明治，就是两层面包中间夹一层奶油。顾名思义，三明治绕法就是两层夹一层的绕法。由于被夹在中间的绕组不同，三明治又分为两种绕法：初级夹次级，次级夹初级。
如上图，顺序为Np/2-Ns-Np/2-Nb，此种绕法有量大优点 这样有利于初次级的耦合，减少漏感；还有利于绕线的平整度；最后一个好处是，供电绕组电压变化受次级的负载影响较小，更稳定。 由于增加了初次级的有效耦合面积，可以极大的减少变压器的漏感，而减少漏感带来的好处是显而易见的：漏感引起的电压尖峰会降低，这就使MOSFET的电压应力降低，同时，由MOSFET与散热片引起的共模干扰电流也可以降低，从而改善EMI； 由于在初级中间加入了一个次级绕组，所以减少了变压器初级的层间电容，而层间电容的减少，就会使电路中的寄生振荡减少，同样可以降低MOSFET与次级整流管的电压电流应力，改善EMI。 缺点：由于初次级有两个接触面，绕组耦合电容比较大，所以EMI又比较难过。
如上图，顺序为Ns/2,Np,Ns/2,Nb。当输出是低压大电流时，一般采用此种绕法，其优点有二： 1、可以有效降低铜损引起的温升：由于输出是低压大电流，故铜损对导线的长度较为敏感，绕在内侧的Ns/2可以有效较少绕线长度，从而降低此Ns/2绕组的铜损及发热。外层的Ns/2虽说绕线相对较长，但是基本上是在变压器的外层，散热良好故温度也不会太高。 2、可以减少初级耦合至变压器磁芯高频干扰。由于初级远离磁芯，次级电压低，故引起的高频干扰小。
高频变压器的设计 高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。 高频变压器的设计通常采用两种方法[3]：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。 注意： 1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。 2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。 单片开关电源高频变压器的设计要点 高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。为此，一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。 高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=4～10A／mm2。 高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流铜阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明，当f=100kHz时，导线直径理论上可取φ0.4mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘及安全性标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％。要想达到1％以下的指标，在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施：o减小初级绕组的匝数NP； o增大绕组的宽度（例如选EE型磁芯，以增加骨架宽度b）；
卤素灯用电子变压器原理图 卤素灯又称石英灯，它常以石英玻璃做成反射灯罩，制作成石英射灯。石英射灯具有聚光、亮度高、显色性好、外形新颖和寿命长等优点，普遍用于舞厅、宾馆和商场等场所做特殊照明，也可用于展室的橱窗及照相行业的摄影厅。目前，家庭使用石英灯也逐渐增多。普通石英射灯使用１２Ｖ／５０Ｗ的小型卤素灯泡，配用小体积的电子变压器，使其效率提高，体积重量均减少。本电子变压器采用工程阻燃塑壳，外观小巧玲珑。 主要电气参数：电源电压ＡＣ２２０Ｖ＋１０％；电源频率５０～６０Ｈｚ；输出电压ＡＣ１２Ｖ；输出功率５０Ｗ；功率因数０．９９。 电子变压器实际上是一种隔离型开关电源，电路原理如附图所示，它主要由全桥整流滤波、开关变换、小体积磁芯隔离降压变压器三部分组成。变换开关元件由于采用了ＮＰＮ型三重扩散表面玻璃钝化平面型晶体管，它具有击穿电压高、电流容量大、开／关时间短的特点，因此开关管的安全工作区得到保证。电路有较高的使用效率和可靠性，可长时间连续工作。隔离降压变压器亦是本机关键，磁芯参数确定了传输功率，匝数比确定了输出电压。本变压器使用ＥＥ２５磁芯，初级绕１２０匝，次级用多股并绕１２匝，磁芯不作间隙，组装后经专用树脂浸渍处理而成。使用注意事项：１． 只限接入小于指定功率的负载，也就是配接１２Ｖ石英灯泡、功率在２０～５０Ｗ之间；２． 严禁输出短路，并保持变压器四周通风。 本文介绍的电子变压器克服了传统硅钢片变压器体积、重量大、效率低、价格高的缺点，电路成熟，性能稳定。 工作原理 本电子变压器工作原理与开关电源相似，电路原理图见图1，由VD1－VD4将市电整流为直流，再把直流变成几十千赫兹的 高频电流，然后用铁氧休变压器对高频、高压脉冲降压。图中R2、C1、VD5为启动触发电路。C2、C3、L1、L2、L3、VT1、VT2构成高频振荡部分。 L1、L2、L3分别绕在H7×4×2mm3的磁环上，L1、L2绕6匝；L2绕1匝。L4、L5绕在H31×18×7mm3的磁环上，L4绕用Φ＝0.1mm的高强度线绕340匝；L5用Φ＝1.45mm的高强度线绕20匝。VT1、VT2选用耐压BVceo≥350V大功率硅管。其它元件无特殊要求。电路正常工作时，A点工作电压约为215V，B点约为108V，C点约为10V，D点约为25V。如果不振荡，检查VT1、VT2及L1、L2、L3的相位是否正常（交换L3的两根接线即可）。改变L5的匝数可改变输出电压。 元器件选择与制作元器件清单见下表。
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
15、为什么变压器不能过负荷运行？ 过负荷运行是指变压器运行时超过了铭牌上规定的电流值。过负荷分为正常过负荷和事故过负荷两种，前者是指在正常供电情况下，用户用电量增加而引起的，它往往使变压器温度升高，促使变压器绝缘老化，降低使用寿命，所以不允许变压器过负荷运行。特殊情况下变压器短时间内的过负荷运行，也不能超过额定负荷的30%(冬季)，在夏季不得超过15%。对后者，事故过负荷与允许过的时间要求见下表。事故过负荷允许时间 16、变压器在运行中应该做哪几种测试？ 为了保证调压器能够正常运行，应经常进行下列几项测试；(1)温度测试。变压器运行状态是不是正常，温度的高低是很重要的。规程规定上层油温不得超过850C(即温升550C)。一般变压器都装有专用温度测定装置。(2)负荷测定。为了提高变压器的利用率，减少电能的损失，在变压器运行中，必须测定变压器真正能承担的供电能力。测定工作通常在每一季节用电蜂屯蚁聚时期进行，用钳形电流表直接测定。电流值应为变压器额定电流的70～80%，超过时说明过负荷，应立即调整。 (3)电压测定。规程要求电压变动范围应在额定电压±5%以内。如果超过这一范围，应采用分接头进行调整，使电压达到规定范围。一般用电压表分别测量次级线圈端电压和未端用户的端电压。(4)绝缘电阻测定。为了使变压器始终处于正常运行状态，必须进行绝缘电阻的测定，以防绝缘老化和发生事故。测定时应设法使变压器停止运行，利用摇表测定变压器绝缘电阻值，要求所测电阻不低于以前所测值的70%，选用摇表时，低压线圈可采用500伏电压等级的。 17、什么是变压器的极性？在实用中有何作用？ 变压器极性是用来标志在同一时刻初级绕组的线圈端头与次级绕组的线圈端头彼此电位的相对关系。因为电动势的大小与方向随时变化，所以在某一时刻，初、次级两线圈必定会出现同时为高电位的两个端头，和同时为低电位的两个端头，这种同时刻为高的对应端叫变压器的同极性端。由此可见，变压器的极性决定线圈绕向，绕向改变了，极性也改变。在实用中，变压器的极性是变压器并联的依据，按极性可以组合接成多种电压形式，如果极性接反，往往会出现很大的短路电流，以致烧坏变压器。因此，使用变压器时必须注意铭牌上的标志。 18、如何判别变压器极性？ 当遇到变压器铭牌标志不清或系旧变压器，可通过测试加以判别，方法有两种：(1)直流法。测单相变压器时，如图36所示， 在初级线圈一侧拉入一个1.5伏的干电池，然后在次级线圈拉入一直流毫伏表。当合上开关K的一瞬间，表针朝正方向摆动(或拉开开关时表针向负方向摆)，说明接电池正极一端是同极性，或
一.电子变压器定义、作用及分类 变压器是具有磁芯(铁芯)与两个或两个以上的线圈组成，它们互不改变位置的装置，从一个或两个以上的回路，通过交流电力借电磁感应作用，转变成电压及电流，对另一个或两个一上的回路，供给一周拨数的交流电力. 2 作用：在电子线路中起着升压、降压、隔离、整流、变频、倒相、阻抗匹配、逆变、储能、滤波等作用。 3 分类： A 按工作频率分类： 工频变压器：工作频率为50Hz或60Hz 中频变压器：工作频率为400Hz或1KHz 音频变压器：工作频率为20Hz或20KHz 超音频变压器：20KHz以上，不超过100KHz 高频变压器：工作频率通常为上KHz至上百KHz以上。 B 按用途分类： 电源变压器：用于提供电子设备所需电源的变压器 音频变压器：用于音频放大电路和音响设备的变压器 脉冲变压器：工作在脉冲电路中的的变压吕，其波形一般为单极性矩形脉冲波 特种变压器：具有一种特殊功能的变压器，如参量变压器，稳压变压器，超隔离变压器，传输线变压器，漏磁变压器 开关电源变压器：用于开关电源电路中的变压器 通讯变压器：用于通讯网络中起隔直、滤波的变压器 电子变压器材料及分类：变压器英文 二电子变压器材料及分类：变压器英文(TRansformer) 1）电子变压器材料主要有 骨架(Bobbin,Base,Case)
线材(Copper Wire) 磁芯(Ferrite Core,SI-Steel Lamination) 铜箔(Copper Foil) 绝缘胶带(Tape) 安全胶带，也称档墙(Margin Tape) 套管(Tube) 化学材料：焊锡(Solder Bar)，绝缘油(Varnish)，胶类(Epoxy,Glue)，稀释剂(Thinner)，助焊剂(Scaling Powder)，油墨(Ink) 1、磁芯：磁芯主要几大类： 1.钢片类Lamination(SI-STEEL,PERMALLOY); 2.软磁铁氧体类(FERRITE CORE); 3.铁粉芯(Iron Powder); 4.铁硅铝(Kool,Mu或Sendust); 5.高导磁粉芯(High Flux); 6铁镍钼磁粉芯(Mpp Core); 7.非晶态(Amorphous)。 1）铁磁芯(Iron Powder)：广泛用于RF领域，利用其内在的气隙分布特性，适合于各种储能电感，如直流输出扼流器，分态输入扼流器，功率因数修正(PFC)电感器，脉冲变压器，DC to DC变换器，连续态弛返电感，调光扼流器及EMI/RFI电路中。其形状通常为环形。 通常通过颜色氏码(Color Code)进行材质的区分,其规格以T*-XX*形式命名。如： T130-26B中，T表示 Toroid，130表示1.3英吋外径，26表示26材质，B表示同外径不同厚度的类型。供应商通常为Mircometal、嘉成、科达和可达。 2)铁镍钼磁粉芯(MPP molypermalloy powder)：粉芯中磁损最低的一种材质，它是由79%镍，17%铁，和4%的钼配比而成，磁粉中分布隙的一种环状磁芯。 MPP磁芯具有多方面优秀的电磁特性：
高频变压器工作原理及用途 简介 是作为开关电源最主要的组成部分。开关电源中的拓扑结构有很多。比如半桥式功率转换电路，工作时两个开关三极管轮流导通来产生100kHz的高频脉冲波，然后通过高频变压器进行变压，输出交流电，高频变压器各个绕组线圈的匝数比例则决定了输出电压的多少。典型的半桥式变压电路中最为显眼的是三只高频变压器：主变压器、驱动变压器和辅助变压器（待机变压器），每种变压器在国家规定中都有各自的衡量标准，比如主变压器，只要是200W以上的电源，其磁芯直径（高度）就不得小于35mm。而辅助变压器，在电源功率不超过300W时其磁芯直径达到16mm就够了。 工作原理 变压器是变换交流电压、电流和阻抗的器件，当初级线圈中通有交流电流时，铁芯（或磁芯）中便产生交流磁通，使次级线圈中感应出电压（或电流）。 变压器由铁芯（或磁芯）和线圈组成，线圈有两个或两个以上的绕组，其中接电源的绕组叫初级线圈，其余的绕组叫次级线圈。 用途 高频变压器是工作频率超过中频（10kHz）的电源变压器，主要用于高频开关电源中作高频开关电源变压器，也有用于高频逆变电源和高频逆变焊机中作高频逆变电源变压器的。按工作频率高低，可分为几个档次： 10kHz- 50kHz、50kHz-100kHz、100kHz～500kHz、500kHz～1MHz、1MHz以上。传送功率比较大的情况下，功率器件一般采用 IGBT，由于IGBT存在关断电流拖尾现象，所以工作频率比较低；传送功率比较小的，可以采用MOSFET，工作频率就比较高。 制造工艺 高频变压器的制造工艺要点一。 绕线 A 确定BOBBIN的参数 B 所有绕线要求平整不重叠为原则 C 单组绕线以单色线即可,双组绕线必需以双色线或开线浸锡来分脚位,以免绕错 D 横跨线必需贴胶带隔离 1. 疏绕完全均匀疏开
电子变压器电路图详解 无变压器电源电路 电路工作原理是：由图可知，该电路是由控制电路检测市电变化，当市电在过零点附近时，MOS关闭。利用对两只大容量电容的充放电可以保证该电源具有一定的负载输出电流。 市电首先由桥堆VC整流，获得l00Hz的脉动直流电，其最高峰值可达310V。时基IC 及其外围阻容件组成市电过零控制电路。脉动直流电经VD1隔离、R1降压、VZ2稳压、C1滤波为检测控制电路提供稳定工作电源。R2、RP1组成市电检测分压电路。当脉动直流电过零电压低于13V时，IC的第2脚被触发，第3脚输出高电平，场效应管VT导通。脉动直流电经R6限流，通过VT对C2、C3迅速充电，最大瞬时电流可达4A。R5、RP2及IC的第4脚组成电压反馈控制电路，调节RP2可获得5～12V的输出电压。只要IC的第4脚电压大于0.7V，IC 即被复位，第3脚输出低电平，VT截止。除VT导通的时间外，C2、C3保持向负载输出电流。大容量电容C2、C3可以保证最大输出电流达100mA时仍有稳定的输出电压。R4、VD3为供电指示电路，由于第7脚的导通与第3脚输出高电平错开，这就减轻了控制电路的耗电，保证了控制电路工作的可靠。实际上，IC的第6脚与第2脚的共同对市电检测，还使得电路具有过
电压闭锁功能。 显然，本电源的不足之处是由于电路本身不能与市电隔离。因此电路及其负载均会带上市电。 本文介绍的电子变压器，输入为AC220V，输出为AC12V，功率可达50W。它主要是在高频电子镇流器电路的基础上研制出来的一种变压器电路，其性能稳定，体积小，功率大，因而克服了传统的硅钢片变压器体大、笨重、价高等缺点。 电路如图所示。其工作原理与开关电源相似，二极管VD1～VD4构成整流桥把市电变成直流电，由振荡变压器T1，三极管VT1、VT2组成的高频振荡电路，将脉动直流变成高频电流，然后由铁氧体输出变压器T2对高频高压脉冲降压，获得所需的电压和功率。R1为限流电阻。电阻R2、电容C1和双向触发二极管VD5构成启动触发电路。三极管VT1、VT2选用S13005，其B为15～2 0倍。也可用C3093等BUceo>=35OV的大功率三极管。触发二极管VD5选用32V左右的DB3或VR60。振荡变压器可自制，用音频线绕制在H7 X 10 X 6的磁环上。TIa、T1b绕3匝，T c绕1匝。铁氧体输出变压器T2也需自制，磁心选用边长27mm、宽20mm、厚10mm的EI型铁氧体。T2a用直径为0．45mm高强度漆包线绕100匝，T2b 用直径为1．25mm高强度漆包线绕8匝。二极管VD1～VD4选用IN4007型，双向触发
变压器的工作原理及设计 在电路和磁路中，变压器不但作为电磁能量的传送工具，而且可以改变电路中的电压和电流的大小和相位，在某种情况下可以起电的隔离作用，在各种电力、电子等电路中被广泛应用。 电磁感应是变压器工作原理的基础，因此要想了解变压器的工作原理及性能，进而应用、设计变压器，就必须具备电、磁方面的基础理论知识。电路方面的知识大家比较了解，下面对磁路方面的知识进行必要的补充。 一、电磁感应和磁路中的概念及一些定律 1、电磁感应 磁场变化时，将在它所能影响到的区域内的的电回路中产生电压以至电流。用数学式子来描述： dt d N dt d e Φ-=ψ-= 实际上这种过程是可逆的，即变化的电场产生变化的磁场，变化的磁场产生变化的电电场。从能量的观点来看，在变压器的工作过程中，电路的电能转换为变压器铁芯内的磁能，然后再转换为二次侧的电能，完成能量的传送。 2、磁路中的概念 磁路——磁通通过的区域 磁感应强度B ——表示磁场强弱的一个物理量 磁通Φ——BA =Φ，A 为与磁场方向垂直的片面的面积 磁导率μ——表示物质磁性质的物理量，0μμμr =，70104-?=πμ 磁场强度H ——μ B H = 磁势∑=NI F 磁压降Hl U m = 3、磁路的基本定律 （1） 安培环路定律（全电流定律） ?∑=l I dl H . （2） 磁路的基尔霍夫第一定律 ∑=Φ0 （3） 磁路的基尔霍夫第二定律 ∑∑∑==Ni I Hl 图1 安培环路定律
图2 磁路基尔霍夫第一定律 图3 磁路基尔霍夫第二定律 （4） 磁路的欧姆定律 φφμμm m R A l l B Hl U ==== 4、铁磁物质的磁化曲线 （1） 原始磁化曲线：将一块尚未磁化的铁磁物质进行磁化，在磁场强度H 由0开始逐渐增加时，磁感应强度也逐渐增加，这种曲线称为原始磁 化曲线。 图4 磁畴 图5 原始磁化曲线 （2） 磁滞回线：当铁磁物质在-H m 到+H m 之间反复磁化若干次最后得到对 原点对称的封闭曲线。从磁化过程可以看出，B 的变化总是落后于H 的变化，所以这种现象称为磁滞。 图6 磁滞回线
电子变压器工作原理图 电子变压器就是开关稳压电源。它实际上就是一种逆变器。首先把交流电变为直流电，然后用电子元件组成一个振荡器直流电变为高频交流电。通过开关变压器输出所需要的电压然后二次整流供用电器使用。开关稳压电源具有体积小,重量轻,价格低等优点,所以被广泛用在各种电器中。开关稳压电源的原理较复杂。 下面一种电子变压器电路图的分析，输入为AC220V，输出为AC12V，功率可达50W。它主要是在高频电子镇流器电路的基础上研制出来的一种变压器电路，其性能稳定，体积小，功率大，因而克服了传统的硅钢片变压器体大、笨重、价高等缺点。 电子变压器电路图: 电子变压器工作原理电路如图所示。电子变压器原理与开关电源工作原理相似，二极管VD1～VD4 构成整流桥 把市电变成直流电，由振荡变压器T1，三极管VT1、VT2组成的高频振荡电路，将脉动直流变成高频电流，然后由铁氧体输出变压器T2对高频高压脉冲降压，获得所需的电压和功率。R1为限流电阻。电阻 R2、电容C1和双向触发二极管VD5构成启动触发电路。三极管VT1、VT2选用S13005，其B为15～2 0倍。也可用C3093等BUceo>=35OV的大功率三极管。触发二极管VD5选用32V左右的DB3或VR60。振荡变压器可自制，用音频线绕制在H7 X 10 X 6的磁环上。TIa、T1b绕3匝，Tc绕1匝。铁氧体输出变压器T2也需自制，磁心选用边长27mm、宽20mm、厚10mm的EI型铁氧体。T2a用直径为0．45mm高强度漆包线绕100匝，T2b用直径为1．25mm高强度漆包线绕8匝。二极管VD1～VD4选用IN4007型，双向触发二极管选用DB3型，电容C1～C3选用聚丙聚酯涤纶电容，耐压250V。此电子变压器电路工作时，A点工作电压约为12V；B点约为25V；C点约为105V；D点约为10V。如果电压不满足上述数值，或电子变压器电路不振荡，则应检查电路有无错焊、漏焊或虚焊。然后再检查VT1、VT2是否良好，T1a、T1b的相位是否正确。整个电子变压器电路装调成功后，可装入用金属材料制作的小盒内，发利于屏蔽和散热，但必须注意电路与外壳的绝缘。引外，改变T2 a、b二线圈的匝数，则可改变输出的高频电压。
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5 层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该
高频变压器的制作高频变压器的线路图如图1所示。 图1 高频变压器的线路图 高频变压器的制作流程如图2所示。 图2 高频变压器的制作流程
高频变压器的制作大致包括以下十个过程，对每个过程的流程、工艺及注意事项作详细的分析。 1.绕线 （1）材料确认 1）变压器骨架（BOBBIN）规格的确认。 2）不用的引脚剪去时，应在未绕线前先剪掉，以防绕完线后再剪除时会刮伤线或剪错脚，而且可以避免绕线时缠错脚位。 3）确认骨架完整，不得有破损和裂缝。 4）将骨架正确插入治具，一般特殊标记为引脚1（PIN 1），如果图面无注明，则引脚1朝机器。 5）须包醋酸布的先依工程图要求包好，紧靠骨架的两侧，再在指定的引脚上先缠线（或先钩线）后开始绕线，原则上绕线应在指定的范围内绕线。 （2）绕线方式 1）绕线方式 根据变压器要求不同，绕线的方式大致可分为以下几种： ①一层密绕：布线只占一层，紧密的线与线间没有空隙，整齐的绕线如图3a所示。 ②均等绕：在绕线范围内以相等的间隔进行绕线；间隔误差在20%以内可以允收，如图3b所示。 图3 绕线方式 ③多层密绕：在一个绕组一层无法绕完，必须绕至第二层或二层以上，此绕法分为三种情况：
a）任意绕：在一定程度上整齐排列，达到最上层时，布线已零乱，呈凹凸不平状况，这是绕线中最粗略的绕线方法。 b）整列密绕：几乎所有的布线都整齐排列，但有若干的布线零乱（约占全体30%，圈数少的约占5%REF）。 c）完全整列密绕：绕线至最上层也不零乱，绕线很整齐的排列，这是绕线中最难的绕线方法。 ④定位绕线：布线指定在固定的位置，一般分五种情况，如图4所示。 图4 定位绕线 ⑤并绕：两根以上的线同时平行的绕同一组线，各自平行的绕，不可交叉，此绕法大致可分为四种情况，如图5所示。
变压器的设计过程包括五个步骤: ①确定原副边匝数比； 为了提高高频变压器的利用率,减小开关管的电流,降低输出整流二极管的反向电压,减小损耗和降低成本,高频变压器的原副边变比应尽量大一些. 为了在任意输入电压时能够得到所要求的电压,变压器的变比应按最低输入电压选择.选择副边的最大占空比为 ,则可计算出副边电压最小值为: ,式中, 为输出电压最大值, 为输出整流二极管的通态压降, 为滤波电感上的直流压降.原副边的变比为: ②确定原边和副边的匝数； 首先选择磁芯.为了减小铁损,根据开关频率 ,参考磁芯材料手册,可确定最高工作磁密、磁芯的有效导磁截面积、窗口面积 .则变压器副边匝数为: .根据副边匝数和变比,可计算原边匝数为 ③确定绕组的导线线径； 在选用导线线径时,要考虑导线的集肤效应.所谓集肤效应,是指当导线中流过交流电流时,导线横截面上的电流分布不均匀,中间部分电流密度小,边缘部分电流密度大,使导线的有效导电面积减小,电阻增加.在工频条件下,集肤效应影响较小,而在高频时影响较大.导线有效导电面积的减小一般采用穿透深度来表示.所谓穿透深度,是指电流密度下降到导线表面电流密度的0.368(即: )时的径向深度. ,式中, , 为导线的磁导率,铜的相对磁导率为 ,即:铜的磁导率为真空中的磁导率 , 为导线的电导率,铜的电导率为 . 为了有效地利用导线,减小集肤效应的影响,一般要求导线的线径小于两倍的穿透深度,即 .如果要求绕组的线径大于由穿透深度所决定的最大线径时,可采用小线径的导线多股并绕或采用扁而宽的铜皮来绕制,铜皮的厚度要小于两倍的穿透深度 (4)确定绕组的导线股数 绕组的导线股数决定于绕组中流过的最大有效值电流和导线线径.在考虑集肤效应确定导线的线径后,我们来计算绕组中流过的最大有效值电流. 原边绕组的导线股数:变压器原边电流有效值最大值 ,那么原边绕组的导线股数 (式中,J 为导线的电流密度,一般取J=3~5 , 为每根导线的导电面积.). 副边绕组的导电股数:①全桥方式:变压器只有一个副边绕组,根据变压器原副边电流关系,副边的电流有效值最大值为: ;②半波方式:变压器有两个副边绕组,每个负载绕组分别提供半个周期的负载电流,因此其有效值为 ( 为输出电流最大值).因此副边绕组的导线股数为(5)核算窗口面积 在计算出变压器的原副边匝数、导线线径及股数后,必须核算磁芯的窗口面积是否能够绕得下或是否窗口过大.如果窗口面积太小,说明磁芯太小,要选择大一点的磁芯;如果窗口面积
高频变压器参数计算 一．电磁学计算公式推导： 1．磁通量与磁通密度相关公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l ⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式： E L =⊿Ф / ⊿t * N ⑷ E L = ⊿i / ⊿t * L ⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹ 且由⑸式直接变形可得： ⊿i = E L* ⊿t / L ⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3．电感中能量与电流的关系： Q L = 1/2 * I2 * L ⑼ Q L -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式： N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽ N1-------- 初级线圈的匝数(圈) E1-------- 初级输入电压(伏特) N2-------- 次级电感的匝数(圈) E2-------- 次级输出电压(伏特)
高频高压变压器分布电容的分析与处理 摘要：本文在分析高频变压器分布参数机理的基础上，以高压直流LCC谐振变换器为实例，阐述了高频高压变压器分布电容对电路带来的不利影响，提出了一种补偿的方法，进行了仿真和实验，提出了高频高压变压器分布电容的测试方法，推导了补偿电感的计算公式，综合使用了两种针对分布电容的处理方法。实验结果表明该方法的正确性。 关键词：分布电容高频变压器 LCC谐振 Analysis and Disposal of Distributed Capacitance in High-Frequency and High-Voltage Transformer Jin Shun1 ， Zheng Guang1 ，Shi Ming2 （Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China; Xi’an Telecom, Xi’an 710003,China） Abstract: On the base of analyzing of mechanism of distributed parameters in high frequency transformer, and with a instance of LCC resonant converter , the disadvantage of distributed capacitance in high-frequency and high-voltage transformer is described .A compensation method ,waveforms of both simulation and experiment, and a method of measuring distributed capacitance are given .Formula for calculation compensation inductance is derived .Two methods are used in solving the trouble . Experimental results are presented to verify the theory. Key words: Distributed Capacitance High Frequency Transformer LCC Resonant 1 前言
电子变压器原理 来自：中国电子库存网 电子变压器也就是开关稳压电源。它实际上就是一种逆变器。首先把交流电变为直流电，然后用电子元件组成一个振荡器直流电变为高频交流电。通过开关变压器输出所需要的电压然后二次整流供用电器使用。电子变压器具有体积小,重量轻,价格低等优点,所以被广泛用在各种电器中。电子变压器的原理较复杂。 下面一种电子变压器电路图的分析，输入为ac220v，输出为ac12v，功率可达50w。它主要是在高频电子镇流器电路的基础上研制出来的一种变压器电路，其性能稳定，体积小，功率大，因而克服了传统的硅钢片变压器体大、笨重、价高等缺点。 如图所示。电子变压器原理与开关电源工作原理相似，二极管vd1～vd4构成整流桥把市电变成直流电，由振荡变压器t1，三极管vt1、vt2组成的高频振荡电路，将脉动直流变成高频电流，然后由铁氧体输出变压器t2对高频高压脉冲降压，获得所需的电压和功率。r1为限流电阻。电阻r2、电容c1和双向触发二极管vd5构成启动触发电路。三极管vt1、vt2选用s13005，其b为15～2 0倍。也可用c3093等buceo>=35ov的大功率三极管。触发二极管vd5选用32v左右的db3或vr60。振荡变压器可自制，用音频线绕制在h7 x 10 x 6的磁环上。tia、t1b绕3匝，tc绕1匝。铁氧体输出变压器t2也需自制，磁心选用边长27mm、宽20mm、厚10mm的ei型铁氧体。t2a用直径为0．45mm高强度漆包线绕100匝，t2b用直径为1．25mm高强度漆包线绕8匝。二极管vd1～vd4选用in4007型，双向触发二极管选用db3型，电容c1～c3选用聚丙聚酯涤纶电容，耐压250v。 此电子变压器电路工作时，a点工作电压约为12v；b点约为25v；c点约为105v；d点约为10v。如果电压不满足上述数值，或电子变压器电路不振荡，则应检查电路有无错焊、漏焊或虚焊。然后再检查vt1、vt2是否良好，