要制造好高频变压器要注意两点：
一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。
二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。
1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。
若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。
2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。
3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。
初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。
高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：
开关电源高频变压器参数计算
高频变压器参数计算；一．电磁学计算公式推导：；1．磁通量与磁通密度相关公式：；Ф=B*S ⑴；Ф-----磁通(韦伯)；B-----磁通密度(韦伯每平方米或高斯)1韦伯；S-----磁路的截面积(平方米)；B=H*μ⑵；μ-----磁导率(无单位也叫无量纲)；H-----磁场强度(伏特每米)；H=I*N/l⑶；I-----电流强度(安培)；N-----线圈匝数
一．电磁学计算公式推导：
1．磁通量与磁通密度相关公式：
Ф = B * S ⑴
Ф ----- 磁通(韦伯)
B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯
S ----- 磁路的截面积(平方米)
B = H * μ⑵
μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲)
H ----- 磁场强度(伏特每米)
H = I*N / l ⑶
I ----- 电流强度(安培)
N ----- 线圈匝数(圈T)
l ----- 磁路长路(米)
2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式：
EL =⊿Ф / ⊿t * N ⑷
EL = ⊿i / ⊿t * L ⑸
⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯)
⊿i ----- 电流变化量(安培)
⊿t ----- 时间变化量(秒)
N ----- 线圈匝数(圈T)
L ------- 电感的电感量(亨)
由上面两个公式可以推出下面的公式：
⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得：
N = ⊿i * L/⊿Ф
再由Ф = B * S 可得下式:
N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹
且由⑸式直接变形可得：
⊿i = EL * ⊿t / L ⑺
联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式:
L =(μ* S )/ l * N2 ⑻
这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素)
3．电感中能量与电流的关系：
QL = 1/2 * I2 * L ⑼
QL -------- 电感中储存的能量(焦耳)
I -------- 电感中的电流(安培)
L ------- 电感的电感量(亨)
4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式：
N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽
N1 -------- 初级线圈的匝数(圈) E1 -------- 初级输入电压(伏特)
N2 -------- 次级电感的匝数(圈) E2 -------- 次级输出电压(伏特)
二．根据上面公式计算变压器参数：
1．高频变压器输入输出要求：
输入直流电压： 200--- 340 V
输出直流电压： 23.5V
输出电流： 2.5A * 2
输出总功率： 117.5W
2．确定初次级匝数比：
次级整流管选用VRRM =100V正向电流(10A)的肖特基二极管两个，若初次级匝数比大则功率所承受的反压高匝数比小则功率管反低,这样就有下式：
N1/N2 = VIN(max) / (VRRM * k / 2) ⑾
N1 ----- 初级匝数 VIN(max) ------ 最大输入电压 k ----- 安全系数
N2 ----- 次级匝数 Vrrm ------ 整流管最大反向耐压
这里安全系数取0.9
由此可得匝数比N1/N2 = 340/(100*0.9/2) ≌ 7.6
3．计算功率场效应管的最高反峰电压:
Vmax = Vin(max) + (Vo+Vd)/ N2/ N1 ⑿
Vin(max) ----- 输入电压最大值 Vo ----- 输出电压
Vd ----- 整流管正向电压
Vmax = 340+(23.5+0.89)/(1/7.6)
由此可计算功率管承受的最大电压: Vmax ≌ 525.36(V)
4．计算PWM占空比：
由⑽式变形可得：
D = (N1/N2)*E2/(E1+(N1 /N2*E2)
D=(N1/N2)*(Vo+Vd)/Vin(min)+N1/N2*(Vo+Vd) ⒀
D=7.6*(23.5+0.89)/200+7.6*(23.5+0.89)
由些可计算得到占空比 D≌ 0.481
5．算变压器初级电感量：
为计算方便假定变压器初级电流为锯齿波，也就是电流变化量等于电流的峰值,也就是理想的认为输出管在导通期间储存的能量在截止期间全部消耗完。那么计算初级电感量就可以只以PWM的一个周期来分析，这时可由⑼式可以有如下推导过程：
（P/η）/ f = 1/2 * I2 * L ⒁
P ------- 电源输出功率 (瓦特) η ---- 能量转换效率 f ---- PWM开关频率将⑺式代入⒁式：
（P/η）/ f = 1/2 * (EL * ⊿t / L)2 * L ⒂
⊿t = D / f (D ----- PWM占空比)
将此算式代入⒂式变形可得：
L = E2 * D2 *η/ ( 2 * f * P ) ⒃
这里取效率为85%， PWM开关频率为60KHz.
在输入电压最小的电感量为：
L=2002* 0.4812 * 0.85 / 2 * 60000 * 117.5
计算初级电感量为: L1 ≌ 558(uH)
计算初级峰值电流：
由⑺式可得：
⊿i = EL * ⊿t / L = 200 * (0.481/60000 )/ (558*10-6)
计算初级电流的峰值为: Ipp ≌ 2.87(A)
初级平均电流为： I1 = Ipp/2/(1/D) = 0.690235(A)
6．计算初级线圈和次级线圈的匝数：
磁芯选择为EE-42(截面积1.76mm2)磁通密度为防治饱和取值为2500高斯也即0.25特斯拉, 这样由⑹式可得
初级电感的匝数为:
N1= ⊿i * L / ( B * S ) = 2.87 * (0.558*10-3)/0.25*(1.76*10-4)
计算初级电感匝数: N1 ≌ 36 (匝)
同时可计算次级匝数： N2 ≌ 5 (匝)
7．计算次级线圈的峰值电流：
根据能量守恒定律当初级电感在功率管导通时储存的能量在截止时在次级线圈上全部释放可以有下式：
由⑻⑼式可以得到：
Ipp2=N1/N2* Ipp ⒄
Ipp2 = 7.6*2.87
由此可计算次级峰值电流为：Ipp2 = 21.812(A)
次级平均值电流为I2=Ipp2/2/(1/(1-D))= 5.7(A)
6.计算激励绕组(也叫辅助绕组)的匝数：
因为次级输出电压为23.5V，激励绕组电压取12V，所以为次级电压的一半由此可计算激励绕组匝数为: N3 ≌ N2 / 2 ≌ 3 (匝)
激励绕组的电流取: I3 = 0.1(A)
以上就是高频变压器匝数的计算方法步骤，按照以上的方法步骤来计算高频变压器的匝数，能够最快的让你学会匝数的计算，建议能够边操作边看。
7.高频变压器线径计算：
高频变压器线径的确定根据公式D=1.13（I/J）^1/2可以计算出来，J是电流密度，不同的取值计算出的线径不同。由于高频电流在导体中会有趋肤效应，所以在确定线经时还要计算不同频率时导体的穿透深度。
穿透深度公式：d=66.1/（f）^1/2
如果计算出的线径D大于两倍的穿透深度，就需要采用多股线或利兹线。例如：1A电流，频率100K.假设电流密度取4A/mm^2
D=1.13*（1/4）^1/2=0.565mm Sc=0.25mm^2
d=66.1/（f）^1/2=66.1/（100000）^1/2=0.209mm
2d=0.418mm
采用0.4mm的线，单根0.4的截面积Sc=0.1256mm^2
2根0.4的截面积Sc=0.1256*2=0.2512mm^2
可以看出采用2*0.4的方案可以满足计算的要求。
单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2 A e为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为H I p2为原边峰值电流，单位为A B w为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
高频变压器的设计 高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。 高频变压器的设计通常采用两种方法[3]：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。 注意： 1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。 2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。 单片开关电源高频变压器的设计要点 高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。为此，一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。 高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=4～10A／mm2。 高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流铜阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明，当f=100kHz时，导线直径理论上可取φ0.4mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘及安全性标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％。要想达到1％以下的指标，在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施：o减小初级绕组的匝数NP； o增大绕组的宽度（例如选EE型磁芯，以增加骨架宽度b）；
开关电源变压器设计 1. 前言 2. 变压器设计原则 3. 系统输入规格 4. 变压器设计步骤 4.1选择开关管和输出整流二极管 4.2计算变压器匝比 4.3确定最低输入电压和最大占空比 4.4反激变换器的工作过程分析 4.5计算初级临界电流均值和峰值 4.6计算变压器初级电感量 4.7选择变压器磁芯 4.8计算变压器初级匝数、次级匝数和气隙长度 4.9满载时峰值电流 4.10 最大工作磁芯密度Bmax 4.11 计算变压器初级电流、副边电流的有效值 4.12 计算原边绕组、副边绕组的线径，估算窗口占有率 4.13 计算绕组的铜损 4.14 变压器绕线结构及工艺 5. 实例设计—12WFlyback变压器设计 1. 前言 ◆反激变换器优点： 电路结构简单 成本低廉 容易得到多路输出 应用广泛，比较适合100W以下的小功率电源 ◆设计难点 变压器的工作模式随着输入电压及负载的变化而变化 低输入电压，满载条件下变压器工作在连续电流模式( CCM ) 高输入电压，轻载条件下变压器工作在非连续电流模式( DCM ) 2. 变压器设计原则 ◆温升 安规对变压器温升有严格的规定。Class A的绝对温度不超过90°C； Class B不能超过110°C。因此，温升在规定范围内，是我们设计变压器必须遵循的准则。 ◆成本
开关电源设计中，成本是主要的考虑因素，而变压器又是电源系统的重要组成部分，因此如何将变压器的价格，体积和品质最优化，是开关电源设计者努力的方向。 3. 系统输入规格 输入电压：Vacmin~ Vacmax 输入频率：f L 输出电压：V o 输出电流：I o 工作频率：f S 输出功率：P o 预估效率：η 最大温升：40℃ 4.0变压器设计步骤 4.1选择开关管和输出整流二极管 开关管MOSFET:耐压值为V mos 输出二极管:肖特基二极管 最大反向电压V D 正向导通压降为V F 4.2计算变压器匝比 考虑开关器件电压应力的余量(Typ.=20%) 开关ON：0.8·V D > V in max / N+V o 开关OFF ：0.8·V MOS > N·(V o+V F) + V in max 匝比：N min < N < N max 4.3确定最低输入电压和最大占空比
开关电源占空比的选择与开关变压器初次级线圈匝数比的计算 作者：陶显芳发布时间：2011-07-04文章来源：华强北·电子市场价格指数浏览量：50466 下面是开关电源设计务必掌握的知识 1、开关电源占空比的选择与计算 2、开关变压器初次级线圈匝数比的计算 希望从事开关电源设计的工程师对此感兴趣 概述：占空比是脉冲宽度调制(PWM)开关电源的调制度，开关电源的稳压功能就是通过自动改变占空比来实现的，开关电源的输出电压与占空比成正比，开关电源输出电压的变化范围基本上就是占空比的变化范围。由于开关电源输出电压的变化范围受到电源开关管击穿电压的限制，因此，正确选择占空比的变化范围是决定开关电源是否可靠工作的重要因素；而占空比的选择主要与开关电源变压器初、次级线圈的匝数比有关，因此，正确选择开关电源变压器初、次级线圈的匝数比也是一个非常重要的因素。 开关电源占空比和开关电源变压器初、次级线圈的匝数比的正确选择涉及到对开关电源变压器初、次级线圈感应电动势的计算。因此，下面我们先从分析开关电源变压器初、次级线圈感应电动势开始。 1.1占空比的定义 占空比一般是指，在开关电源中，开关管导通的时间与工作周期之比，即： （1）式中：D为占空比，Ton为开关管导通的时间，Toff为开关管关断的时间，T为开关电源的工作周期。 对于一个脉冲波形也可以用占空比来表示，如图1所示。 在反激式开关电源中，开关管导通的时候，变压器次级线圈是没有功率输出的，如果把（1）中的D记为D1，（2）式中的D记为D2，则D1、D2有下面关系： 1.2开关变压器初次级线圈的输出波形
图2a是输出电压为交流的开关电源工作原理图。为了便于分析，我们假说变压器初次级线圈的变压比为1:1（即N1=N2，L1=L2），当开关K又导通转断开时，变压器初级、次 级线圈产生感应电动势为： （6）式中：为变压器初级线圈的励磁电流，由此可知，变压器初、次级线圈产生 的反电动势主要是由励磁电流产生的。我们从（5）可以看出，当变压器初、次级线圈的负载电阻R很大或者开路的情况下，变压器初、次级线圈产生的感应电动势峰值是非常高的，如果这个电压直接加到电源开关管两端，电源开关管一定会被击穿。 为了便于分析，我们引进一个半波平均值的概念，我们把Upa、Upa-分别定义为变压器初、次级线圈感应电动势正、负半周的半波平均值。半波平均值就是把反电动势等效成一 个幅度等于Upa或Upa-的方波，如图2b中的Upa-所示。
开关电源高频变压器设计步骤 步骤1确定开关电源的基本参数 1交流输入电压最小值u min 2交流输入电压最大值u max 3电网频率F l开关频率f 4输出电压V O（V）：已知 5输出功率P O（W）：已知 6电源效率η：一般取80％ 7损耗分配系数Z：Z表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级，Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3根据u，P O值确定输入滤波电容C IN、直流输入电压最小值V Imin 1令整流桥的响应时间tc=3ms 2根据u，查处C IN值 3得到V imin 确定C IN,V Imin值 u(V)P O(W)比例系数(μF/W)C IN(μF)V Imin(V) 固定输 已知2~3(2~3)×P O≥90 入:100/115 步骤4根据u，确通用输入:85~265已知2~3(2~3)×P O≥90 定V OR、V B 固定输入:230±35已知1P O≥240 1根据u由表查出V OR、V B值
2 由V B 值来选择TVS 步骤5根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比 Dmax V OR Dmax= ×100％ V OR +V Imin －V DS(ON) 1设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) 2 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6确定初级纹波电流I R 与初级峰值电流I P 的比值K RP ，K RP =I R /I P u(V) K RP 最小值(连续模式)最大值(不连续模式) 固定输入:100/1150.41通用输入:85~2650.441固定输入:230±35 0.6 1 步骤7确定初级波形的参数 ①输入电流的平均值I AVG P O I A VG= ηV Imin ②初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③初级脉动电流I R u(V) 初级感应电压V OR (V)钳位二极管反向击穿电压V B (V) 固定输入:100/115 6090通用输入:85~265135200固定输入:230±35 135 200
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5 层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该
直流稳压电源的项目 设计方案 （一）设计目的 1、学习直流稳压电源的设计方法； 2、研究直流稳压电源的设计方案； 3、掌握直流稳压电源的稳压系数和阻测试方法； （二）设计要求和技术指标 1、技术指标：要求电源输出电压为±12V（或±9V /±5V），输入电压为交 流220V，最大输出电流为I omax =500mA，纹波电压△V OP-P ≤5mV，稳压系数Sr≤5%。 2、设计基本要求 （1）设计一个能输出±12V/±9V/±5V的直流稳压电源； （2）拟定设计步骤和测试方案； （3）根据设计要求和技术指标设计好电路，选好元件及参数； （4）要求绘出原理图，并用Protel画出印制板图； （5）在万能板或面包板或PCB板上制作一台直流稳压电源； （6）测量直流稳压电源的阻； （7）测量直流稳压电源的稳压系数、纹波电压； （8）撰写设计报告。 3、设计扩展要求 （1）能显示电源输出电压值，00.0-12.0V； (2) 要求有短路过载保护。 （三）设计提示 1、设计电路框图如图所示 稳压电路若使用分离元件要有取样、放大、比较和调整四个环节，晶体管选用3DD或3DG等型号；若用集成电路选78XX和79XX稳压器。 测量稳压系数：在负载电流为最大时，分别测得输入交流比220V增大和减小10%的输出Δvo，并将其中最大一个代入公式计算Sr，当负载不变时，Sr=ΔVoV I / ΔV I V O 。 测量阻：在输入交流为220V，分别测得负载电流为0及最大值时的ΔVo，r o = ΔV O /ΔI L 。 纹波电压测量：叠加在输出电压上的交流分量，一般为mV级。可将其放大 后，用示波器观测其峰－峰值△V OP-P ；用可用交流毫伏表测量其有效值△V O ，由
高频链中高频变压器的分析与设计 文章作者：四川成都西南交通大学龙海峰郭世明江苏南京国电南京自动化股份有限公司呙道静 文章类型：设计应用文章加入时间：2004年9月6日14:54 文章出处：电源技术应用 摘要：高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体 积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。叙述了高频变压器的设计过程。 实验结果证明该设计满足要求。 关键词：高频链；高频变压器；逆变器 引言 MESPELAGE于1977年提出了高频链逆变技术的新概念[1]。高频链逆变技术与常规的逆变技术最 大的不同，在于利用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离，减小了变压器的体积和重量。近年来， 高频链技术引起人们越来越多的兴趣。 1 概述 图1是传统的逆变器框图。其缺点是采用了笨重庞大的工频变压器和滤波电感，导致效率低，噪 音大，可靠性差。另外，谐波含量大，波形畸变严重，与要求的优质正弦波相差甚远。
图2所示为电压源高频链逆变器的框图，该方案是当今研究的最先进方案[2]，也是本文中采用的方案。采用此方案有其一系列的优点，诸如，以小型的高频变压器替代工频变压器；只有两级功率变换；正弦波质量高；控制灵活等。高频变压器是高频链的核心部件，肩负着隔离和传输功率的重任，其性能好坏直接决定逆变器的性能好坏。不合格的变压器温升高，效率低，漏感严重，输出波形畸变大，直接影响电路的稳定性和可靠性，甚至损坏开关器件，导致实验失败。 2 高频变压器的设计 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。各种磁芯物理性能及价格比如表1所列。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。本文采用的就是铁氧体材料。 表1 各种磁芯特性比较表
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
1. 反激式开关电源电路 2. 开关变压器功能 a. 磁能转换（能量储存） b. 绝缘 c. 电压转换 3. 工作流程 a. 根据PWM(脉宽调制法)控制,当晶体管（例功率MOSFET）打开时电流流过变压器初级绕组,这时变压器储存能量（在磁心GAP）,与此同时,因为初级绕组和次级绕组极性不同,整流二极管断开时电流流过次级绕组; b. 因为次级绕组极性是不同于初级绕组,当晶体管关闭（例功率MOSFET）时存储的能量将被释放（从磁心GAP）. 同时整流管也打开.所以，电流将流过开关电源变压器的次级绕组; c. 反馈绕组提供PWM工作电压（控制）, 所以反馈绕组的圈数是依照PWM 的工作电压来计算;例如, UC3842B（PWM）工作电压是10-16Vdc ,你必须是依照这个电压计算反馈圈数,否则UC3842B（PWM）将不能正常工作!一般, UC3842B（PWM）损坏时，反馈电压是超过30Vdc. 4. 主要参数对整个路的影响 a. 电感:如果初级电感太低,变压器将储存的能量少，使输出电压不连续;如果次级电感也低,变压器的能量将不能完全释放,所以，输出电压将是非常低;这时PWM将不能正常工作.此时反馈绕组的电感也是过低或过高, b. 漏电感: 如果漏电感太高,它将产生一个高的尖峰电压在初级绕组. 它是非常的危险.因为高的尖峰电压可以损坏晶体管!另一方面,漏电感将影响开关电源变压器对电磁干扰的测试,它对整个电流将产生更多的噪音;所以开关变压器要求低漏电感. c. 绝缘强度:因为初级地是不同次级地;它有一个高电压在初级与次级之间,所以，它有很好的绝缘! 一。基本设计条件 1. 输入85-264V ac /输出5Vdc 2A 2. 最大工作比40% (晶体管关闭和打开的时间比率) 3. 工作频率75kHz 4. 温度等级: class B 二。基本的设计步骤 1.变压器尺寸 Ae*Ap=PB*102/2f*B*j*?*K Ae---- 有效截面积 Ap---- 磁芯绕线面积 PB ---- 输出功率 f ----- 工作频率 B ----- 有效饱和磁通 j ----- 电流密度 ? ----- 变压器效率 K ----- 骨架绕线系数 Ae*Ap=2(5.0+0.7)*102/2*75*103*0.17*2.5*0.8*0.2
船山学院 电子技术课程设计 题目设计并仿真一台数字电流表 专业名称电气工程及其自动化 指导教师徐祖华 职称副教授 班级船本08级01班 学号20089450114
学生姓名曾波 2011年1 月12 日 设计并仿真一台数字电流表 摘要 本课题实验主要采用CC7106双积分A/D变换器设计方案来完成一个简易的数字电流表，其实是一个电压表进行改装得到的，将电压表能够对输入的0～5 V的模拟直流电压进行测量，并通过一个4位一体的7段LED数码管进行显示，测量误差约为0.1 V。该电压表的测量电路主要由三个模块组成：A/D转换模块、数据处理模块及显示控制模块。A/D转换主要由芯片CC7106来完成，它负责把采集到的模拟量转换为相应的数字量再传送到数据处理模块。数据处理则由芯片CD331来完成，其负责把CC7106传送来的数字量经一定的数据处理，产生相应的显示码送到显示模块进行显示；另外它还控制着CC7106芯片的工作。显示模块主要由LCD液晶数码管及相应的驱动芯片)组成，显示测量到的电流值。 关键词 简易数字电流表、LCD液晶数码管、CC7106。
目录 引言 (1) 1工作原理 (1) 1.1数字电流表的工作原理 (1) 1.2 AD转换器及外围电路计 (1) 1.3量程开关电路设计 (2) 1.4直流稳压电流源设计 (3) 1.5 小数点驱动电路设计 (3) 2总体方案设计 (4) 2.1方案论证 (4) 2.2系统框图 (4) 2.3整体电路图 (5) 3元器件的介绍 (5) 3.1双积分式A/D转换器C C7106 (5) 3.2 液晶显示器EDS801 (6) 4仿真图 (7) 4.1量程电路仿真图 (7) 5结论 (9) 参考文献 (10) 附录 (11)
推挽式开关电源的变压器参数计算 用的开关变压器有两个初级线圈，它们都属于励磁线圈，但流过两个线圈的电流所产生的磁力线方向正好相反，因此，推挽式开关电源变压器属于双激式开关电源变压器；另外，推挽式开关电源变压器的次级线圈会同时被两个初级线圈所产生的磁场感应，因此，变压器的次级线圈同时存在正、反激电压输出；推挽式开关电源有多种工作模式，如：交流输出、整流输出、直流稳压输出，等工作模式，各种工作模式对变压器的参数要求会有不同的要求。 1-8-1-4-1．推挽式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 由于推挽式变压器的铁心分别被流过变压器初级线圈N1绕组和N2两个绕组的电流轮流进行交替励磁，变压器铁心的磁感应强度B，可从负的最大值-Bm，变化到正的最大值+Bm，因此，推挽式变压器铁心磁感应强度的变化范围比单激式变压器铁心磁感应强度的变化范围大好几倍，并且不容易出现磁通饱和现象。 推挽式变压器的铁心一般都可以不用留气隙，因此，变压器铁心的导磁率比单激式变压器铁心的导磁率高出很多，这样，推挽式变压器各线圈绕组的匝数就可以大大的减少，使变压器的铁心体积以及变压器的总体积都可以相对减小。 推挽式开关电源变压器的计算方法与前面正激式或反激式开关电源变压器的计算方法大体相同，只是对变压器铁心磁感应强度的变化范围选择有区别。对于具有双向磁极化的变压器铁心，其磁感应强度B的取值范围，可从负的最大值-Bm变化到正的最大值+Bm。 关于开关电源变压器的计算方法，请参考前面“1-6-3．正激式变压器开关电源电路参数计算”中的“2.1 变压器初级线圈匝数的计算”章节中的内容。 根据（1-95）式：
（1-150）式和（1-151）式就是计算双激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1或N2绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强度（单位：高斯）；Ui为加到变压器初级线圈N1绕组两端的电压，单位为伏；τ = Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒）；F为工作频率，单位为赫芝，一般双激式开关电源变压器工作于正、反激输出的情况下，其伏秒容量必须相等，因此，可以直接用工作频率来计算变压器初级线圈N1绕组的匝数；F和τ取值要预留20%左右的余量。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。 1-8-1-4-2．推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 A）交流输出推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 推挽式开关电源如果用于DC/AC或AC/AC逆变电源，即把直流逆变成交流输出，或把交流整流成直流后再逆变成交流输出，这种逆变电源一般输出电压都不需要调整，因此电路相对比较简单，工作效率很高。 用于逆变的推挽式开关电源一般输出电压都是占空比等于0.5的方波，由于方波的波形系数（有效值与半波平均值之比）等于1，因此，方波的有效值Uo与半波平均值Upa相等，并且方波的幅值Up与半波平均值Upa也相等。所以，只要知道输出电压的半波平均值就可以知道有效值，再根据半波平均值，就可以求得推挽式开关电源变压器初、次级线圈匝数比。 根据前面分析，推挽式变压器开关电源的输出电压uo，主要由开关电源变压器次级线圈N3绕组输出的正激电压来决定。因此，根据（1-128）、（1-129）、（1-131）其中一式就可以出推挽式变压器开关电源的输出电压的半波平均值。由此求得逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——变压比，D为0.5时（1-152） （1-152）式就是计算逆变式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的公式。式中，N1为开关变压器初级线圈两个绕组其中一个的匝数，N3为变压器次级线圈的匝数，Uo输出电压的有效值，Ui为直流输入电压，Upa输出电压的半波平均值。 （1-152）式还没有考虑变压器的工作效率，当把变压器的工作效率也考虑进去时，最好在（1-152）式的右边乘以一个略大于1的系数。 B）直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算 直流输出电压非调整式推挽开关电源，就是在DC/AC逆变电源的交流输出电路后面再接一级整流滤波电路。这种直流输出电压非调整式推挽开关电源的控制开关K1、K2的占空比与DC/AC逆变电源一样，一般都是0.5，因此，直流输出电压非调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比可直接利用（1-152）式来计算。即： n=N3/N1 =Uo/Ui =Upa/Ui ——次/初级变压比，D为0.5时（1-152） 不过，在低电压、大电流输出时，一定要考虑整流二极管的电压降。 C）直流输出电压可调整式推挽开关电源变压器初、次级线圈匝数比的计算
高频实验报告（一）——单调谐小信号谐振放大器设计 组员 座位号16 实验时间周一上午
目录 一、实验目的 (3) 二、实验原理 (3) 2.1单调谐放大器的基本原理 (4) 2.2主要性能指标及测量方法 (9) 2.2.1谐振频率的测试 (9) 2.2.2电压增益的测试 (10) 2.2.3频率特性的测试 (10) 三、设计方法 (13) 四、实验内容及参数设计 (14) 五、实验参数测试及分析 (18) 六、思考题............................................................................................... 错误!未定义书签。
一、实验目的 1．熟悉小信号谐振放大器的工作原理。 2．掌握小信号谐振放大器的工程设计方法。 3．掌握小信号谐振放大器的调谐方法。 4．掌握小信号谐振放大器幅频特性的测量方法。 5．熟悉放大器静态工作点和集电极负载对谐振放大器幅频特性的影响。 二、实验原理 调谐放大器的主要特点是晶体管的集电极负载不是纯电阻，而是由L、C 组成的并联谐振回路，由于LC并联谐振回路的阻抗随频率而变化，在谐振频率处、其阻抗是纯电阻，且达到最大值。因此，用并联谐振回路作集电极负载的调谐放大器在回路的谐振频率上具有最大的放大系数，稍离开此频率放大系数
就迅速减小。因此用这种放大器就可以只放大我们所需要的某些频率信号，而抑止不需要的信号或外界干扰信号。正因如此，调谐放大器在无线电通讯等方面被广泛地用作高频和中频选频放大器。 调谐放大器的电路形式很多，但基本的电路单元只有两种：一种是单调谐放大器，一种是双调谐放大器。这里先讨论单调谐放大器。 2.1单调谐放大器的基本原理 典型的单调谐放大器电路如图1.1所示。图中R 1, R 2 是直流偏置电阻；LC 并联谐振回路为晶体管的集电极负载，R e 是为提高工作点的稳定性而接入的直流负反馈电阻， C b 和C e 是对信号频率的旁路电容。输入信号V s ’经变压器耦合至晶体管发射结，放大后再由变压器耦合到外接负载R L ，C L 上。为了减小晶体管输出导纳对回路的影响，晶体管T 1采用抽头接入。 R L L V s ’ 图1.1高频小信号谐振放大器电路 在低频电子电路中，我们经常采用混合π模型来描述晶体管。把晶体管内部的物理过程用集中元器件RLC 表示。用这种物理模型的方法所涉及到的物理等效电路就是所谓的π参数等效电路。混合π 参数是晶体管物理参数，与频率
1-6-3-2．正激式开关电源变压器参数的计算 正激式开关电源变压器参数的计算主要从这几个方面来考虑。一个是变压器初级线圈的匝数和伏秒容量，伏秒容量越大变压器的励磁电流就越小；另一个是变压器初、次级线圈的匝数比，以及变压器各个绕组的额定输入或输出电流或功率。关于开关电源变压器的工作原理以及参数设计后面还要更详细分析，这里只做比较简单的介绍。 1-6-3-2-1．正激式开关电源变压器初级线圈匝数的计算 图1-17中，当输入电压Ui加于开关电源变压器初级线圈的两端，且变压器的所有次级线圈均开路时，流过变压器的电流只有励磁电流，变压器铁心中的磁通量全部都是由励磁电流产生的。当控制开关接通以后，励磁电流就会随时间增加而增加，变压器铁心中的磁通量也随时间增加而增加。根据电磁感应定理： e1 = L1di/dt = N1dф/dt = Ui —— K接通期间（1-92） 式中E1为变压器初级线圈产生的电动势，L1为变压器初级线圈的电感量，ф为变压器铁心中的磁通量，Ui为变压器初级线圈的输入电压。其中磁通量ф还可以表示为： ф= S×B （1-93） 上式中，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），B为磁感应强度，也称磁感应密度（单位：高斯），即：单位面积的磁通量。 把（1-93）式代入（1-92）式并进行积分： （1-95）式就是计算单激式开关电源变压器初级线圈N1绕组匝数的公式。式中，N1为变压器初级线圈N1绕组的最少匝数，S为变压器铁心的导磁面积（单位：平方厘米），Bm为变压器铁心的最大磁感应强
度（单位：高斯），Br为变压器铁心的剩余磁感应强度（单位：高斯），Br一般简称剩磁，τ= Ton，为控制开关的接通时间，简称脉冲宽度，或电源开关管导通时间的宽度（单位：秒），一般τ取值时要预留20%以上的余量，Ui为工电压，单位为伏。式中的指数是统一单位用的，选用不同单位，指数的值也不一样，这里选用CGS单位制，即：长度为厘米（cm），磁感应强度为高斯（Gs），磁通单位为麦克斯韦（Mx）。 （1-95）式中，Ui×τ就是变压器的伏秒容量，即：伏秒容量等于输入脉冲电压幅度与脉冲宽度的乘积，这里我们把伏秒容量用US来表示。伏秒容量US表示：一个变压器能够承受多高的输入电压和多长时间的冲击。 在一定的变压器伏秒容量条件下，输入电压越高，变压器能够承受冲击的时间就越短，反之，输入电压越低，变压器能够承受冲击的时间就越长；而在一定的工作电压条件下，变压器的伏秒容量越大，变压器的铁心中的磁感应强度就越低，变压器铁心就更不容易饱和。变压器的伏秒容量与变压器的体积以及功率无关，而只与磁通的变化量有关。 必须指出Bm和Br都不是一个常量，当流过变压器初级线圈的电流很小时，Bm是随着电流增大而增大的，但当电流再继续增大时，Bm将不能继续增大，这种现象称磁饱和。变压器要避免工作在磁饱和状态。为了防止脉冲变压器饱和，一般开关变压器都在磁回路中留一定的气隙。由于空气的导磁率与铁心的导磁率相差成千上万倍，因此，只要在磁回路中留百分之一或几百分之一的气隙长度，其磁阻或者磁动势将大部分都落在气隙上，因此磁心也就很难饱和。 在没有留气隙的变压器铁心中的Bm和Br的值一般都很高，但两者之间的差值却很小；留有气隙的变压器铁心，Bm和Br的值一般都要降低，但两者之间的差值却可以增大，气隙留得越大，两者之间的差值就越大，一般Bm可取1000~4000高斯，Br可取500~1000。顺便指出，变压器铁心的气隙留得过大，变压器初、次级线圈之间的耦合系数会降低，从而使变压器初、次级线圈的漏感增大，降低工作效率，并且还容易产生反电动势把电源开关管击穿。 还有一些高导磁率、高磁通密度磁材料（如坡莫合金），这种变压器铁心的导磁率和Bm值都可达10000高斯以上，但这些高导磁率、高磁通密度磁材料一般只用于双激式开关电源变压器中。 在（1-95）式中虽然没有看到变压器初级线圈电感这个变量，但从（1-92）式可以求得： L1 = N1dф/di （1-96） 上式表示，变压器初级线圈的电感量等于穿过变压器初级线圈的总磁通，与流过变压器初级线圈励磁电流之比，另外，由于线圈之间有互感作用，即励磁电流出了受输入电压的作用外，同时也受线圈电感量的影响，因此，变压器线圈的电感量与变压器线圈的匝数的平方成正比。从（1-95）式和（1-96）式可以看出，变压器初级线圈的匝数越多，伏秒容量和初级线圈的电感量也越大。因此，对于正激式开关电源变压器来说，如果不考虑变压器初级线圈本身的电阻损耗，变压器初级线圈的匝数是越多越好，电感量也是越大越好。但在进行变压器设计的时候，还要对成本以及铜阻损耗等因素一起进行考虑。
变压器的设计过程包括五个步骤: ①确定原副边匝数比； 为了提高高频变压器的利用率,减小开关管的电流,降低输出整流二极管的反向电压,减小损耗和降低成本,高频变压器的原副边变比应尽量大一些. 为了在任意输入电压时能够得到所要求的电压,变压器的变比应按最低输入电压选择.选择副边的最大占空比为 ,则可计算出副边电压最小值为: ,式中, 为输出电压最大值, 为输出整流二极管的通态压降, 为滤波电感上的直流压降.原副边的变比为: ②确定原边和副边的匝数； 首先选择磁芯.为了减小铁损,根据开关频率 ,参考磁芯材料手册,可确定最高工作磁密、磁芯的有效导磁截面积、窗口面积 .则变压器副边匝数为: .根据副边匝数和变比,可计算原边匝数为 ③确定绕组的导线线径； 在选用导线线径时,要考虑导线的集肤效应.所谓集肤效应,是指当导线中流过交流电流时,导线横截面上的电流分布不均匀,中间部分电流密度小,边缘部分电流密度大,使导线的有效导电面积减小,电阻增加.在工频条件下,集肤效应影响较小,而在高频时影响较大.导线有效导电面积的减小一般采用穿透深度来表示.所谓穿透深度,是指电流密度下降到导线表面电流密度的0.368(即: )时的径向深度. ,式中, , 为导线的磁导率,铜的相对磁导率为 ,即:铜的磁导率为真空中的磁导率 , 为导线的电导率,铜的电导率为 . 为了有效地利用导线,减小集肤效应的影响,一般要求导线的线径小于两倍的穿透深度,即 .如果要求绕组的线径大于由穿透深度所决定的最大线径时,可采用小线径的导线多股并绕或采用扁而宽的铜皮来绕制,铜皮的厚度要小于两倍的穿透深度 (4)确定绕组的导线股数 绕组的导线股数决定于绕组中流过的最大有效值电流和导线线径.在考虑集肤效应确定导线的线径后,我们来计算绕组中流过的最大有效值电流. 原边绕组的导线股数:变压器原边电流有效值最大值 ,那么原边绕组的导线股数 (式中,J 为导线的电流密度,一般取J=3~5 , 为每根导线的导电面积.). 副边绕组的导电股数:①全桥方式:变压器只有一个副边绕组,根据变压器原副边电流关系,副边的电流有效值最大值为: ;②半波方式:变压器有两个副边绕组,每个负载绕组分别提供半个周期的负载电流,因此其有效值为 ( 为输出电流最大值).因此副边绕组的导线股数为(5)核算窗口面积 在计算出变压器的原副边匝数、导线线径及股数后,必须核算磁芯的窗口面积是否能够绕得下或是否窗口过大.如果窗口面积太小,说明磁芯太小,要选择大一点的磁芯;如果窗口面积