电压型逆变器高压串联谐振技术研究
摘要：介绍了高压串联谐振技术的原理与应用，分析了利用4046锁相控制逆变器的结构和启动电路，同时对高压变压器寄生漏感与负载串联谐振原理作了介绍。15kVA样机测试结果表明，用该方法可以得到满意的输出波形，实现高功率因素。
关键词：高频高压；串联谐振；锁相环
图1系统结构
1引言
串联谐振技术应用在感应加热、逆变焊机等高频逆变器中，能实现主开关管的ZCS或ZVS，有效提高功率因素，实现大功率输出。本文介绍一种高频高压串联谐振技术，它将三相市电经整流与逆变后输出中压方波，升压变压器将逆变器的输出提升到一定电压再利用变压器的漏感与负载串联谐振，达到所要求的负载电压。此技术应用前景广阔，在臭氧发生器、材料表面处理及污水净化中都有应用。
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2系统结构及工作原理
图1给出了高压串联谐振电源系统框图。本电源是为材料表面处理设备研制的。它包括：三相AC／DC变换器、电压型半桥串联谐振逆变器、超音频升压变压器和负载。超音频变压器用于负载阻抗匹配，逆变器选用IGBT模块，工作频率约为20kHz。系统工作时，呈现小感性，为零电流导通。对于感性负载，在一个工作周期中，功率器件导通的顺序是二极管在先，IGBT在后，这就保证了IGBT在零电流条件下导通（ZCSON），导通后电流上升速度受到谐振电路的限制，因此，IGBT的开通损耗很小。另外如图2所示，IGBT的吸收电容Cr1和Cr2的接入，限制了IGBT关断时的电压上升率，减小了关断损耗。
利用负载谐振的RLC串联谐振电路其谐振频率为fo=（1）
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逆变器主电路与阻抗特性如图2所示。逆变器输出的是高频方波，变压器的漏感与容性负载谐振，电流波形接近理想正弦波。
对于如图2所示的谐振式电路，品质因素Q=（2）()
(a)逆变器主电路
(b)阻抗特性
图2RLC串联谐振
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图3逆变控制框图
图4边沿鉴相
|UL|=|UC|=QUo（3）
升压变压器输出的电压是谐振后的电压，达到10～30kV，负载发生放电现象，用于产生臭氧或处理材料。3控制电路
用于调节输出功率的方法有可控整流调压调功、斩波调功、移相调功或PWM调功。本文设计的电源采用三相相控整流技术，通过相控整流实现输出功率的调节。虽然此种方法在深控下有输出功率因数低的缺点，但其控制方法成熟，可靠性高，对于绝大部分工作在满功率输出（α=0）情况下，不失为一种较好的选择。逆变器为半桥式电路，这是由于全桥逆变电路中输出电压中含有直流分量，在设计高频高压升压器时要考虑到直流磁通可能导致磁通饱和的问题，同时会增加磁芯损耗，增大变压器设计难度。虽然可以在输出中串联隔直电容避免这个问题，但增加了成本和复杂性。
逆变控制框图如图3所示。负载等效为一个非线性有损电容，在大功率输出情况下负载工作在谐振点附近，由实验结果来看，负载在放电火花增强过程中谐振频率下降，从未开始放电的30kHz左右下降到15kHz。如果不采用频率跟踪，无法满足大功率输出。逆变控制电路中使用了CD4046锁相环，电流相位由互感器测得，经单稳电路（抗干扰）后与直接取自控制电路输出的电压信号作边沿鉴相。4046内部有两个鉴相器，第一鉴相器是异或门鉴相器，它只能对两个占空比为0.5的方波进行鉴相，而且鉴相特性不是单调的曲线，工作时必须把某一个信号先移相90°后才能正常工作。因此采用了边沿鉴相，它可以不考虑脉冲的宽度，只关心脉冲上升沿，如图4所示，最终使信号1、2的脉冲前沿时间差为零。
锁相环一个明显的缺点是启动的时候失锁率比较高，因此，逆变控制采用他－自激转换工作方式。正常运行时为自激工作，电流相位信号取自电流互感器，经过零比较和单稳电路，送至4046。电压相位信号直接取自二分频器的输出，如图3所示。经锁相环和分频器后，形成两组与正负半波对应的方波。该方波经死区形成和驱动器产生IGBT的驱动信号。死区环节的作用在于防止逆变器上、下桥臂同时导通。启动时，取他激频率调节电位器上的电压直接作为4046内部压控振荡的控制信号，进行他激启动。当输出电流达到一定值后，比较器输出信号跳变，使电子开关动作，切断振荡器信号；同时将电流信号和电压信号送4046内部鉴相器，使系统进入自激运行状态。电压信号在进入锁相环之前，经过时滞补偿，目的在于补偿脉冲传输过程中的时间滞后。
电压型逆变器高压串联谐振技术研究
4负载匹配
应用于高压的负载如臭氧发生器等，也等效为一个非线性有损电容。变压器即传递能量，又是谐振电路中的电感部分。高频高压变压器的设计是整个装置中的关键部分，变压器漏感必须与负载匹配，使它们工作在20kHz左右的频率，因为这直接影响到负载的工作状态。针对不同的负载，变压器的漏感都要重新设计。而在某些特殊的场合，为使负载匹配，得改变变压器的绕法，由此来改变它的漏感值。磁芯结构有E型、口字型、专为耐高压而设计的锥型及多个磁芯组成星型相连的模式等。原、副边的绕法也不尽相同，有原、副边分绕两边或同绕一个柱上等。漏感的大小是一个难以精确计算的值，不仅与磁芯的结构，原、副边的匝数、绕法有关，还与层间绝缘厚度、气隙均匀性及工艺有关。在绕好后可以用电感测试仪直接测得，对于同一种绕法，其漏感的大小不会发生很大的变化。在负载频率要求不是十分精确的情况下，这种设计方法是可行的。但如果测得的漏感与负载要求的谐振电感量大小差别很大，只能改变其绕法。一个常用的有效办法就是改变原、副边的匝数来改变漏感量。本文设计的升压变压器是E型磁芯结构。由于完全利用变压器漏感与负载谐振，变压器输出电压就是谐振电压，将达到10～30kV，在品质因素较高的情况下，变压器的变比可以相对减小。
高压绝缘是一个特别需要重视的问题。为此变压器采用油浸式，即使如此，在实验中还是多次发生原、副边击穿现象，为此我们改进了绕法，加大原、副边间距，同时使用了耐高压的绝缘材料将原副边隔离。如果由于漏感过小，可在原边或副边串联电感来使负载匹配。此时会产生另外一个问题是输出电流出现较大的畸变，发现叠加了3次、5次等低次谐波，其原因是由串联电感中的分布电容引起的，整个负载有两个靠得较近的谐振频率。同时这种电路会使变压器增加额外的电压应力。完全利用漏感谐振的另一个注意点就是变压器的损耗问题，在大功率输出的情况下，变压器的散热条件得充分考虑。
5实验结果
15kVA样机经过测试，功率因数接近0.9。输出电压电流波形如图5所示，其中电压为50V/div，电流25A/div。从波形图可以看出，电压电流波形接近理想，其中电流峰值附近的毛刺是高压放电所引起的。IGBT基本为零电流导通，电流稍稍滞后电压一定角度，负载呈小感性，即系统工作频率稍稍大于负载的自然振荡频率，其目的是使反并二极管零电流自然关断，从而减小逆变器反并二极管的反向恢复特性所造成的影响。 6结论
功率逆变电路通常采用谐振和调制两种方式，对于高频功率逆变，调制方式由于受到功率开关器件的限制和一定调制比的要求，已不再适用。本文所分析的利用变压器漏感实现的高压串联谐振电路，输出波形畸变小，功率因数高，输出电路简单，无须外加补偿电感或电容。高压串联谐振技术应用范围较广，有待进一步深入研究。
基于单片机控制的带锁相环三路智能
同步采集卡设计
摘要：介绍了一种自行设计的以87C196嵌入式单片机为控制器核心并带有锁相环的智能同步采集卡，并较为详细地阐述了其设计思想和设计过程。
关键词：单片机智能化锁相环同步采集倍频器
电力系统是数据采集系统的主要应用领域之一，随着电力系统进一步朝着“大电网、大容量、大机组”的方向发展，发、输、配电过程要求高度自动化已成为不可逆转的趋势。因此，其对应的“发、输、配”环节对相应的自动装置、继电保护装置、故障检测及诊断装置等性能提出了更新更高的要求。而数据采集子（卡）系统作为这些装置的“排头兵”，其性能直接影响着这些装置的整体性能，同时也在一定程度上影响着整个电力系统运行的“稳定性、安全性”。电力系统中被测参数的特点：１）大都是周期性电量；２）实时性变量；３）同步性变量——主要指对称三相电压、电流等；４）变化快、随机性强——主要是指一些干扰性及故障性信号（如：电力传输线上浪涌电流、尖峰电压等），同时现场干扰信号多而复杂。因此，对数据采集子系统不仅要求结构上应进一步小型化、灵活化、专用和通用的有机结合以适应不同现场信号采集的需要，还要求其应逐步实现“数字化、智能化、自动化”以满足采集系统实现“高精度、高速度、高可靠性、多功能、多参数测量”等高性能采集和处理的要求。基于上述要求和目标，结合电力系统继电保护装置特点，作者在“三路同步采集卡”设计过程中，在系统结构和采集技术上作了大胆的探索和尝试：在系统结构上采用了性价比较为合理的“串并行结构充分利用单片机体积小、结构简单、现场适应能力强的优点以及其丰富的硬、软件资源及卓越的性能优势，使其实现了系统结构“微型、灵活”及测试过程自动化的要求；而在采集技术上依据被采信号的特点（三路频率相同）引入了锁相环技术实现了对采集信号频率的自动跟踪和
系统采集速率的自动变换等；同时采用了软件实现抗干扰的
方式——“数字滤波和设置陷阱技术”，从而提高了系统的
抗干扰性能。通过测试表明：该“智能采集卡”满足了设计
指标的要求，性能稳定且可靠。
１系统结构及原理
１.1 系统结构图
根据系统设计指标及现场测试的需要，本系统采用串并行结构（见图１），同时考虑到远程传输和数据处理的需要，本采集卡利用单片机的串行通讯口并配以相应接口可直接挂接到系统总线上以实现与上位机的实时通讯。
１.2 系统基本原理
与通常的数据采集系统相比，该系统中引入了锁相环技术以实现
三路信号的同步采集和采集速率的自动调节；另通过多路开关的有机组
合在实现三路分时转换的同时也实现了双极性Ａ／Ｄ转换器量程的自动
转换，从而提高了系统的灵活性和适应能力。
１.２.1 锁相环技术
锁相环技术也称自动相位控制技术，于２０世纪３０年代发展起来，现已广泛应用于通信、电子、测控等领域，其结构组成见图２，主要由相位比较器（ＰＤ亦称鉴相器），低通滤波器（ＬＰＦ），压控振荡器（ＶＣＯ）组成。
其基本原理如下：ＰＤ将Ｖｉ（ｔ）与Ｖｏ（ｔ）的相位进行比较，产生一个与二者相位差成正比的误差电压ＶΦ（ｔ），ＶΦ（ｔ）再经由ＬＰＦ滤波（滤除高频分量），得到控制电压Ｖｄ（ｔ），并加到ＶＣＯ的控制端使ＶＣＯ振荡器输出频率ｆ２向ｆ１靠拢，直至Δｆ＝０，即ｆ２＝ｆ１，从而实现Ｖｉ（ｔ）、Ｖｏ（ｔ）两信号的频率相同而相位差保持恒定（同步），即实现频率自动跟踪和相位锁定。
１.２.
２集
成锁
相环
ＣＤ
４０
４６
锁相环技术尽管出现于２０世纪３０年代，但由
于组成锁相环的是一些分离元件，因此使其成本高且性
能低；同时由于其它一些技术等因素的影响，极大地限
制了其大范围的应用（早期主要应用于电视接收机的行扫描电路和供色度信号解调的副载波振荡电路等），直到２０世纪７０年代初期，随着微电子技术及相关技术的快速发展，使得制作低成本、高性能集成锁相环电路／芯片得以实现。现在，锁相环技术得到了快速发展，如今已广泛应用于工业、通信等领域。作为目前国内外最具代表性也是最常见的集成锁相环芯片ＣＤ４０４６，由于其集成度高、性价比高、多功能、易组合等优点而得到了广泛使用，其管角排列及逻辑图见图３。
从图３可知：ＶＣＯ的输出可以经由一除法器进行Ｎ分频后，再送至相位比较器Ⅰ，并进而与ＶＩ进行相位比较，最后使ｆ２′＝ｆ１，二者的相位差恒定，从而实现锁相。由于ｆ２′＝ｆ２／Ｎ＝ｆ１，可推得：ｆ２＝Ｎｆ１，由此表明：尽管从局部看使用除法器完成的是分频，但就锁相环整体而言却是实现Ｎ倍频。本文作者正是利用ＣＤ４０４６的这一特性并配以三片可编程计数器芯片ＭＣ１４５２２构成１２０倍频器（见图４），从而实现三路信号在一个周波内完成１２０点同步采集。
２系统设计
２.1 硬件设计
结合上述图１所示的系统硬件结构组成框图及测试性能要求，本系统选用当前较为流行的集成度较高的嵌入式８位单片机８７Ｃ１９６ＮＴ作为主控器（并扩展了一片ＥＰＲＯＭ－２７６４），Ａ／Ｄ转换器采用性价比较高且内含由三态缓冲器和锁存器的１２位ＡＤ１６７４集成芯片通过三片采样／保持器新片ＬＦ３９８以及多路转换开关ＣＤ４０５１和ＣＤ４０５２的有机组合实现三路信号的同步采集以及ＡＤ１６７４分时转换和量程的自动改变１２０倍频器由ＣＤ４０４６集成锁相环芯片和整型放大器４０６９及三片可编程计数器ＭＣ１４５２２组成；另外在通讯接口的设计上选用了当前较为流行的ＣＡＮ串行通信接口。其硬件接线结构图见图４。
２.2 １２０分频器设计
根据系统要求（在一个周期内完成三路共１２０点采集），本系统选用了锁相环芯片ＣＤ４０４６和三片可编程计数器芯片（ＭＣ１４５２２），其中三片ＭＣ１４５２２按图５所示接线图连接。图中个位
所示计数器芯片的输入端（ＣＰ端）接从第三路取样后经４０６９放大器放大、滤波、整形后的输出信号
而其输出接４０４６的ＰＨＩ１端。总的分频系数Ｎ＝１００Ｎ１＋１０Ｎ２＋Ｎ３，因此，只需给三片计数器置以相应的计数值便可实现相应的分频系数。本系统要求Ｎ＝１２０，根据接线图可以分别向百位／十位／个位置计数值１、２、０（即通过单片机向其数据输入端送二进制０００１、００１０、００００）便
可实现１２０倍的分频，而对于整个锁相环来说则实现了
１２０倍频。
２.3 软件设计
系统软件部分主要是系统主程序、采集子程序、通
讯子程序和数字滤波子程序等设计，其中采集子程序作为
中断子程序存在；数字滤波采用递推中值算法；所有程序
采用Ｃ语言编写。
数据采集技术作为一门基础性和综合性相结合的技术，在当今迅速发展的信息时代里起着“基础性和导向”作用，而随着信息技术、计算机技术、微电子技术、控制技术的快速发展在大力推动数据采集技术发展和大范围应用的同时，也对实现数据采集技术的载体——数据采集子系统提出新的和更高的要求：使其进一步朝着微型化、智能化、柔性化方向发展。为此，结合电力系统参数测试的特点和要求，本文作者在设计“三路快速、高精度同步采集卡”过程中，围绕以提高系统性能的目标从系统结构和采集技术两方面都进行了大胆的探索和尝试。经过测试表明：该“智能采集卡”性能稳定可靠，并具有较好的柔性和智能性，较好地满足了设计指标和测试的要求。
利用集成块555组成单稳触发器
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中频串联谐振电源原理 串联谐振逆变器也称电压型逆变器，其中频串联谐振电源原理图如图2.2所示。串联谐振型逆变器的输出电压为近似方波，由于电路工作在谐振频率附近，使振荡电路对于基波具有最小阻抗，所以负载电流近似正弦波同时，为避免逆变器上、下桥臂间的直通，换流必须遵循先关断后导通的原则，在关断与导通间必须留有足够的死区时间。 图2.2 串联逆变器结构 图2.3负载输出波形 当串联谐振逆变器在低端失谐时(容性负载)，它的波形见图2.3(a)。工作在容性负载状态时，输出电流的相位超前于电压相位，因此在负载电压仍为正时，电流先过零，上、下桥臂间的换流则从上(下)桥臂的二极管换至下(上)桥臂的
MOSFET。由于MOSFET寄生的反并联二极管具有慢的反向恢复特性，使得在换流时会产生较大的反向恢复电流，而使器件产生较大的开关损耗，而且在二极管反向恢复电流迅速下降至零时，会在与MOSFET串联的寄生电感中产生大的感生电势，而使MOSFET受到很高电压尖峰的冲击当串联谐振型逆变器在高端失谐状态时(感性负载)，它的工作波形见图2.3(b)。工作在感性负载状态时，输出电流的相位滞后于电压相位，其换流过程是这样进行的，当上(下)桥臂的MOSFET关断后，负载电流换至下（上）桥臂的反并联的二极管中，在滞后一个死区时间后，下(上)桥臂的MOSFET加上开通脉冲等待电流自然过零后从二极管换至同桥臂的MOSFET.由与MOSFET中的电流是从零开始上升的，因而基本实现了零电流开通，其开关损耗很小。 另一方面，MOSFET关断时电流尚末过零，此时仍存在一定的关断损耗，但是由于MOSFET关断时间很短，预留的死区不长，并且因死区而必须的功率因数角并不大，所以适当地控制逆变器的工作频率，使之略高于负载电路的谐振频率，就可以使上(下)桥臂的MOSFET向下(上)桥臂的反并联的二极管换流其瞬间电流也是很小的，即MOSFET关断和反并联二极管开通是在小电流下发生的，这样也限制了器件的关断损耗。上述分析可知，串联谐振型逆变器在适当的工作方式下，开关损耗很小因而，可以工作在较高的工作频率下这也是串联谐振型逆变器在半导体高频感应加热电源中受到更多重视的主要原因. 中频串联谐振电源电路的功率调节原理 电源工作在开关频率大于谐振频率状态，负载呈感性，负载电流滞后于输出电压r角。所以在高频条件下输出功率表达式为：
本次课程设计的主要目的是设计一个输出电压可调的串联谐振单向全桥逆变电路，然后可以用于对工件的感应加热、感应加热电源等方面。 本次设计的单相全桥逆变电路由四只晶闸管构成，将直流电压Ud 逆变为中频方波电压，并将它加到负载电路。负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路，对工件进行感应加热，通过电感的电流接近正弦波形。而晶闸管的导通，则由TCA785组成的触发电路产生的触发脉冲来触发其导通。通过移相方式来调节主电路输出电压脉冲的宽度。由于晶闸管逆变装置在逆变过程中会产生过电压、过电流，故又对单相交流调压电路设计了一套保护电路。 在进行主电路的设计时，根据主电路的输入、输出参数来确定各个电力电子器件的参数，并进行器件的选择，以使设计的主电路能够达到要求的技术指标，并完成相应的功能。 关键词：单相全桥逆变电路、晶闸管、触发电路、保护电路、电压累加
1引言 (1) 1.1问题的提出 (1) 1.2技术指标和设计要求 (1) 1.2.1 技术指标 (1) 1.2.2 设计要求 (1) 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 (1) 2.1主电路及其工作原理 (1) 2.2串联谐振逆变电路的电压累加 (3) 3主电路电力电子器件参数的计算 (6) 3.1主电路电阻、电容、电感的取值 (6) 3.2晶闸管额定值的计算 (7) 4触发电路的设计 (8) 5保护电路的设计 (10) 5.1过电压保护 (10) 5.1过电流保护 (10) 6总结 (11) 7心得体会 (11) 参考文献 (12)
1引言 1.1 问题的提出 随着工厂对工件加热设备的温度控制精度不断提高，普通的加热设备已经不能满足要求。因此，就需要对设备的加热原理进行改进。本次设计的串联谐振单相全桥逆变电路的负载电路是由感应线圈和补偿电容组成的串联振荡电路，对工件进行感应加热，其功能与一般的单相全桥逆变电路有所不同，而且它的触发电路与其他电路的触发电路相比起来，有更优良的性能，达到对晶闸管通断的更好控制。 1.2 技术指标和设计要求 1.2.1 技术指标 （1） 输入参数：三相交流电压A u 、B u 、C u （2） 输出参数：交流电压o u 1.2.2 设计要求 串联谐振单相全桥逆变电路的设计 晶闸管额定电压、电流表达式的推导 触发电路的设计 保护电路的设计 绘制主电路、触发电路和保护电路的电路图 2串联谐振单相全桥逆变电路的设计 2.1主电路及其工作原理 串联补偿逆变电路的结构如图1所示。 它由三相晶闸管全控整流桥、平波电感d L 、滤波电容d C 、单相全控桥式逆变电路、续流二极管、串联谐振逆变器负载构成。 三相晶闸管全控整流桥将正弦的工频交流电整流成脉动的直流电d U ,可通过调节直流电压d U 来调节负载电流。平波电感d L 在此起切断直流通路的作用。
电压型逆变电路[浏览次数：约247次] ?电压型逆变电路是指由电压型直流电源供电的逆变电路。它的直流侧为电压源,或并联有大电容,相当于电压源，直流侧电压基本无脉动,直流回路呈现低阻抗。电压型 逆变电路主要应用于各种直流电源。 目录 ?电压型逆变电路种类 ?电压型逆变电路原理 ?电压型逆变电路特点 电压型逆变电路种类 ?1、单相电压型逆变电路 （1）单相半桥电压型逆变电路 优点：简单，使用器件少 缺点：交流电压幅值Ud/2，直流侧需两电容器串联，要控制两者电压均衡 （2）单相全桥电压型逆变电路，由两个半桥电路的组合，是单相逆变电路中应用最多的。 （3）带中心抽头变压器的逆变电路 2、三相电压型逆变电路 三个单相逆变电路可组合成一个三相逆变电路，应用最广的是三相桥式逆变电路。 电压型逆变电路原理 ?以三相电压型逆变电路为例：图1是一个三相电压型逆变电路的主电路。直流电源采用相控整流电路，由普通晶闸管组成。逆变电路由6个导电臂组成,每个导电臂均由具有自关断能力的全控型器件及反并联二极管组成，所以实际上也是一种全控型逆变电路。负载为感性，星形接法，在整流电路和逆变电路之间并联大电容Cd。由于Cd的作用，逆变入端电压平滑连续，直流电源具有电压源性质。
逆变电路中各全控器件控制极电压信号的时序如图2b所示。信号脉宽为180°，每隔60°有一次脉冲电平的变化，任何时刻有3个脉冲处于高电平。相应地在主电路中也有3个导电臂处于导通状态。 依此类推，可得uAO波形如图2c所示。其他两相uBO和uCO波形分别滞后于uAO120°和240°。根据uAB＝uAO－uBO，可得uAB波形如图2e所示。由图可见，逆变电路输出电压uAB、uBC和uCA是分别互差120°的交变四阶梯波。该波形不随负载而
电源逆变器工作原理直流至直流切换式转换器典型直流至直流转换器系统的构造如图1所示，其输入通常为由线电压整流而得到非调节直流电压，然后再利用切换式直流至直流转换器将此变动的直流电压转换成一调节的直流电压。图1 直流至直流切换式转换器典型直流至直流转换器系统的构造1．降压式(step-downbuck)转换器。2．升压式(step-upboost)转换器。3．升降压式(step-down/step-u 电源逆变器工作原理 直流至直流切换式转换器典型直流至直流转换器系统的构造如图1所示，其输入通常为由线电压整流而得到非调节直流电压，然后再利用切换式直流至直流转换器将此变动的直流电压转换成一调节的直流电压。 图1 直流至直流切换式转换器典型直流至直流转换器系统的构造 1．降压式(step-downbuck)转换器。 2．升压式(step-upboost)转换器。 3．升降压式(step-down/step-upbuck-boost)转换器。 4．全桥式转换器。 上述四种转换器中，只有降压式及升压式是最基本的转换器电路结构，升降压式转换器是此二基本转换器的结合，而全桥式转换器则是由降压式转换器衍生而来。
直流至直流转换器的控制直流至直流转换器的作用即是在输入电压与输出负载变动的情况下能够调节输出电压为所设定的位准。电压位准转换之原理可以图2(a)所示之简单电路来说明，由开关导通与截止可得图2(b)之波形，其中输出电压Vo平均值大小Vo与开关之导通及截止时间(ton及toff)有关。平均输出电压大小调整之最典型的方式是采用脉波宽度调变法(Pulse-WidthModulation，PWM)，其切换周期Ts(=ton+toff)为固定，由调整导通时间之大小来改变平均输出电压之大小Vo。 A B 图2 脉波宽度调变切换控制的方块图如图3(a)所示，开关之切换控制信号由控制讯号Vcontrol与周期为Ts之锯齿波Vst比较而得，控制信号则由Vo之实际值与设定值之误差放大而得。Vcontrol与Vst比较所得之切换控制信号的波形如图3(b)所示。当控制讯号Vst 较大时，则为高准位信号，即使开关导通，反之为低准位信号即使开关截止，故开关之切换周期亦为Ts，由以上的原理可知，开关切换之责任周期(DutyRatio)为
随着电站规模不断增大，每个电站中所使用的逆变器数量也随着增加，尤其是如果在大电站选用组串式方案，逆变器数量成十几倍增加，且部分并网点远离发电厂及负荷区，导致谐振的风险增加。”电站一旦脱网，给我们造成的经济损失非常大，直接影响了我们的投资收益，我担心会再次发生脱网”，电站运维工程师如是说。 1 担心的事情还是发生了 光伏发电规模日益增大，大型地面光伏电站单体容量也越来越大。在设计大型地面光伏系统时，目前业内较为成熟的方法是采用单机容量为500KW及以上的集中式逆变器解决方案，该方案技术成熟，运行稳定。近两年来，部分厂家推荐业主在大型地面光伏电站中使用组串式逆变器，导致并网点下逆变器的数量成十几倍的增加。以一个100MW大型地面光伏电站为例，使用业内成熟的集中式方案，逆变器数量为200台，若使用30KW的组串式方案，逆变器数量则高达3400多台！随着逆变器台数不断增多，且部分并网点远离发电厂及负荷区，导致谐振的风险增加。 我国西北某个百MW级大型地面光伏电站，使用了组串式逆变器解决方案，现场出现了由于并联谐振导致的电站大面积脱网现象，给业主造成了近千万的经济损失。此事件再次引发业内广泛关注，对组串逆变器大面积组网产生的并联谐振风险表示担忧。 那么什么是谐振，谐振又是如何导致系统脱网的呢？接下来，笔者将带领大家，从技术的角度，对组串逆变器在大型光伏电站出现的并联谐振现象进行分析，探寻电站里的“影子杀手”。通过这番探寻，让你深刻体会到“影子杀手”的威力，也让你知道如何规避这一“影子杀手”的危害。 2 并联谐振是什么及其危害 大家应该都听说过这样一个故事: 18世纪中叶,法国昂热市一座102米长的大桥上有一队士兵经过，当他们在指挥官的口令下迈着整齐的步伐过桥时，桥梁突然断裂，造成226名官兵和行人丧生，类似的事件还发生在俄国和美国等地。 究其原因，是士兵过桥时，引起了桥的共振。任何物体都有一个固有频率，其固有频率是由物体的密度、外形等物理因素决定的，而施加外力使物体振动的频率叫策动频率，当策动频率等于物体的固有频率时，物体便产生共振，此时振幅达到最大。图2为大桥的频率响应曲线，横坐标代表激励源频率的变化，纵坐标代表在此频率下，外界激励造成的大桥产生的振幅。图中可见，大桥的频率响应曲线存在一个最高点，当外界激励源（士兵通过大桥产生的振动）的振动频率恰好落在大桥的固有频率f0点时，大桥的振幅达到最大。同时由于步伐一致，多个士兵产生的同方向的振动力直接累加，当士兵的数量达到一定程度时，累加的振动力超过了的大桥的承受能力，导致大桥断裂。 可见，大桥共振倒塌主要由外部和内部两个关键因素决定，外部因素包括士兵的数量，和士兵过桥时步伐的方式。如果士兵的数量少，无论以什么方式通过大桥，也不会导致大桥倒塌，当士兵多到一定数量的时候，通过的方式就起到了决定性的作用。内部因素主要是桥的结构及桥的质量，即桥能承受的最大振幅，坚固的桥可以承受的振幅大，不容易出现倒塌，脆弱的桥则可能很少的士兵就可以使其倒塌。 对于一个桥而言，内部因素改变相对较难，外部因素则相对容易改变。例如通过改变一次通过大桥士兵的数量（分批过桥）或将整齐的步伐改成走便步，即改变并分散士兵过桥产生的振动频率，使其偏离大桥的固有频率，比如改变振动的频率到图2中的f1处，则同样的外界振动力，引起大桥产生的振幅将大幅减小，有效避免了大桥坍塌的风险。目前各国对大队士兵过桥改成走便步的规定正式基于这个考虑。 光伏电站的组串式逆变器产生谐振的现象与大桥共振的现象十分相似。如果把逆变器比作士兵，大桥比作电网，当并联的逆变器多到一定数量的时候，在某个频率点产生共振，即会导致“大桥倒塌“，即脱网。而且谐振的风险与电网的强弱也有直接关系，对于一些线路较长，处于远端位置的电网环境，则更容易产生谐振脱网现象。然而，士兵过桥可以通过简单的改变过桥的人数或步伐有效的解决，逆变器的并联谐振由于影响因素多，且具有一定的不确定性，却远不是那么容易解决的问题。 3 引起并联谐振内在原因是什么 引起逆变器并联谐振的原因有很多，如逆变器控制技术、逆变器的电路结构及参数选择等，学术界也有很多类似的研究。但最根本的原因是随着并联数量的不断增加，逆变器阻抗不断降低并与电网阻抗不匹配造成的。 组串式逆变器组网的典型光伏系统结构如图3(a)所示，由电路的基本原理可将系统等效为图3(b)所示的电路，并最终可建立图3(c)所示的阻抗模型。图中ZL为每台逆变器阻抗，ZT为每个单元升压变阻抗，Z0为所有并网逆变器输出阻抗ZL和ZT的合成值，由于变压器阻抗ZT基本稳定，因此Z0主要受逆变器阻抗ZL影响。K1--KN为每个方阵单元输出开关、K为并网点开关，Zg为从PCC点往电网侧看的电网等效阻抗。 由电路理论和控制系统基本原理可知，对上图所示的系统，其稳定性取决于Z0与Zg的比值。理想情况下，逆变器侧阻抗Z0很大，电网阻抗Zg很小，二者比值大，系统工作稳定。反之，当Z0/Zg变小时，系统稳定性变差，即出现谐振现象，即某个频次下的谐波幅值
谐振型逆变器原理分析 【摘要】本文以固态高频感应加热电源中的谐振型逆变器为主要研究对象，分析了经典H桥型串联谐振逆变电路和并联逆变电路的结构特点及工作状态。 【关键词】功率MOSFET；串联谐振；并联谐振 所谓“逆变”是相对整流而言的，把直流电能转变为所需频率的交流电能，就是逆变。逆变器的电路型式繁多，分类方法不一。如按照输出相数，可分为单相、三相和多相；按电路结构，可分为全桥、半桥和非桥式等。 下面将具体介绍串联谐振式电压型逆变器和并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构、工作原理、谐振槽路等特征。 １．串联谐振式电压型逆变器结构 1.1串联谐振式电压型逆变器的拓扑 串联谐振式电压型逆变器的基本电路如图1－1所示，以负载线圈（L和R）和功率因数补偿电容器C串联后作为逆变桥的负载，这种利用负载电路串联谐振的原理工作的逆变器，称为串联谐振式电压型逆变器。此种逆变器负载电流波形为近似正弦波。 1.2串联谐振式电压型逆变器的工作原理 串联谐振逆变器的负载为串联谐振负载，通常需电压源供电。交替开通和关断逆变器上的全控器件就可以在逆变器的输出端获得交变的方波电压，其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值，频率取决于器件的开关频率。 逆变桥包括由4个功率MOSFET和与其反并联的快速二极管组成的四个桥臂,其工作时,轮流触发V1,3和V2,4,使负载得到高频电流。 1.3串联谐振式电压型逆变器的谐振槽路分析 串联逆变器的负载电路即为串联谐振电路，它由电容器C、电感L和电阻R 串联组成。谐振时，串联电路各参数关系如下： 谐振频率f= 谐振时等效阻抗R=Z=R 串联电路电流I=I= 电感L上电压U=jωLI=jωL=jQU 电容器C上电压U=×=-jQU 特征阻抗X=X=X=ωL=L=或X=QR 负载有效功率P=I R= 电容器的无功功率Q=IU=Q=QP＜br>电感的无功功率Q=IU=QP＜br>1.4串联谐振式电压型逆变器的特征 串联谐振式电压型逆变器具有如下特征： ①容易投入负载电力。它的这一特性表明，采用低压开关器件并联，就可构成这种系统，因而实用性强。 ②负载匹配容易。在设计时，只要把匹配变压器的漏感简单地加进负载电感就可达到目的，设计的自由度大。 2.并联谐振式电流型逆变器 2.1并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构 并联谐振式电流型逆变器的拓扑结构如下图2－1所示，把功率因数补偿电
逆变器的分类和主要技术性能评价 逆变器的种类很多，可按照不同的方法进行分类。 1、按逆变器输出交流电能的频率分，可分为工频逆变器、中频逆器和高频逆变器。工频逆变器的频率为 50～60Hz的逆变器；中频逆变器的频率一般为 400Hz到十几KHz；高频逆变器的频率一般为十几KHz到MHz。 2、按逆变器输出的相数分，可分为单相逆变器、三相逆变器和多相逆变器。 3、按照逆变器输出电能的去向分，可分为有源逆变器和无源逆变器。凡将逆变器输出的电能向工业电网输送的逆变器，称为有源逆变器；凡将逆变器输出的电能输向某种用电负载的逆变器称为无源逆变器。 4、按逆变器主电路的形式分，可分为单端式逆变器，推挽式逆变器、半桥式逆变器和全桥式逆变器。 5、按逆变器主开关器件的类型分，可分为晶闸管逆变器、晶体管逆变器、场效应逆变器和绝缘栅双极晶体管（IGBT）逆变器等。又可将其归纳为"半控型"逆变器和"全控制"逆变器两大类。前者，不具备自关断能力，元器件在导通后即失去控制作用，故称之为"半控型"普通晶闸管即属于这一类；后者，则具有自关断能力，即无器件的导通和关断均可由控制极加以控制，故称之为"全控型"，电力场效应晶体管和绝缘栅双权晶体管（IGBT）等均属于这一类。 6、按直流电源分，可分为电压源型逆变器（VSI）和电流源型逆变器（CSI）。前者，直流电压近于恒定，输出电压为交变方波；后者，直流电流近于恒定，输也电流为交变方波。 7、按逆变器输出电压或电流的波形分，可分为正弦波输出逆变器和非正弦波输出逆变器。 8、按逆变器控制方式分，可分为调频式（PFM）逆变器和调脉宽式（PWM）逆变器。 9、按逆变器开关电路工作方式分，可分为谐振式逆变器，定频硬开关式逆变器和定频软开关式逆变器。 10、按逆变器换流方式分，可分为负载换流式逆变器和自换流式逆变器。 逆变器的主要技术性能及评价选用 一、技术性能 1、额定输出电压 在规定的输入直流电压允许的波动范围内，它表示逆变器应能输出的额定电压值。对输出额定电压值的稳定准确度一般有如下规定： （1）在稳态运行时，电压波动范围应有一个限定，例如其偏差不超过额定值的±３％或±５％。 （2）在负载突变（额定负载 0％→50％→100％）或有其他干扰因素影响的动态情况下，其输出电压偏差不应超过额定值的± 8％或±10％。 2、输出电压的不平衡度 在正常工作条件下，逆变器输出的三相电压不平衡度（逆序分量对正序分量之比）应不超过一个规定值，一般以％表示，如 5％或 8％。 3、输出电压的波形失真度 当逆变器输出电压为正弦度时，应规定允许的最大波形失真度（或谐波含量）。通常以输出电压的总波形失真度表示，其值不应超过 5％（单相输出允许 10％）。 4、额定输出频率 逆变器输出交流电压的频率应是一个相对稳定的值，通常为工频 50Hz。正常工作条件下其偏差应在±1％以内。
单相电压源型逆变器控制系统设计 摘要：大量UPS系统在为许多不允许供电中断的重要用电设备提供不间断供电，研发UPS的关键便是电压源型逆变器，控制输出高质量电压波形，且带非线性负载和负载突变的情况下，仍能保持电压的稳定和高质量。本文的主要内容是研究单相电压源型逆变器，采用电压电流双环瞬时值反馈控制技术，并详细讨论了基于极点配置的双环PI控制参数的整定。同时提出单环超前滞后电压瞬时值反馈控制，并做了大量仿真研究，显示这两种控制方式都具有优越的控制性能。 关键词：双环控制；极点配置；超前滞后；电压源型逆变器 The control system design of single-phase voltage source inverter Abstract:Uninterruptible Power Supply (UPS) systems are widely used for supplying critical equipment which can’t afford utility power failure. The core of a UPS system is a inverter which Control the output voltage waveform with high quality. Even connected with nonlinear load and mutational load, it still can maintain the stability of voltage and the quality. this paper is to study the single-phase voltage source inverter, adopting the instantaneous values of voltage and current double-loop feedback control technology. The dual-loop PI control parameters setting based on pole assignment is discussed in detail. At the same time single-loop instantaneous voltage value with the lead-lag control strategy. And lots of simulation have been achieved. A inverter is the core of a UPS system. To achieve nearly sinusoidal output voltage even with nonlinear loads, many waveform correction techniques have been proposed. This dissertation focuses on the research of the instantaneous feedback technology of PWM inverters. Both control methods show excellent performance. Keywords: dual-loop control；PWM inverter；CVCF；lead-lag control strategy 1 引言 能源的紧张，让人们越来越重视能源利用的高效性。电能成为生产生活使用最直接最重要的能源，在电能的生产、传输和利用过程中，高效利用电能离不开电能变换；同时高精密设备对电能稳定性和高质量的要求，也迫切需要电力电子电能变化的迅速发展。 对于逆变电源的控制策略,可以采用重复控制、无差拍控制、滑模变结构控制或者PID控制。但是现实实际应用中，现今普遍采用的电压电流双环控制，分为电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两类，由于电感电流闭环没有把负载电流包括在内，导致系统对扰动敏感，所以本文重点研究了单相逆变器电容电流内环电压外环双环控制系统特性。 2 单相全桥PWM逆变器数学模型 单相全桥PWM逆变器主电路原理图如图1所示，交流输出侧由滤波电感L与滤波电容C构成低通滤波器，r 为考虑滤波电感L 的等效串联电阻、死区效应、开关管导通压降、线路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻，直流母线电压Udc，逆变器输出电压ur，流过滤波电感的电流il, 负载电压电流为u0、i0. L 图1 单相全桥PWM逆变器主电路原理图 2.1 单相逆变器连续域数学模型 将输出电压uo和电感电流il作为状态变量，ur 和i0分别为输入量和扰动量，输出电压uo为输出量，可以得到逆变器输出滤波器线性双输入、单输出状态空间模型，其在连续域下的状态方程可以表示为： 00 1 1 1 1r l l u u C u i C i r i L L L ?? ?? ?? ?? ???- ?? ??? ?? =++ ?? ??????? ?? ??? ?? ?? ?--???? ?? ?? （1）根据单相全桥PWM逆变器数学模型做出系统框
并联谐振逆变电源的电路设计 本文提出了一种应用于感应加热的并联谐振逆变电源设计方案，针对其主电路、斩波电路及逆变器控制电路等进行了分析和设计。 电路构成及设计 电源的系统框图为图1所示，三相交流电压通过不控整流及滤波电路后转换为直流电压，该电压被送到直流斩波器进行斩波调节，变为功率可调节的近似恒流源后输入逆变器，之后控制感应加热负载。直流斩波控制部分则通过传感器检测斩波输出的电流信号，经PI调节器，控制PWM的输出脉宽，从而改变斩波输出电流的大小，实现闭环控制。逆变器控制部分采用锁相环频率跟踪电路控制逆变器的工作频率，产生高频触发脉冲，驱动逆变电路中功率器件的通断。 主电路 1、并联谐振逆变电源的主电路由三相不控整流桥、直流斩波器、电流源并联谐振逆变器和负载匹配电路四部分组成(图2)。 这里采用不控整流加斩波构成直流电流源，主要是考虑到其具有保护速度快以及高频斩波带来的滤波器尺寸小等优点。斩波器和逆变器中的主功率器件(VT与VT1、VT2、VT3、VT4)均采用IGBT管。逆变器桥臂的每一个IGBT上均串联一个二极管，通过IGBT的正向电流也将全部通过串联二极管，这就要求串联二极管能够通过很大的正向电压和承受很高的反向电压，因此VD1~VD4选用的是快速恢复二级管。逆变器通过半导体开关有规律地切换，在负载侧得到一定频率的交流电流，其频率由开关的动作频率决定，由于是电流源供电，逆变器输出电流近似为方波，负载对基波分量呈高阻，压降较大，而三次及三次以上谐波产生的压降较小，可近似认输出电压(即电容C两端电压)为正弦波。
2、PWM斩波控制 斩波的实现是通过控制IGBT(图2中VT管)的导通来控制电流的大小，从而间接控制功率。在稳态运行过程中，为实时了解负载的变化，需从谐振回路中反馈电流的变化，通过与基准值比较获得占空比的大小。图1系统框图中的电流检测可选用霍尔电流传感器，检测逆变器直流母线输入电流的大小。控制电路采用PI调节器，由运放与电阻、电容等元件构成，可将检测电流与设定电流比较，只要反馈和设定有偏差，就可通过调节，使反馈向设定值逼近直至等于设定值，从而实现无差调节，提高系统稳定性。PWM脉宽控制选用TL494，它是一种应用广泛的PWM控制芯片，具有抗干扰能力强、结构简单、可靠性高以及价格便宜等特点。在本设计中具体电路如图3所示：输入(即PI调节输出)自1脚引入，引脚13接低电平，PWM脉冲信号从8脚输出，经驱动模块放大后触发斩波器元件IG-BT的导通。 3、逆变器触发控制 并联谐振逆变器的触发控制中，为避免大电感Ld上产生大的感应电势，电流必须是连续的，因此要保证逆变器在换流时，VT1、VT3和VT2、VT4两组桥臂应遵循先开通后关断的原则，即要求两组桥臂的触发脉冲有重叠区，这点与串联谐振逆变器有较大不同。图4是逆变器触发脉冲的波形。 加热工件在加热过程中会引起谐振频率的变化，为使逆变器可靠工作，逆变器需要始终工作在功率因数接近或等于1的准谐振或谐振状态，以实现逆变器件的零电压换流。图5显示了逆变器触发控制电路的构成。对逆变电源的负载正弦电压采作为锁相环PLL的输入参考电压。考样、过零比较，得到U1(t)，虑到触发，驱动电路和开关器件的延时等情况，在PLL内部加入了相位补偿电路，构成无相差锁相环电路。锁相环的输出电由U2(t)产生的Ⅰ、Ⅱ两路压U2(t)与输入U1(t)可实现零相位差，驱动输出即可实现图4中逆变器VT1~VT4的触发脉冲波形。
浅谈光伏发电系统用逆变器的基本知识 逆变器的概念 通常，把将交流电能变换成直流电能的过程称为整流，把完成整流功能的电路称为整流电路，把实现整流过程的装置称为整流设备或整流器。与之相对应，把将直流电能变换成交流电能的过程称为逆变，把完成逆变功能的电路称为逆变电路，把实现逆变过程的装置称为逆变设备或逆变器。 现代逆变技术是研究逆变电路理论和应用的一门科学技术。它是建立在工业电子技术、半导体器件技术、现代控制技术、现代电力电子技术、半导体变流技术、脉宽调制（ＰＷＭ）技术等学科基础之上的一门实用技术。它主要包括半导体功率集成器件及其应用、逆变电路和逆变控制技术３大部分。 逆变器的分类 逆变器的种类很多，可按照不同的方法进行分类。 １．按逆变器输出交流电能的频率分，可分为工频逆变器、中频逆器和高频逆变器。工频逆变器的频率为５０～６０Ｈｚ的逆变器；中频逆变器的频率一般为４００Ｈｚ到十几ｋＨｚ；高频逆变器的频率一般为十几ｋＨｚ到ＭＨｚ。 ２．按逆变器输出的相数分，可分为单相逆变器、三相逆变器和多相逆变器。３．按照逆变器输出电能的去向分，可分为有源逆变器和无源逆变器。凡将逆变器输出的电能向工业电网输送的逆变器，称为有源逆变器；凡将逆变器输出的电能输向某种用电负载的逆变器称为无源逆变器。 ４．按逆变器主电路的形式分，可分为单端式逆变器，推挽式逆变器、半桥式逆变器和全桥式逆变器。 ５．按逆变器主开关器件的类型分，可分为晶闸管逆变器、晶体管逆变器、场效应逆变器和绝缘栅双极晶体管（ＩＧＢＴ）逆变器等。又可将其归纳为“半控型”逆
变器和“全控制”逆变器两大类。前者，不具备自关断能力，元器件在导通后即失去控制作用，故称之为“半控型”普通晶闸管即属于这一类；后者，则具有自关断能力，即无器件的导通和关断均可由控制极加以控制，故称之为“全控型”，电力场效应晶体管和绝缘栅双权晶体管（ＩＧＢＴ）等均属于这一类。 ６．按直流电源分，可分为电压源型逆变器（ＶＳＩ）和电流源型逆变器（ＣＳＩ）。前者，直流电压近于恒定，输出电压为交变方波；后者，直流电流近于恒定，输也电流为交变方波。 ７．按逆变器输出电压或电流的波形分，可分为正弦波输出逆变器和非正弦波输出逆变器。 ８．按逆变器控制方式分，可分为调频式（ＰＦＭ）逆变器和调脉宽式（ＰＷＭ）逆变器。 ９．按逆变器开关电路工作方式分，可分为谐振式逆变器，定频硬开关式逆变器和定频软开关式逆变器。 １０．按逆变器换流方式分，可分为负载换流式逆变器和自换流式逆变器。 逆变器的基本结构 逆变器的直接功能是将直流电能变换成为交流电能 逆变装置的核心，是逆变开关电路，简称为逆变电路。 该电路通过电力电子开关的导通与关断，来完成逆变的功能。电力电子开关器件的通断，需要一定的驱动脉冲，这些脉冲可能通过改变一个电压信号来调节。产生和调节脉冲的电路。通常称为控制电路或控制回路。逆变装置的基本结构，除上述的逆变电路和控制电路外，还有保护电路、输出电路、输入电路、输出电路等，如图２所示。 逆变器的工作原理。
论文摘要：在电机漏感上减小的情况下，可以相应地降低功率半导体器件的耐压要求，为了减小换流时间以提高逆变器的运行频率，也要求降低电动机的总漏感上。 下述问题涉及电流型逆变器内部结构，以串联二极管式电流型逆变器为讨论对象。对异步电动机的从逆变器元件的选择对电机参数的要求。 串联二极管式电流型逆变器的品闸管和隔离二极管可以确定耐压值。可以看到，在电机漏感上减小的情况下，可以相应地降低功率半导体器件的耐压要求。另外，二极管换流阶段的持续时间可确定。为了减小换流时间以提高逆变器的运行频率，也要求降低电动机的总漏感上。因而，电流型逆变器要求异步电动机有尽可能小的漏感上。这一点正好与电压型逆变器对异步电动机的要求相反。在功率半导体器件耐压已知的情况下，应合理地选择电动机，以减小换流电容器的电容量。 从电动机运行的安全可靠性对电动机材料的要求，电动机在电流型逆变器供电的运行过程中，由干每次换流在电压波形中产生尖峰。这个尖峰在数值上等于I,差加千正线电势波形之上。因此，电动机在运行过程中实际承受的最高电压，于电动机额定线电压的峰值。为了电动机安全地运行，应适当加强其绝缘。由于电流矩形波对电动机供电在电动机内造成谐波损耗，逆变器在高于50赫的情况下运行时，电动机的损坏也有所增加。为了不致因电机效率过低和温升过高造电动机过热而损坏，应适当降低电动机铜铁材料的电负荷。在运行频率较高的情况下，应注意降低电动机的机械损耗和铁耗。 起动转矩和避免机振对电动机结构的要求。电动机低频起动时，起动转矩的平均值和转矩的波动率。起动转矩在某频率时具有最大值。它取决于电动机参数。当频率低于出现最大起动转矩的数值时，转矩的波动率急剧增加。因此，应根据运行要求和特性等决定最佳起动频率或电动机参数。此外，即使在逆变器对电动机供电的正常运行情况下，转矩波形中也含有六倍于逆变器输出频率的脉动转矩。为了避免这种脉动转矩造成的机械系统谐振，应使机械系统的谐振频率与逆变器运行频率范围的六倍相互错开。 对于功率半导体器件的要求。在串联二极管式电流型逆变器中，在触发一个晶闸管，用电容电压关断另一晶闸管以后争由恒流对电容器反向充电。由于电容电压过零需要一段时间，这就保证被关断晶闸管有较长的承受反压的时间。如果说，电压型逆变器对于晶闸管元件的关断时间有较高的要求(郎要求使用快速晶闸管)，那末电流型逆变器由于承受反压的时间较长，因而可以使用普通晶闸管元件。在换流过程中以谐振造成了电压尖峰，因此要求晶闸管元件和隔离二雌有较高的耐压值。 换流浪涌电压吸收回路。在正弦电势波形上迭加的尖峰电压，是由于换流过程中电动机释放漏感贮能所产生的。特别是在运行频率较高的场合，在为了缩短换流时间而选择较小的换流电容值的情况下，换流浪涌过电压就更加严重。浪涌电压将直接威胁功率半导体器件和电动机的安全运行。为了减小这种影响，可以在逆变器输出端，与负载电动机并联一个换流浪涌电压吸收回路(也称为电压箝位器)，如采用电压箝位器以后，逆变器的输出电压和输出电流波形如逆变器输出电压的尖峰可以限制在正弦电势峰值的(11~12)倍以内。有源逆变器型式，可以使箝位电压保持一定。 逆变器运行的可靠性问题。在逆变器的直流侧设有乎波大电感上，在电流闭环的作用下，可以有效地限制故障电流，即使在逆变器换流失败或短路的情况下，也不会造成大电流而损坏元件，因此，电流型逆变器的卫作是可靠的。 能够实现电能再生。在电动机降频减速时，系统能自动地运行于再生状态，可把机械能有效地转变为电能，并缩短电动机的减速时间。此时，逆变器与整流器直流侧电压的极性反号，而电流的流向保持不变，功率由电动机经逆变器和整流器流向交流电源，实现再生制动。因此，电流型逆变器能够方便地实现四象限运行，其动态特性好，容易满足快速及可逆系统的要求。 使用电流型逆变器除了用于要求电变频调速的系统以外，近年来在下述两个方面受到较大的关注。(1)用于泵、风机、增压机等机械的节能。过去这些机械常用恒频的交流电机拖动，在流量、压力要求变化时，用调节阀门的蘐芸方法以满足要求。这样，就白白地浪费了大量的电能。电流型逆变器因有许
电压源变流器的高压直流输电（VSC-HVDC ） 1.引言 晶闸管的应用领域主要是在整流（交流-直流）、逆变 (直流-交流)、变频 (交流-交流)、斩波（直流-直流）。传统的高压直流输电采用晶闸管变流器，而新型的直流输电技术（VSC-HVDC ）采用IGBT 、IGCT 等全控器件组成电压源变流器(VSC)完成交流-直流-交流的变换。两个VSC 分别作整流器和逆变器，一个工作在定直流电压模式，另一个工作在定有功功率模式。两个变流器的无功功率都可以单独调节。其核心是利用由全控型电力电子器件构成并基于脉宽调制 ( P WM)技术控制的VS C 代替了常规 HVDC 中的可控硅换流器。该输电技术可向无源网络供电．不会出现换相失败、换流站间无需通信以及易于构成多端直流系统等。 如图 1 所示，常用的两端 VSC —HVDC 的主要部件包括：电压源换流器( v s c )、绝缘栅双极晶体管( I G B T )、脉宽调制( P WM)、控制系统。 VSC —HVDC 的基本控制原理： δsin T S C X U U P = Q=)cos (S C T C U U X U —δ 其中：Uc 为换流器输出电压的基波分量，Us 为交流母线电压基波分量，δ为Uc 和 Us 之间的相角差，T X 为换流电抗器的电抗。
2. VSC-HVDC的基本控制方式及特点 定直流电压控制方式，用以控制直流母线电压和输送到交流侧的无功功率，定直流电流( 功率) 控制方式，用以控制直流电流(功率)和输送到交流侧的无功功率，定交流电压 控制方式，仅控制交流侧母线电压，适用于向无源网络供电，通常对于一个两端VSCHVDC系统，必须有一端采用定直流电压控制方式。 3. VSC-HVDC的仿真 将两个230KV，2000MVA的交流系统通过VSC-HVDC相连，进行功率传输。 图为仿真电路图：
https://www.doczj.com/doc/c85841060.html, 串联谐振逆变器分析 串联谐振逆变器如图2一1所示,补偿电感和负载等效参数和串联后作为逆变桥的负载,图中为补偿电感或变压器漏感,、为包含负载在内的负载等效电阻和电容。串联谐振逆变器通常由电压源供电,电压源由整流器加一个大电容构成。由于电容值较大,可以近似认为逆变器输入端电压固定不变。交替开通和关断逆变器上的可控器件就可以在逆变器的输出端得到交变的方波电压,其电压幅值取决于逆变器的输入端电压值,频率取决于器件的开关频率。 根据负载电压和电流的相位关系,串联逆变器可以工作在三种工作状态感性、容性和串联谐振。在串联逆变器中,为了避免开关器件因短路电流而损坏,在开关器件换流过程中,上下桥臂的开关管应留有死区时间,防止发生直通。 并联谐振逆变器分析 并联谐振逆变器如图2一2所示,补偿电感和负载等效参数和并联作为逆变器的负载,电路中串联的大电感场保证负载电流是恒定的,不受负载阻抗变化的影响。当负载功率因数不是时,负载的无功电压分量便会加在开关器件上,为了避免开关器件承受反向电压而损坏,必须串联快速二极管。根据负载电压和电流的相位关系,并联逆变器可能工作在三种工作状态感性、容性和谐振状态。
https://www.doczj.com/doc/c85841060.html, 串并联谐振逆变器比较 串联谐振逆变器和并联谐振逆变器的差别源于它们所用的振荡电路的不同,前者使用、、串联,后者是、和并联,由两种逆变器拓扑、电路特性及波形上分析,两种电路具有对偶的性质,相比于并联谐振逆变器,串联谐振逆变器具有以下特点和优点。 串联谐振逆变器的特点 直流侧为电压源,或并联大电容,相当于电压源。直流侧电压基本无脉动。由于直流电压源的钳位作用,交流侧输出电压为矩形波,并且与负载阻抗角无关而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。对串联谐振负载而言,其输出电流波形为正弦波。 当交流侧为阻感负载时需要提供无功功率,直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道,逆变桥各臂都并联了反馈二极管。 电压型逆变器与电流型逆变器比较,优点如下 电路结构简单,启动容易电压型逆变器可以采用移相控制,通过调节移相角的大小来调节输出电压,就可以达到调节输出功率的目的。由于电流型逆变器要保证滤波电感上的直流输入电流不能断流,如果采用移相调功,当负载输出电流为时,这个直流电流无法从逆变器流过,要外加电路来解决电流的续流问题。电压型逆变器是真正的电压源,不管逆变电路时开通还是关断,滤波电容两端都能够保持恒定的电压。因 此在逆变器的启动、工作以及关闭等各种状态下,都能始终提供稳定的直流输入电压。电流型逆变器不是真正的电流源,每次逆变电路关机后重新开机,直流输入电流都必须重新建立直流输入电流的过程中,整个系统的工作不稳定,容易导致电路失控,并且从逆变器开启到直流输入电流稳定所需时间也较长。
石家庄铁道大学毕业设计 MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究 2014届继续教育学院 专业机械设计制造及其自动化 学号 学生姓名 指导教师 欲得本设计全部说明书请联系QQ229780692 完成日期2013年11月2 日
题目MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究机械设计制造 专业 班级09级学生姓名 及其自动化 导师 承担指导任务单位 导师职称高级工程师 姓名 一、毕业设计内容 1、MOSFET的使用性能和驱动要求。 2、串联谐振逆变器的结构及工作状态分析。 3、控制电路的分析。 4、控制电路的设计及改进。 二、基本要求 1、条理清楚，原理正确，计算准确。 2、术语要求准确、规范。 3、元件参数选则得当，要有计算依据； 4、原理要难度适当，能够被大部分人接受； 三、进度计划： 2013年9月1日：进行毕业设计指导，组织学员选择设计题目。 2013年9月2日—9日：审定学员毕业设计大纲，发放毕业设计任务书。 2013年9月10日—16日：审查学员毕业设计开题报告，开始撰写毕业设计。 2013年9月17日—10月5日：学员组织材料，撰写初稿。 2013年10月6日—13日：审查初稿，指导学员修改论文。 2013年10月14日—19日：进行二次论文修改指导、定稿。 2013年10月20日—10月24日：审订论文格式，告知打印一式两份。 2013年10月25日—11月2日：最终定稿，告知准备论文答辩。 教研组主任签字时间 2013 年 9 月 2 日
毕业设计开题报告 题目MOSFET串联谐振逆变器控制电路的研究 专业机械设计制造 及其自动化 班级09级学生姓名 一、研究目的和意义 1、MOSFET的使用性能和驱动要求。 2、串联谐振逆变器的结构及工作状态分析。 3、控制电路的分析。 4、控制电路的设计及改进。 谐振逆变器是固态感应加热电源中最重要的组成部分，它通过负载谐振槽路来创造功率器件的零开关（ZVS）或零电流开关（ZCS）条件，所以其开关损耗相对于脉宽调制（PWM）的硬开关模式要小得多，其开关频率可以得到更高的提升以满足被加热负载的需要。由于固态感应加热电源的晶闸管相控整流器的控制技术已经非常成熟，所以固态感应加热电源的控制目前主要集中在对其谐振逆变器的控制上[5]。因而对于控制电路的分析和研究也是非常具有理论意义和工程实用价值的。 二、研究的现状和内容 目前逆变锁相控制方法主要分为：定时控制和定角控制两种。对于电压型固态感应加热电源来说，功率器件的最佳开关时刻和功率器件吸收电容的大小、负载电压和电流的比值、死区时间等因素有关，并且它们之间的关系是非线性的。这种非线性的控制关系采用传统的模拟锁相电路是难以实现的，而需要采用数字化智能控制是逆变锁相控制的一种有效手段。 对于固态感应加热电源的功率调节方式来说，目前主要分为：整流器侧调功和逆变器侧调功两类。中小功率的固态感应加热电源一般采用逆变器侧调功以简化主电路，而对于中大功率的固态感应加热电源，主要采用整流器侧调功以使谐振逆变器获得最佳的工作性能[12]。 本文重点分析了其中的MOSFET串联谐振型逆变器控制电路的工作原理，对电压型谐振逆变器的换流过程及锁相控制原理进行了分析，并对一种能使开关损耗最小的零电压换流的谐振逆变器ZVS锁相控制方法进行了重点研究。 指导教师签字时间 2013 年 9月11日