PMOS开关管电路设计指南
一、NMOS管等效电路
A）B）
图2 NMOS管等效模型
1、驱动G极时，因为输入电容Ciss（Cgd+Cgs）的存在，要求电压变化快，i=Cdu/dt，
当G极电流大时，du/dt也大，增大开关速度。
2、根据B图，功率MOS管内部存在等效三极管，当S接地，刚上电时，三极
管会导通，且电流有可能过大，所以，最好D极有缓启动电路保护。
3、根据A图，反向寄生二极管有可能被正向或反向击穿。反向击穿有可能因为
D极部分，当电源开启时会有冲击电流，因为线上电感原因，U = Ldi/dt，导致U过大。正向击穿，可能因为S极在关电时，因为线上电感原因，造成U 过大；或者线上串入能量较大干扰电压，导致寄生二极管正向通道电流过大，烧毁寄生二极管，从而造成MOS管失效。
二、控制盒PMOS开关电路分析
1、小电流切换电路
A)B)
图3 5V激光器驱动电路和24V LED灯驱动电路
1、电路A：
1）三极管集电极电阻过大，导致开关速度不高；考虑是激光器驱动电路，正好使用这个缓启动功能。
2）MOS管损坏过，现象是能够正常开启MOS管，但不能完全关断MOS管，怀疑是MOS管寄生二极管损坏导致。
解决办法，
a）更换Vds较大的MOS管（IRLML5203，Vds最大30V，而6401的Vds最大12V）b）电源处增加缓启动
c）D端增加5V TVS
d）在输出端口增加电阻等措施
e）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。
2、电路B
1）24V驱动电路，导通时Vgs过大，影响PMOS管寿命
解决办法：修改R13为10K，R11为20K，Vgs最大为-8V
2）电源上电有可能Vgs过大，在G、S极增加一个8V稳压二极管保护
3）IRF9393的最大Vds约55V，更改为IRF6217，最大Vds变为150V
4）在D极增加24V TVS
5）在输出端口增加电阻等措施
6）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。
图4 改进后的PMOS输出接口电路
电路图3-B选型：
1）滤波可以选择简单的高频滤波，比如磁珠构成的π型滤波电路
2）TVS选择SD24C
3）电阻选择2.2ohm，0805封装，当电流增大到20A，电阻压降为44V，之后压敏电阻导通，完成放浪涌。压敏电阻选择14K390（片径14mm，v1mA =39V）。4）1N4004在150mA时，VF=0.8V，加上24V电源入口的1N4004，压降1.6V左右。
5）缓启动电路如图5
图5 改进后的图3-B电路
说明：
1）三极管OC电路部分，R4、C2构成低通滤波，延缓控制速度
2）增加C1，上电时U1的G极高电平
3）可以在R7之后再增加一个R（10K）和C（1u），起到外部24V给电之后的防冲击保护。
4）这里的24V推荐是输入滤波完成之后24V
图6 PMOS管导通波形
分析：
1）电流Id 160us从0上升到89mA，di/dt =556.25，假设线路L=1uH，电压为0.55625mV，没有影响。
2）Vd上升和Id几乎同步
3）Vg从24V到18.8V，下降时间600us，期间Vd*Id=48mA*(24-5.5)V=约1W，MOS管瞬时功耗较大，按照1ms，能量为1mJ。此PMOS管最大功耗2.5W，Eas=15mJ。
4）可以按照零极点分析方法，分析MOS管G、D极稳定性。在G极和S极之间增加稳压管，在S、D之间增加RC电路明显增加系统的稳定性。
5）零点不影响系统稳定性；极点如果在s平面的左平面部分，系统稳定。如果极点非常靠近虚轴j，则系统有可能不稳定，建议调整，使极点远离j轴。
常用高清行管和大功率三极管主要参数表 2010-03-02 10:33:54 阅读78 评论0 字号：大中小 高清彩电行管损坏的原因及代换 现在，大屏幕彩色电视大都是数字高清，原来50Hz的场扫描频率接近人眼感知频闪的临界点，所以高清电视都是提高扫描频率来提高图像的清晰度，即将场扫描提高到100Hz或是60Hz逐行，这样就会使行扫描的频率提高一倍，自然行输出管的开关速度和功耗都会随之增加，普通的行输出管已经不能胜任，要采用性能更好的大功率三极管。目前采用的行管有：C5144、C5244、J6920、C5858、C5905等，这些行输出管的耐压都在1500V以上，电流多大于20A，但是由于其功耗比较大，损坏率还是比较高。归纳起来，其损坏的原因一般有以下六种。 1. 行激励不足 如果行激励不足，行管不能迅速截止与饱和，导致行管内阻变大，将造成行输出电路的功耗增加，引起行输出管发烫，一旦超过行管功耗的极限值，便会使行管烧坏。 在海信高清电视中，行振荡方波信号是由数字变频解码板输出，经过一对三极管2SC1815、2SA1015放大后，送到行激励管的基极。这两个三极管工作在大电流开关状态，故障率相对较高，损坏后就会造成行激励不足，损坏行输出管，对比可以用示波器测量行管基极的波形来确定。另外，行管基极的限流电阻阻值一般为Ω，与行管的发射极串联，再与行激励变压器并联，若是阻值增大有可能用普通万用表测不出来。我们曾经修过多例次电阻增值到2Ω以上而导致开机几分钟后行管损坏的故障，且损坏行管的比例较大。 2. 行逆程电压过高 在行逆程期间，偏转线圈会对逆程电容充电，逆程电容容量大小决定充电的时间。容量越小，充电时间越短，充电电压越高，因而会产生很高的反峰脉冲电压。所以，当行一旦超过行管的耐压值，就会出现屡烧行管的结果。我们在测量逆程电容时，一般是测量电容的直流参数，而一些ESR等交流参数无法测量，所以最好是代换较可靠。 3. 行偏转线圈或行输出变压器局部短路造成行负责过重 常见场输出集成电路击穿导致行偏转线圈或行输出变压器绝缘性能下降，产生局部短路、行输出逆程电容漏电等。如果保护电路性能不完善，则会引起行管过流损坏。海信高清电视由于电源保护措施比较完善，所以这种情况不多见，表现出来的现象是行一开机就停。 4. 电源电压升高 电源电压升高会导致行逆程电压升高。现在的高清电视电源一般都是模块化的，电源设计比较合理，保护功能全，不像以前的老式电源电路，电源电压升高造成击穿行管的故障相对比较少。 5. 行管的型号和参数不对 这种情况在专业的厂家售后一般不会出现，但是作为个体维修或是业余维修就可能遇到。高清电视行管的功率大、频率高，最好用同型号行管代换。有的行管发射结没有并联电阻，如果采用普通行管，发射结并联电阻的阻值比较小，会造成基极驱动电流小，激励不足，行电流过大（正常高清行电流在500mA~600mA）而再次损坏。更换行管后测量行电流，如果原行推动变压器次级并联有缓冲电阻的，可将电阻阻值增大，甚至拿掉；如果行管发射极串联有负反馈电阻或是基极有限流电阻的，可减小该电阻阻值，再次测量行电流，如果行电流减小就适当改变这两个电阻的阻值。 6. 其他 像阻尼二极管开路、高压打火、显像管内部跳火、行信号反馈电路有故障、更换后的行管
随着制造技术的发展和进步，系统设计人员必须跟上技术的发展步伐，才能为其设计挑选最合适的电子器件。场效应管是电气系统中的基本部件，工程师需要深入了解它的关键特性及指标才能做出正确选择。本文将讨论如何根据RDS(ON)、热性能、雪崩击穿电压及开关性能指标来选择正确的场效应管。 场效应管的选择 场效应管有两大类型：N沟道和P沟道。在功率系统中，场效应管可被看成电气开关。当在N沟道场效应管的栅极和源极间加上正电压时，其开关导通。导通时，电流可经开关从漏极流向源极。漏极和源极之间存在一个内阻，称为导通电阻RDS(ON)。必须清楚场效应管的栅极是个高阻抗端，因此，总是要在栅极加上一个电压。如果栅极为悬空，器件将不能按设计意图工作，并可能在不恰当的时刻导通或关闭，导致系统产生潜在的功率损耗。当源极和栅极间的电压为零时，开关关闭，而电流停止通过器件。虽然这时器件已经关闭，但仍然有微小电流存在，这称之为漏电流，即IDSS。 第一步：选用N沟道还是P沟道 为设计选择正确器件的第一步是决定采用N沟道还是P沟道场效应管。在典型的功率应用中，当一个场效应管接地，而负载连接到干线电压上时，该场效应管就构成了低压侧开关。在低压侧开关中，应采用N沟道场效应管，这是出于对关闭或导通器件所需电压的考虑。当场效应管连接到总线及负载接地时，就要用高压侧开关。通常会在这个拓扑中采用P 沟道场效应管，这也是出于对电压驱动的考虑。 要选择适合应用的器件，必须确定驱动器件所需的电压，以及在设计中最简易执行的方法。下一步是确定所需的额定电压，或者器件所能承受的最大电压。额定电压越大，器件的成本就越高。根据实践经验，额定电压应当大于干线电压或总线电压。这样才能提供足够的保护，使场效应管不会失效。就选择场效应管而言，必须确定漏极至源极间可能承受的最大电压，即最大VDS。知道场效应管能承受的最大电压会随温度而变化这点十分重要。设计人员必须在整个工作温度范围内测试电压的变化范围。额定电压必须有足够的余量覆盖这个变化范围，确保电路不会失效。设计工程师需要考虑的其他安全因素包括由开关电子设备(如电机或变压器)诱发的电压瞬变。不同应用的额定电压也有所不同；通常，便携式设备为20V、FPGA电源为20～30V、85～220VAC应用为450～600V。 第二步：确定额定电流 第二步是选择场效应管的额定电流。视电路结构而定，该额定电流应是负载在所有情况下能够承受的最大电流。与电压的情况相似，设计人员必须确保所选的场效应管能承受这个额定电流，即使在系统产生尖峰电流时。两个考虑的电流情况是连续模式和脉冲尖峰。在连续导通模式下，场效应管处于稳态，此时电流连续通过器件。脉冲尖峰是指有大量电涌(或尖峰电流)流过器件。一旦确定了这些条件下的最大电流，只需直接选择能承受这个最大电流的器件便可。
大功率三极管参数 MJ15024 | NPN | 250V | 16A | 250 W MJ15025 | PNP | 250V | 16A |250 W E13005-2是“高速/高压开关管” 参数：硅、NPN、700V/400V 、8A 、75W 、β≥10 三极管参数大全 BU2525AF NPN 30 开关功放1500V12A150W /350NS BU2525AX NPN 30 开关功放1500V12A150W /350NS BU2527AF NPN 30 开关功放1500V15A150W BU2532AW NPN 30 开关功放1500V15A150W(大屏) BUH515 NPN BCE 行管1500V10A80W BUH515D NPN BCE 行管1500V10A80W(带阻尼) BUS13A NPN 12 开关功放1000V15A175W BUS14A NPN 12 开关功放1000V30A250W BUT11A NPN 28 开关功放1000V5A100W BUT12A NPN 28 开关功放450V10A125W BUV26 NPN 28 音频功放开关90V14A65W /250ns BUV28A NPN 28 音频功放开关225V10A65W /250ns BUV48A NPN 30 音频功放开关450V15A150W BUW13A NPN 30 功放开关1000V15A150W BUX48 NPN 12 功放开关850V15A125W BUX84 NPN 30 功放开关800V2A40W BUX98A NPN 12 功放开关400V30A210W5MHZ DTA114 PNP 10K-10K 160V0.6A0.625W(带阻) DTC143 NPN 录像机用4.7K-4.7K HPA100 NPN BCE 大屏彩显行管21# HPA150 NPN BCE 大屏彩显行管21# HSE830 PNP BCE 音频功放80V115W1MHZ HSE838 NPN BCE 音频功放80V115W1MHZ COP/MJ4502 MN650 NPN BCE 行管1500V6A80W MJ802 NPN 12 音频功放开关90V30A200W MJ2955 PNP 12 音频功放开关60V15A115W MJ3055 NPN 12 音频功放开关60V15A115W MJ4502 PNP 12 音频功放开关90V30A200W COP/MJ802 MJ10012 NPN 12 达林顿400V10A175W MJ10015 NPN 12 电源开关400V50A200W
MOSEFT 分析：理解功率MOSFET 的开关损耗 本文详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET 的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。 MOSFET 开关损耗 1 1 开通过程中开通过程中MOSFET 开关损耗 功率MOSFET 的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK 变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。 a 图1 MOSFET 开关过程中栅极电荷特性 开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为 其中： ，VGS 为PWM 栅极驱动器的输出电压，Ron 为PWM 栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss 为MOSFET 输入电容，Rg 为MOSFET 的栅极电阻。 VGS 电压从0增加到开启阈值电压VTH 前，漏极没有电流流过，时间t1为 VGS 电压从VTH 增加到米勒平台电压VGP 的时间t2为
VGS处于米勒平台的时间t3为 t3也可以用下面公式计算： 注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。 MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V且ID=10A， RDS(ON)=17.4mΩ。 开通时米勒平台电压V GP： 计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压 V GP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到：
PMOS开关管电路设计指 南 2013/7/18 本文档的目的 1）能够根据本指南进行PMOS管开关电路设计
更新说明
目录 一、NMOS管等效电路 (4) 二、公司固定传感器控制盒PMOS开关电路分析 (4)
PMOS开关管电路设计指南 一、NMOS管等效电路 A） B） 图2 NMOS管等效模型 1、驱动G极时，因为输入电容Ciss（Cgd+Cgs）的存在，要求电压变化快，i=Cdu/dt， 当G极电流大时，du/dt也大，增大开关速度。 2、根据B图，功率MOS管内部存在等效三极管，当S接地，刚上电时，三极管 会导通，且电流有可能过大，所以，最好D极有缓启动电路保护。 3、根据A图，反向寄生二极管有可能被正向或反向击穿。反向击穿有可能因为 D极部分，当电源开启时会有冲击电流，因为线上电感原因，U = Ldi/dt，导致U过大。正向击穿，可能因为S极在关电时，因为线上电感原因，造成U过大；或者线上串入能量较大干扰电压，导致寄生二极管正向通道电流过大，烧毁寄生二极管，从而造成MOS管失效。 二、控制盒PMOS开关电路分析 1、小电流切换电路
A) B) 图3 5V激光器驱动电路和24V LED灯驱动电路 1、电路A： 1）三极管集电极电阻过大，导致开关速度不高；考虑是激光器驱动电路，正好使用这个缓启动功能。 2）MOS管损坏过，现象是能够正常开启MOS管，但不能完全关断MOS管，怀疑是MOS管寄生二极管损坏导致。 解决办法， a）更换Vds较大的MOS管（IRLML5203，Vds最大30V，而6401的Vds最大12V）b）电源处增加缓启动 c）D端增加5V TVS d）在输出端口增加电阻等措施 e）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。 2、电路B 1）24V驱动电路，导通时Vgs过大，影响PMOS管寿命 解决办法：修改R13为10K，R11为20K，Vgs最大为-8V 2）电源上电有可能Vgs过大，在G、S极增加一个8V稳压二极管保护 3）IRF9393的最大Vds约55V，更改为IRF6217，最大Vds变为150V 4）在D极增加24V TVS 5）在输出端口增加电阻等措施 6）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。
·开关功率管MOS扫盲篇[转] 在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。 1，MOS管种类和结构 MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。 对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也多以NMOS为主。 MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。 2，MOS管导通特性 导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。 NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。 PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。 3，MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS 管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。 MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通
功率开关管功耗的计算 1) 开关管导通时的功耗测试 开通时间Ton(uS) 4.955 (时间测量以电压波形为基准) 开通时电流的最小值Ion-min(A) 0.222 开通时电流的最大值Ion-max(A) 0.644 规格书上的导通电阻Ron-resistance(homn) 3 2) 开关管由开通到关断的功耗测试 由开通到关断的时间Toff-rise(nS) 100 (测量电压波形的上升时间,单位ns) 由开通到关断电压的最大值V off-max(V) 288 由开通到关断电流的最大值Ioff-max(A) 0.637 3) 开关管由关断到导通时的功耗测试 由关断到导通的时间Ton-fall(nS) 47 (测量电压波形的下降时间,单位ns) 由关断到导通电压的最大值V on-max(V) 198 由关断到导通电流的最大值Ion-max(A) 0.491 4) 周期时间的测量 开关周期时间Tperiod(uS) 11.6762 开关管的开关损耗Pswitch(W) 0.327087666 开关管的导通损耗Pon-resistance(W) 0.477385448
开关管的总功耗Ploss(W) 0.804473114 5) 温度降额的计算 结点到表面的热阻Rjc(℃/W) 10 开关管的最高工作温度Tmax-spec(℃) 150 高温测得的开关管表面温度Tmax(℃) 81.8 89.8 开关管的实际温度降额(％) 59.9 计算公式: Ploss=Pswitch+Pon-resistance Pswitch=(1/6*V off-max*Ioff-max*Toff-rise+1/6*V on-max*Ion-max*Ton-fall)/Tperiod Pon-resistance=(0.5*(Ion-min+Ion-max))^2*Ton/Tperiod 降额(％)=(Tmax+Rjc*Ploss)/Tmax-spec*100％ 3842电路的保护---个人经验（原创） 3842电路的保护 用UC3842做的开关电源的典型电路见图1。过载和短路保护，一般是通过在开关管的源极串一个电阻（R4），把电流信号送到3842的第3脚来实现保护。当电源过载时，3842保护动作，使占空比减小，输出电压降低，3842的供电电压Vaux也跟着降低，当低到3842不能工作时，整个电路关闭，
使用功率MOSFET管中的开关损耗详解 深入理解功率MOSFET的开关损耗 做照明驱动的朋友都希望自己做的驱动板能达到很高的效率，除开驱动芯片本身的损耗如果加深对MOS管开关的损耗做适当的电路调整我想多多少少也是可以挤出一部分效率来的哦。 以下内容详细分析计算开关损耗，并论述实际状态下功率MOSFET的开通过程和自然零电压关断的过程，从而使电子工程师知道哪个参数起主导作用并更加深入理解MOSFET。对提升产品性能应该有所帮助。 MOSFET开关损耗 1 开通过程中MOSFET开关损耗 功率MOSFET的栅极电荷特性如图1所示。值得注意的是：下面的开通过程对应着BUCK 变换器上管的开通状态，对于下管是0电压开通，因此开关损耗很小，可以忽略不计。 图1 MOSFET开关过程中栅极电荷特性 开通过程中，从t0时刻起，栅源极间电容开始充电，栅电压开始上升，栅极电压为 其中： VGS为PWM栅极驱动器的输出电压，Ron为PWM栅极驱动器内部串联导通电阻，Ciss 为MOSFET输入电容，Rg为MOSFET的栅极电阻。 VGS电压从0增加到开启阈值电压VTH前，漏极没有电流流过，时间t1为 VGS电压从VTH增加到米勒平台电压VGP的时间t2为 VGS处于米勒平台的时间t3为
t3也可以用下面公式计算： 注意到了米勒平台后，漏极电流达到系统最大电流ID，就保持在电路决定的恒定最大值ID，漏极电压开始下降，MOSFET固有的转移特性使栅极电压和漏极电流保持比例的关系，漏极电流恒定，因此栅极电压也保持恒定，这样栅极电压不变，栅源极间的电容不再流过电流，驱动的电流全部流过米勒电容。过了米勒平台后，MOSFET完全导通，栅极电压和漏极电流不再受转移特性的约束，就继续地增大，直到等于驱动电路的电源的电压。 MOSFET开通损耗主要发生在t2和t3时间段。下面以一个具体的实例计算。输入电压12V，输出电压3.3V/6A，开关频率350kHz，PWM栅极驱动器电压为5V，导通电阻1.5Ω，关断的下拉电阻为0.5Ω，所用的MOSFET为AO4468，具体参数为Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；当VGS=4.5V，Qg=9nC；当VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；当VGS=5V且ID=11.6A，跨导gFS=19S；当VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；当VGS=4.5V 且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。 开通时米勒平台电压VGP： 计算可以得到电感L=4.7μH.，满载时电感的峰峰电流为 1.454A，电感的谷点电流为5.273A，峰值电流为6.727A，所以，开通时米勒平台电压VGP=2+5.273/19=2.278V，可以计算得到： 开通过程中产生开关损耗为 开通过程中，Crss和米勒平台时间t3成正比，计算可以得出米勒平台所占开通损耗比例为84%，因此米勒电容Crss及所对应的Qgd在MOSFET的开关损耗中起主导作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所对应电荷为Qg。对于两个不同的MOSFET，两个不同的开关管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多时，A管的开关损耗就有可能大于B管。因此在实际选取MOSFET时，需要优先考虑米勒电容Crss的值。 减小驱动电阻可以同时降低t3和t2，从而降低开关损耗，但是过高的开关速度会引起EMI的问题。提高栅驱动电压也可以降低t3时间。降低米勒电压，也就是降低阈值开启电
常用电源开关管参数 型号反压V 电流A 功率W 型号反压V 电流A 功率W BU108 1500 5 12.5 C4291 1500 5 100 BU208A 1500 5 12.5 C4292 1500 6 100 BU208D 1500 5 12.5 C4303A 1500 6 80 BU209A 1500 5 12.5 2SD348 1500 7 50 BU308 1500 5 12.5 D820 1500 5 50 BU500 1500 6 75 D821 1500 6 50 BU508A 1500 7.5 75 D822 1500 7 50 BUY71 2200 2 40 D838 2500 3 50 2SC1942 1500 3 50 D869 1500 3.5 50 C2027 1500 5 50 D870 1500 5 50 C2125 2200 5 50 D871 1500 6 50 C3480 1500 3.5 80 D898 1500 3 50 C3481 1500 5 120 D899 1500 4 50 C3482 1500 6 120 D900 1500 5 50 C3484 1500 3.5 80 D903 1500 7 50 C3485 1500 6 120 D950 1500 3 42 C3685 1500 6 120 D952 1500 3 65 C3686 1500 7 120 D953 1500 5 70 C3687 1500 8 150 D954 1500 5 80 C3688 1500 10 150 D957A 1500 6 95 C3729 1500 5 50 D994 1500 8 50 C3883 1500 5 50 D995 2500 3 50 C4199A 1500 10 100 D1016 1500 7 50 型号反压V 电流A 功率W 型号反压V 电流A 功率W D1142 1500 3.5 50 D1455 1500 5 50 D1143 1500 5 65 D1456 1500 6 50 D1172 1500 5 65 D1545 1500 5 50 D1173 1500 5 70 D1546 1500 6 50 D1174 1500 5 85 D1547 1500 7 50
功率开关器件的驱动电路是什么原理？ 功率开关器件在电力电子设备中占据着核心位置，它的可靠工作是整个装置正常运行的基本条件。功率开关器件的驱动电路是主电路与控制电路之间的接口，是电力电子装置的重要部分。它对整个设备的性能有很大的影响，其作用是将控制回路输出的控制脉冲放大到足以驱动功率开关器件。简而言之，驱动电路的基本任务就是将控制电路传来的信号，转换为加在器件控制端和公共端之间的可以使其导通和关断的信号。 同样的器件，采用不同的驱动电路将得到不同的开关特性。采用性能良好的驱动电路可以使功率开关器件工作在比较理想的开关状态，同时缩短开关时间，减小开关损耗，对装置的运行效率，可靠性和安全性都有重要的意义。因此驱动电路的优劣直接影响主电路的性能，驱动电路的合理化设计显得越来越重要。晶闸管体积小，重量轻，效率高，寿命长，使用方便，可以方便的进行整流和逆变，且可以在不改变电路结构的前提下，改变整流或逆变电流的大小。IGBT是MOSFET和GTR的复合器件，它具有开关速度快、热稳定性好、驱动功率小和驱动电路简单的特点，又具有通态压降小、耐压高和承受电流大等优点。IGBT作为主流的功率输出器件，特别是在大功率的场合，已经被广泛的应用于各个领域。一般来说，功率 开关器件理想的驱动电路应满足以下要求： (1)功率开关管开通时，驱动电路能够提供快速上升的基极电流，使得开启时有足够的驱动功率，从而减小开通损耗。 (2)开关管导通期间，驱动电路提供的基极电流在任何负载情况下都能保证功率管处于饱和导通状态，保证比较低的导通损耗。为减小存储时间，器件关断前应处于临界饱和状态。 (3)关断时，驱动电路应提供足够的反向基极驱动，以迅速的抽出基区的剩余载流子，
PMOS开关管电路设计 指南 2013/7/18 本文档的目的1）能够根据本指南进行PMOS管开关电路设计
更新说明
目录 一、NMOS管等效电路 (4) 二、公司固定传感器控制盒PMOS开关电路分析 (4)
PMOS开关管电路设计指南 一、NMOS管等效电路 A）B） 图2 NMOS管等效模型 1、驱动G极时，因为输入电容Ciss（Cgd+Cgs）的存在，要求电压变化快， i=Cdu/dt，当G极电流大时，du/dt也大，增大开关速度。 2、根据B图，功率MOS管内部存在等效三极管，当S接地，刚上电时，三极 管会导通，且电流有可能过大，所以，最好D极有缓启动电路保护。 3、根据A图，反向寄生二极管有可能被正向或反向击穿。反向击穿有可能因为 D极部分，当电源开启时会有冲击电流，因为线上电感原因，U = Ldi/dt，导致U过大。正向击穿，可能因为S极在关电时，因为线上电感原因，造成U过大；或者线上串入能量较大干扰电压，导致寄生二极管正向通道电流过大，烧毁寄生二极管，从而造成MOS管失效。 二、控制盒PMOS开关电路分析 1、小电流切换电路
A)B) 图3 5V激光器驱动电路和24V LED灯驱动电路 1、电路A： 1）三极管集电极电阻过大，导致开关速度不高；考虑是激光器驱动电路，正好使用这个缓启动功能。 2）MOS管损坏过，现象是能够正常开启MOS管，但不能完全关断MOS管，怀疑是MOS管寄生二极管损坏导致。 解决办法， a）更换Vds较大的MOS管（IRLML5203，Vds最大30V，而6401的Vds 最大12V）b）电源处增加缓启动 c）D端增加5V TVS d）在输出端口增加电阻等措施 e）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。
在使用MOS管设计开关电源或者马达驱动电路的时候，大部分人都会考虑MOS的导通电阻，最大电压等，最大电流等，也有很多人仅仅考虑这些因素。这样的电路也许是可以工作的，但并不是优秀的，作为正式的产品设计也是不允许的。 下面是我对MOSFET及MOSFET驱动电路基础的一点总结，其中参考了一些资料，非全部原创。包括MOS管的介绍，特性，驱动以及应用电路。 1，MOS管种类和结构 MOSFET管是FET的一种（另一种是JFET），可以被制造成增强型或耗尽型，P沟道或N沟道共4种类型，但实际应用的只有增强型的N沟道MOS管和增强型的P沟道MOS管，所以通常提到NMOS，或者PMOS指的就是这两种。 至于为什么不使用耗尽型的MOS管，不建议刨根问底。 对于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。原因是导通电阻小，且容易制造。所以开关电源和马达驱动的应用中，一般都用NMOS。下面的介绍中，也多以NMOS为主。 MOS管的三个管脚之间有寄生电容存在，这不是我们需要的，而是由于制造工艺限制产生的。寄生电容的存在使得在设计或选择驱动电路的时候要麻烦一些，但没有办法避免，后边再详细介绍。 在MOS管原理图上可以看到，漏极和源极之间有一个寄生二极管。这个叫体二极管，在驱动感性负载（如马达），这个二极管很重要。顺便说一句，体二极管只在单个的MOS管中存在，在集成电路芯片内部通常是没有的。 2，MOS管导通特性 导通的意思是作为开关，相当于开关闭合。 NMOS的特性，Vgs大于一定的值就会导通，适合用于源极接地时的情况（低端驱动），只要栅极电压达到4V或10V就可以了。 PMOS的特性，Vgs小于一定的值就会导通，适合用于源极接VCC时的情况（高端驱动）。但是，虽然PMOS可以很方便地用作高端驱动，但由于导通电阻大，价格贵，替换种类少等原因，在高端驱动中，通常还是使用NMOS。 3，MOS开关管损失 不管是NMOS还是PMOS，导通后都有导通电阻存在，这样电流就会在这个电阻上消耗能量，这部分消耗的能量叫做导通损耗。选择导通电阻小的MOS管会减小导通损耗。现在的小功率MOS管导通电阻一般在几十毫欧左右，几毫欧的也有。 MOS在导通和截止的时候，一定不是在瞬间完成的。MOS两端的电压有一个下降的过程，流过的电流有一个上升的过程，在这段时间内，MOS管的损失是电压和电流的乘积，叫做开关损失。通常开关损失比导通损失大得多，而且开关频率越高，损失也越大。 导通瞬间电压和电流的乘积很大，造成的损失也就很大。缩短开关时间，可以减小每次导通时的损失；降低开关频率，可以减小单位时间内的开关次数。这两种办法都可以减小开关损失。 4，MOS管驱动 跟双极性晶体管相比，一般认为使MOS管导通不需要电流，只要GS电压高于一定的值，就可以了。这个很容易做到，但是，我们还需要速度。 在MOS管的结构中可以看到，在GS，GD之间存在寄生电容，而MOS管的驱动，实际上就是对电容的充放电。对电容的充电需要一个电流，因为对电容充电瞬间可以把电容看成短路，所以瞬间电流会比较大。选择/设计MOS管驱动时第一要注意
DIY爱好者的福音，电子元件参数表 管子型号最高耐压（V）最大电流（A）管内是否含有阻尼二极管 20N 120CND 1200 20 有 K25T120 1200 25 有 G40N150D 1500 40 有 5GL40N150D 1500 40 有 G4PH50UD 1500 40 有 GT40Q321 1300 40 有 GT40T101 1000 40 无 G40T101 1000 40 无 GT40T301 1300 40 无 ZQB35JA 1500 35 有 G30P120N 1200 30 无 GPQ25101 1000 25 有 GT15J101 1000 15 无 GT8Q191 1900 8 有 GT50J101 1000 50 无 GT50J102 1000 50 无 GT50J301 1300 50 无 GT60M104 1000 60 无 GT60M301 1300 60 无 GT75AN—12 1200 75 无 15Q101 1000 15 有 25Q101 1000 25 有 80J101 1000 80 无 JHT20T120 1000 80 有 SKW25N120 1200 25 有 FGA25N120ANTD 1200 25 有 c5707参数：vcbo=80v ic=8a pc=15w 2sc5706 5a、50v、15w 贴片 家电维修 2007-7-27 10:06 这个比较全。感谢搂主提供 维修王子 2008-1-27 14:11 型号品牌封装最高耐压值(V) 最高通过电流(A) 内阻
IRF1010E IR TO-220 60 84 12mΩ IRF1404 IR TO-220 40 202 0.004Ω IRF1405 IR TO-220 55 169 5.3mΩ IRF2807 IR TO-220 75 82 13mΩ IRF3205 IR TO-220 55 110 8mΩ IRF3710 IR TO-220 100 57 23mΩ IRF4905 IR TO-220 55 74 0.02Ω IRF530N IR TO-220 100 17 90mΩ IRF5305 IR TO-220 -55 -31 60mΩ IRF540N IR TO-220 100 33 44mΩ IRF630N IR TO-220 200 9.5 0.3Ω IRF640 IR TO-220 200 18 0.18Ω IRF640N IR TO-220 200 18 0.15Ω IRF730 IR TO-220 400 5.5 1Ω IRF740 IR TO-220 400 10 0.55Ω IRF830 IR TO-220 500 4.5 1.5Ω IRF840 IR TO-220 500 8 0.85Ω IRF9530N IR TO-220 100 14 0.2ΩIRF9540N IR TO-220 -100 -23 0.117ΩIRF9Z24NPBF IR TO-220 -55 -12 0.175ΩIRF9Z34N IR TO-220 55 19 0.1Ω IRFBE30 IR TO-220 800 4.1 3ΩIRFP150N IR TO-220 100 42 0.036Ω IRFP250N IR TO-247 200 30 0.075Ω IRFP260N IR TO-247 200 50 0.04Ω IRFP450 IR TO-247 500 14 0.4Ω IRFP460 IR TO-247 500 20 0.27Ω IRFZ24N IR TO-220 55 17 0.07Ω IRFZ34N IR TO-220 55 29 0.04Ω IRFZ44N IR TO-220 55 49 17.5mΩIRFZ44NPBF IR TO-220 55 49 17.5mΩIRFZ48N IR TO-220 55 64 14mΩIRLML6302TR IR Micro-3 -20 0.6ΩIRLML6402TR IR Micro-3 -20 0.065ΩFU9024(直插)参数 55V 11A P沟道 11P06 60V 11.4A P沟道
[编辑本段] 定义 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大;MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。 图1所示为一个N 沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构， N+ 区称为源区，附于其上的电极称为源极。N+ 区称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅区边界形成。在漏、源之间的P 型区（包括P+ 和P 一区）（沟道在该区域形成），称为亚沟道区（ Subchannel region ）。而在漏区另一侧的P+ 区称为漏注入区（ Drain injector ），它是IGBT 特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP 双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极。 IGBT 的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP 晶体管提供基极电流，使IGBT 导通。反之，加反向门极电压消除沟道，切断基极电流，使IGBT 关断。IGBT 的驱动方法和MOSFET 基本相同，只需控制输入极N一沟道MOSFET ，所以具有高输入阻抗特性。当MOSFET 的沟道形成后，从P+ 基极注入到N 一层的空穴（少子），对N 一层进行电导调制，减小N 一层的电阻，使IGBT 在高电压时，也具有低的通态电压。 [编辑本段] 工作特性 静态特性 IGBT 的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。
电力整流管 一、普通整流管：漏电流小、通态压降较高(1 0～1 8V)、反向恢复时间较长(几十微秒)、可获得很高的电压和电流定额。多用于牵引、充电、电镀等对转换速度要求不高的装置中。 二、快恢复整流管：较快的反向恢复时间(几百纳秒至几微秒)，但是它的通态压降却很高(1 6～4 0V)。它主要用于斩波、逆变等电路中充当旁路二极管或阻塞二极管。 三、肖特基整流管（Schottky Barrier Diode）：兼有快的反向恢复时间(几乎为零)和低的通态压降(0.3～0.6V)的优点，不过其漏电流较大、耐压能力低，常用于高频低压仪表和开关电源。 目前的研制水平为:普通整流管(8000V/5000A/400Hz)；快恢复整流管(6000V/1200A/1000Hz)；肖特基整流管(1000V/100A/200kHz)。 全控型电力电子器件 一、门极可关断晶闸管（GTO） GTO是电流控制型器件，因而在关断时需要很大的反向驱动电流；GTO通态压降大、dV/dT及di/dt耐量低，需要庞大的吸收电路。适用于高压大功率（大于2000V）。 二、大功率晶体管（GTR） 优点:具备晶体管的固有特性，又增大了功率容量，因此，由它所组成的电路灵活、成熟、开关损耗小、开关时间短，在电源、电机控制、通用逆变器等中等容量、中等频率的电路中应用广泛。 缺点：GTR的缺点是驱动电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。在开关电源和UPS内，GTR正逐步被功率MOSFET和IGBT所代替。 三、功率MOSFET 优点：显著特点是驱动电路简单、驱动功率小；高频特性好，工作频率高达100kHz 以上，因而最适合应用于开关电源、高频感应加热等高频场合；没有二次击穿问题，安全工作区广，耐破坏性强。 缺点：功率MOSFET的缺点是电流容量小、耐压低、通态压降大，不适宜运用于大功率装置。目前制造水平大概是1kV/2A/2MHz和60V/200A/2MHz。 复合型电力电子器件 一、绝缘门极双极型晶体管（IGBT） IGBT可视为双极型大功率晶体管与功率场效应晶体管的复合。 优点：IGBT集GTR通态压降小、载流密度大、耐压高和功率MOSFET驱动功率小、开关速度快、输入阻抗高、热稳定性好的优点于一身，为逆变器的小型化、高效化、低噪化提供了有利条件。 比较而言，IGBT的开关速度低于功率MOSFET，却明显高于GTR；IGBT的通态压降同GTR相近，但比功率MOSFET低得多；IGBT的电流、电压等级与GTR接近，
PMOS开关管电路设计指南 一、NMOS管等效电路 A）B） 图2 NMOS管等效模型 1、驱动G极时，因为输入电容Ciss（Cgd+Cgs）的存在，要求电压变化快，i=Cdu/dt， 当G极电流大时，du/dt也大，增大开关速度。 2、根据B图，功率MOS管内部存在等效三极管，当S接地，刚上电时，三极 管会导通，且电流有可能过大，所以，最好D极有缓启动电路保护。 3、根据A图，反向寄生二极管有可能被正向或反向击穿。反向击穿有可能因为 D极部分，当电源开启时会有冲击电流，因为线上电感原因，U = Ldi/dt，导致U过大。正向击穿，可能因为S极在关电时，因为线上电感原因，造成U 过大；或者线上串入能量较大干扰电压，导致寄生二极管正向通道电流过大，烧毁寄生二极管，从而造成MOS管失效。 二、控制盒PMOS开关电路分析 1、小电流切换电路
A)B) 图3 5V激光器驱动电路和24V LED灯驱动电路 1、电路A： 1）三极管集电极电阻过大，导致开关速度不高；考虑是激光器驱动电路，正好使用这个缓启动功能。 2）MOS管损坏过，现象是能够正常开启MOS管，但不能完全关断MOS管，怀疑是MOS管寄生二极管损坏导致。 解决办法， a）更换Vds较大的MOS管（IRLML5203，Vds最大30V，而6401的Vds最大12V）b）电源处增加缓启动 c）D端增加5V TVS d）在输出端口增加电阻等措施 e）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。 2、电路B 1）24V驱动电路，导通时Vgs过大，影响PMOS管寿命 解决办法：修改R13为10K，R11为20K，Vgs最大为-8V 2）电源上电有可能Vgs过大，在G、S极增加一个8V稳压二极管保护 3）IRF9393的最大Vds约55V，更改为IRF6217，最大Vds变为150V 4）在D极增加24V TVS 5）在输出端口增加电阻等措施 6）去掉输出π型滤波电路上的并接反向二极管，如有可能，在输出放置防反接二极管。 图4 改进后的PMOS输出接口电路 电路图3-B选型： 1）滤波可以选择简单的高频滤波，比如磁珠构成的π型滤波电路 2）TVS选择SD24C 3）电阻选择2.2ohm，0805封装，当电流增大到20A，电阻压降为44V，之后压敏电阻导通，完成放浪涌。压敏电阻选择14K390（片径14mm，v1mA =39V）。4）1N4004在150mA时，VF=0.8V，加上24V电源入口的1N4004，压降1.6V左右。 5）缓启动电路如图5
功率开关管 功率开关管是指能承受较大电流，漏电流较小，在一定条件下有较好饱和导通及截止特性的三极管，可不太考虑其放大性能，其控制极与基极电流大小或方向有关电流经集电极和发射极，方向具体要看是NPN还是PNP管。场效应管一般做电子开关用，控制与极性有关。 功率二极管 功率二极管的分类 ? 1.根据制造工艺分： ? 扩散功率二极管 ? 外延功率二极管 ? 2.根据特性参数（trr)分: ? 普通整流功率二极管 ? 快恢复二极管 ? 超快恢复二极管 ? 肖特基二极管（SBD）
? 3.根据结构来分: ? 螺栓型 ? 平板型 ? 功率二极管的工艺与结构 ? 基本结构：pnn+结构和p+pnn+结构 ? 制作工艺：外延和扩散 ? 外延功率二极管--pnn+（pin）结构 ? 扩散功率二极管--p+pnn+结构
功率二极管的工作原理 ? 1)当当功率二极管的UAK<0时，p+n结反偏，承担反向电压，功率二极管处于反向 阻断状态，此时漏电流很小。当UAK 继续增加，直到大于p+n 结雪崩击穿电压UBD时，功率二极管发生雪崩击穿，此时漏电流急剧增加。 ? 2）当UAK>0时，p+阳极区向n区注入空穴，n+阴极区向n区注入电子；当n区充满大量的非平衡载流子( △n=△p>>nn0 ) ，即达到大注入时，n区内发生电导调制效应，功率二极管处于正向导通状态，此时通过器件的电流很大，两端的压降很低。
3) 当撤走阳-阴极两端的正向电压, 并同时加上反压(UAK<0)，器件由导通状态进入 反向恢复过程导通状态下存储在n区中的大量的非平衡载流子开始消失。阳-阴极之间的反向电压可加速n区中非平衡载流子的抽取，缩短反向恢复时间。直到n区中的非平衡载流子彻底消失，功率二极管才完全截止。 功率二极管的主要参数 ? 1. I F(AV)：正向平均电流 ? 在规定的结温和散热条件下，允许流过的最大正弦半波电流的平均值。 ? 2. UF：正向压降 ? 指在一定温度下，流过某一指定的稳态正向电流时对应的管压降。 ? 3.URRM：反向重复峰值电压 ? 所能重复施加的反向最高峰值电压，其雪崩击穿电压UB的2/3。 ? 4. TJM：最高工作结温 ? 在PN结不损坏的前提下，所能承受的最高平均温度(125~175℃)。 ? 5. trr：反向恢复时间