前工程师讲解：开关电源设计—变压器流程
本系列文章从理论基础开始，由经验丰富的前工程师为大家讲解关于开关电源的设计，并对其中难点进行讲解，这个系列当中几乎包含了所有的常见拓扑电路，并且为采用自学方式的工程师量身打造，希望能够帮助大家走出迷茫，尽快迈上正轨。
计算初级电感量
K值就是上面说的电流连续比上面计算书定义的Ip2是电流上升前沿Ip1是电流上升后沿。所以当K=0的时候变压器是工作在临界模式以下的为防止计算出错一般习惯取0.001.
断续模式Ip就是ΔI；
得到了ΔI由--》E*T=L*ΔI得：
Lp=(Vinmin*Tonmax)/ΔI
这时候就得到了变压器初级所需要的电感量。
选择合适的磁芯计算匝数
关于磁芯的选择网上有关于Ap法的很多计算公式。其实在做项目的时候根本没用过一次Ap法。对于公司已有的相同功率等级的型号，可以直接参照别的型号的磁芯作为初始设计出发点。
要是线绕不下，就抬高工作频率，骨架太空了，就选小一号的，一般经过几次迭代或者实验就出来了。对于完全全新的型号，是根据经验估算一个初始点，
然后经过反复迭代得出结果的。其实对于一般的功率等级，向反激式这种拓扑，多大功率用多大磁芯，经验丰富一点的工程师都知道，可以向他们请教。
选定了磁芯后，根据规格书得到对应的Ae值，然后就可以进行匝数计算。
由E*T=Lp*ΔI=Np*Ae*ΔB
对于断续模式ΔB=Bmax,
对于连续模式
ΔB=Bmax*(1-K)
因为连续模式电流有一部分直流分量，对应Bmax也有一部分直流励磁。这个一定注意，连续模式要是直接用Bmax来计算匝数匝数就会算少所以很容易就会饱和了。
有关Bmax的取值，对于常见的PC40/PC44材料，保证在最恶劣工作状态下，不要超过0.38。计算的时候，一般选取0.28-0.32之间，假如在极限条件下抓到饱和波形，可以抬高一点频率。
上面公式是计算断续模式匝数的。
ΔB=Bmax，
对于连续模式，上面式子一定要修改为：
ΔB=Bmax*(1-K)
要不然计算出的匝数偏小，动态情况下很容易就饱和了。
计算气隙长度。
公式推导比较简单的，具体的可以自行百度。安培环路定则还有做电源的俩最基本的公式消元法就OK了。
上面做了近似，近似所有的磁场能量都储存在气隙里面，因为磁芯的磁导率很高，气隙的磁场强度是磁芯的几时到几百倍，所以，近似磁芯为磁路短路，磁回路长度近似为气隙长度。
计算次级匝数
注意合理匝数取整。这个结合自己项目实际情况，取整后，变比会有所变化，Dmax也会有所变化，所以需要用取整后的参数进行核算Bmax。
对取整以后的变压器参数进行反向核算
因为对变压器进行了匝数取整变比也就成了一个确定值。Vinmin已知，变比n已知。
上面的公式我不推导了还是利用伏秒积平衡原理。
变压器初级电流我们在确定初级电感量的时候，是使用平均值反推出峰值，但是，由于变压器绕组主要损耗是线电阻损耗，电流在电阻负载上的功耗计算，需要有效值电流。反激式工作电流波有两种状态，断续模式与连续模式。
两种波形有各自的有效值电流计算公式
我只是很久以前推到过赵修科老师书上有自己可以去参考一下
上图是断续模式的计算公式
计算次级电流有效值
反激式初级次级工作电流是对应的，初级连续，次级也是连续，初级断续，次级也是断续的，因为初次级共用的是同一个磁芯。
上面是次级电流有效值的计算，断续模式的，并且加入了次级电流连续或者断续的判断，(判断这一步其实没有必要，因为变压器初级连续，次级也连续，初级断续，次级也断续。)
计算线径
电流密度呢，一般都选取6A/mm^2。
一定要注意趋肤效应，最小占空比越小，频率越高，趋肤效应越严重。特别是前级带有PFC的反激式电源。因为考虑到成本，尽量使用600V的Mos管，所以占空比非常小，也就0.15左右，这时候，变压器初级一定要使用多股线，用单根线的话，需要取更小的电流密度。
对于一定的电流，需要的导线截面积是一定的，在实际选取线径的时候，要结合实际所选的骨架几何尺寸，做合适的组合，尽量不要散绕，对于某一层绕组，单根线太散的话，可以选取两根或者几根细线进行并饶，只要绕组的总截面积在计算值左右就好。
至此，与反激式变压器相关的设计流程也就讲解完毕了。在下一节文章当中，小编将为大家整理关于EMC与PCB布局的相关知识，希望大家继续关注。
前工程师讲解：开关电源设计教程—主体思想
很多工程师都能回想起自己初学电源时的情景，从最基础的理论基础开始，大量的查阅资料。经历了迷茫和困惑，用时间一点点的积累。小编将为大家整理一系列有关开关电源设计的教程，几乎包含了开关电源的所有拓扑。这些教程由前工程师编写，根据自身的自学经验为大家量身打造，希望能够帮助大家走出迷茫，尽快迈上正轨。
在上一篇文章当中，小编为大家整理了关于开关电源的伏秒平衡的相关知识，在本篇文章当中将继续分享来自前工程师的关于反激变压器的设计细节，这一节是设计的主体思想，较为重要，希望大家能够充分理解。
本篇文章以一款19V、3.42A的适配器主功率回路设计过程为中心，来讲解一下反激式变压器的设计，主要参数：
输入电压：85-264AC；
输出：19V3.42A；
计算输出功率Pout=Iout*Vout=19*3.42=64.98W；
计算输入功率。Pin=Pout/η；
这里会出现一个效率估算的问题。效率η不应该是电源的总转换效率。这里的效率应该只包括变压器损耗、次级整流二极管损耗，PCB走线损耗，输出线损耗。Mos管损耗，整流桥损耗，前面的滤波电路的损耗，都不应该计算进去的。
估算大电解电容上的直流电压
Vdcmax=Vacmax*1.414=264*1.414=373V
Vdcmin=Vacmin*1.414*90%=108.171V这里为什么要乘上0.9呢？是因为在AC输入低端，Flyback工作在靠近最大占空比的位置，此时整个功率回路的增益必须保证有余量，计算输入电压应该按照大电解电容上的谷底电压来进行计算。谷底电压到底是多少，这个和所选取的电解电容的容量有关系，具体怎么计算，大家可去网络上查询，有很多相关资料。
高压端满载，Flyback工作在满载的最小占空比状态，这个时候需要注意的是Mos管，二极管上面的电压应力，而整个电路的增益不需要考虑的。
选择工作频率
Mos管上的电压应力越低，频率就可以跑的越高，也就是输入电压越低的产品，频率就可以跑得高一些，因为电压高低对开关电源Mos管上面的交叉损耗，影响非常大。可观察一下跑到上M级别频率的开关电源，输入电压都是非常低的。
对于全电压反激，100K没问题的。不要抱着频率低，效率高这样的观点去设计，其实这种说法不科学的。频率低，每秒钟开关次数少，开关损耗感觉会小一些。但是这个是有前提条件的，前提条件就是对于已经设计好的变压器，降低频率，是可以直接观察到效率提高。
但是在设计初始阶段，就不一定了。频率太低，变压器需要较大电感量，同样的磁芯需要更多的匝数，骨架定了，可利用的窗口面积一定，那么较多的匝数就不得不用比较细的线径，这样就不利于线损控制。较多的匝数，会有更大的寄生电容，造成Mos管开通电流冲过大，损耗不降反增。
其实可以在可接受的范围内，尽量提高开关频率。因为变压器温升处理，很多情况下比Mos管更麻烦。较高的开关频率就可以降低所需电感量，降低匝数，我们就可以选取更粗一些的线径，同时变压器寄生参数会变得更好，假如选取合适的工作点，Mos管的温升完全可以保证在可以接受的范围内。对于全电压，新手不妨以65K作为起始点开始进行设计。其实全电压的反激，65-110K都没问题的。
新手大可以65K作为设计出发点。
什么时候需要调整频率呢，对于选定的磁芯，变压器绕不下了，在板子Outline确定的情况下，不能更换更大的磁芯，就需要提高工作频率，提高了工作频率，对于同样的输出功率，变压器绕线的圈数就会变小。
注意一点，频率变高，理论上磁芯损耗会增加，但是实际设计中，对于工作在第一象限的连续反激模式开关电源，磁芯损耗增加是很有限的。改变电源的工作频率，对整机最大的影响是改变工作频率，整机的温升分布会发生转移。频率抬高，Mos管、二极管的温升理论上会有所增加，变压器线包温升会下降。
提高了开关频率，开关管在一秒钟内开关次数变多了，开关交叉损耗的次数也变多了，但是开关管的温升不一定会变高。因为变压器的寄生参数因为匝数减少而变得更好，寄生电容产生的损耗很多情况下都会有所改善。
频率变高，次级整流二极管的损耗会有所增加，因为二极管寄生电容（与二极管并联）的存在，频率变高，寄生电容在每秒钟充放电的次数也会随之增加，而寄生电容放电是通过二极管本身放电的，这个影响也是有限的。
选择合适的最大占空比
回顾一下上面写的反激式开关电源输入输出关系表达式：
Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>
Ton=T*D
Voff=T*(1-D)
代入上式得：
Vout=(1/n)(Vin*
我们对于一定的输入输出电压，要确定一个合适的主回路增益。<什么是增益，就是Vout/Vindc(大电解电容上的电压Vindc)>，所有的拓扑的设计，这一步都是必不可少的。看一下与反激式主回路增益有关的参数，占空比D与变比n。
先说占空比，D<0.5，在变比为1的情况下，主回路增益<1，也就是说，这时候反激式电路是工作在降压区域。占空比D>0.5，反激式工作在升压区域。
变比
变比对什么东西有影响呢?变比直接影响到Mos管，输出二极管的电压应力，因为我们常规产品都是市电输入，输出也是有标准的几个档次，常用电压一般有5V、12V、24V、48V，这样子呢，世面上大量供货的Mos管，整流二极管，也都有对应的型号。
所以呢，对于一定的输入输出电压，我们不能随意的去选择占空比，这个都是有可取的范围的。我们先看一下Mos管的电压应力。
Vds=Vdcmax+n*(Vout+Vf)
图1
图1是断续模式的Vds和次级电流对应的波形。
图2
Mos关断，次级二极管导通，变压器次级同名端电压被钳位到Vout+Vf（Vf是整流二极管的正向压降）。初级Mos管关断，Mos管上的电压应力为Vdc加上变压器次级反射到初级的反射电压。实际计算的时候，我们应该在Vdcmax这个点来进行计算，因为Mos管一定是在输入电压最高的时候电压应力最大。当然Vds上的电压应力，除了我们计算出来的平台电压，还有因为寄生参数产生的振铃尖峰。
图3
所以呢，对于管子耐压我们都要留裕量的，一般我们取管子标称耐压的80-90%，具体要看产品的客户规格书，或者自己公司内部的要求。变比n同时还决定输出整流二极管的电压应力，推导方法和Vsd一样，大家可以自行推导。
其实我们在实际设计中，不会单独的去选取变比，而是使用反激式变换器的总增益公式，直接选取Dmax，从而得出适合的变比n.
Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>
Ton=T*D
Voff=T*(1-D)
代入上式得：
Vout=(1/n)
这个是反激式的输入输出关系式:
Vout=(1/n)
对于一定的输入输出:
Vout=19V
Vinmin=Vacmin*1.414*0.9=85*1.414*0.9=108.171V
Vout=(1/n)
(这里需要注意，选取占空比，是按照最低输入电压来选取的，因为我们必须保证在最低输出电压的情况下，电源能够带满载，并且需要有增益裕量，保证动态性能。而变比的参数跟最大占空比是对应的，观察反激式的输入输出增益公式，会发现每一个最大占空比对应一个变比。)
Vds=Vdcmax+n*(Vout+Vf)
Vd=(Vdcmax/n)+Vout
把得到的变比n带如上式，就可以得到对应的Mos管电压应力（平台），输出二极管电压应力，根据实际可选的Mos管，二极管的耐压，就可以选出合适的可用占空比。
不要感觉很麻烦，实际设计过程中，很多参数都需要反复迭代的，但并不提倡大家进行手算。下手计算第一容易出错，第二，效率很低，推荐一定要用合适的软件，比如Mathcad，Excel，把公式做成计算表，我们只需要根据自己的分析判断输入参数，计算由电脑来完成。
上面提及的知识都是是否能够充分理解变压器设计的主要思想。希望大家能够充分理解。从事电源工程师行业，实践经验的重要性要远远大于基础理论的学习，知识都是在问题的解决和实践中学习到的，而不是对着书本死磕理论得来的。在下一篇教程当中，将为大家带来反激开关电源当中相关器件参数计算。
前工程师讲解：开关电源设计教程—伏秒平衡
很多工程师都能回想起自己初学电源时的情景，从最基础的理论基础开始，大量的查阅资料。经历了迷茫和困惑，用时间一点点的积累。小编将为大家整理一系列有关开关电源设
计的教程，几乎包含了开关电源的所有拓扑。这些教程由前工程师编写，根据自身的自学经验为大家量身打造，希望能够帮助大家走出迷茫，尽快迈上正轨。
在上一篇文章当中，小编为大家整理了关于开关电源的一些基础理论知识，在本篇文章当中将继续分享来自前工程师从开关电源到伏秒平衡的相关知识。
现在市面上的开关电源，总体来讲，其实就两类，一类是PWM类型的(也许有人会说还有PFM，RCC等等但是归根结底这还是一类的)，包括Flyback、Buck、Boost、Buck-Boost、Flyback、正激、硬半桥、硬全桥、移相全桥、推挽等等。
这一系列开关电源的工作核心就是电感伏秒平衡原理。
下面就说说伏秒平衡，这个绝对是核心中的核心，容不得半点折扣。
先做一下基本的公式推倒：
其实所谓的伏秒平衡就是磁芯的励磁、退磁的过程。电感在Ton时候励磁，储存能量，在Toff时候，退磁，释放能量。
从上面的推倒可以看出，用(E*Ton)就直接可以表示磁芯的励磁能量。
磁芯在每个工作周期，都要先励磁，然后再复位。因为电源在稳定工作状态，磁芯每个周期储存的能量必须等于释放的能量，要不然磁芯就饱和了。
所以就可以推导出下面这个超级简单实用的公式：
E1*Ton=-E2*Toff
(特别指出，这个公式成立的充要条件是电感各个绕组都在同一个磁芯上，绕组可以是1~n个)
E1、E2指的是同一个绕组两端的电压。Ton指的是E1持续的时间。Toff指的是E2持续的时间。
这个公式的主要作用在哪里呢?在推导各种PWM拓扑结构的输入输出关系的时候，上面那个公式就非常重要了。有了它，不管是什么拓扑，只要是PWM的，输入输出关系就很容易清晰的证明出来，是非常重要的一个公式。
接下来就开始进入正题，讲一下反激式开关电源的设计。
反激式开关电源大家再熟悉不过，其优点不在少数，结构简单且成本低廉。最重要的是适应的功率范围比较广，几瓦到200瓦，市电输入，输出电压不超过63V，输出电流不超过15A，在这个范围内，反激式到目前为止还是很有优势的。甚至有的产品为了对成本进行节约，将反激做到了500W。
接下来我们就来讲一下反激式开关电源的设计，上面说了伏秒平衡，那个是推导所有的PWN类型的开关电源的基础。
反激式
下面主要讲反激式的主拓扑工作原理以及变压器的计算。反激式开关电源，其实是属于Buck-Boost的变种。更多的详细资料大家可以去网上查询，这里就不多说了。
我们先从Buck-Boost开始来分析。
图1
Mos关开通
电源电压加到电感两端，电感有电流流过，感应电压上正下负。
二极管反偏，次级电解电容没有有效回路对电感励磁，所以，电感储存能量全部来自初级。
电感两端伏秒积为Vin*Ton。
图2
开关管关断
电感感应电压反转，变为下正上负，电感对输出释放能量，电感磁芯复位。
次级电解电容对电感励磁。
伏秒积为：Vout*Toff。
由同一个磁芯上伏秒平衡原理
Vin*Ton+Vout*Toff=0
得到：
Vout=-(Vin*Ton)/Toff=-Vin*(只对连续模式成立)
断续模模式Toff还要减去死区，这样推导的话，应该比较容易让大家理解。
反激式设计
反激式开关电源是现在市面上电子消费品中应用最广泛的拓扑。反激式开关电源最适合的功率范围在3-150W之间，可以做成CC模式或者CV模式。代表有适配器，辅助电源，LED 驱动等等。
接下来就说一下反激式主拓扑的工作原理以及设计中需要注意的要点。
图3
如图3所示，主回路关键元器件就那几个：输入主电解电容，变压器，开关管，整流二极管，输出电解电容。
下面分析一下反激式的基本工作原理。参照图3，开关管导通：变压器初级电流上升，磁心储存能量，次级线圈与初级同名端相反，二极管截至。
初级线圈上面的伏秒积：Vin*Ton。
图4
开关管关，初级线圈没有放电回路，因为电感电流不能突变，线圈感应电动势反转，次级二极管导通，磁芯通过次级二极管放电，输出点解电容对磁芯励磁，磁芯复位。
开关管关断，次级线圈上的伏秒积：n*Vout*Toff。
同一个磁芯上，由伏秒积平衡原理：
Vin*Ton=n*Vout*Toff
化简得到反激式输入输出的关系式：
Vout=(1/n)*<(Vin*Ton)/Toff>
Ton=T*D
Voff=T*(1-D)
代入上式得
Vout=(1/n)
开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定C IN ,V Imin 值
步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值 选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片 步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ） 步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P
变压器安装步骤及流程 一、设备及材料准备 变压器应装有铭牌。铭牌上应注明制造厂名、额定容量，一二次额定容量，一二次额定电压，电流，阻抗，电压%及接线组别等技术数据。 变压器的容量，规格及型号必须符合设计要求。附件备件齐全，并有出厂合格证及技术文件。 型钢：各种规格型钢应符合设计要求，并无明显锈蚀。 螺栓：除地脚螺栓及防震装置螺栓外，均应采用镀锌螺栓，并配相应的平垫圈和弹簧垫。其它材料：电焊条，防锈漆，调和漆等均应符合设计要求，并有产品合格证。 二、主要机具 搬运吊装机具：汽车吊，汽车，卷扬机，吊链，三步搭，道木，钢丝绳，带子绳，滚杠。 安装机具：台钻，砂轮，电焊机，气焊工具，电锤，台虎钳，活扳子、鎯头，套丝板。 测试器具：钢卷尺，钢板尺，水平尺，线坠，摇表，万用表，电桥及测试仪器。 三、作业条件 施工图及技术资料齐全无误。土建工程基本施工完毕，标高、尺寸、结构及预埋件强度符合设计要求。 屋面、屋顶喷浆完毕，屋顶无漏水，门窗及玻璃安装完好。 室内粗制地面工程结束，场地清理干净，道路畅通。 四、操作工艺
设备点检查 设备点件检查应由安装单位、供货单位、会同建设单位代表共同进行，并做好记录。 按照设备清单，施工图纸及设备技术文件核对变压器本体及附件备件的规格型号是否符合设计图纸要求。是否齐全，有无丢失及损坏。变压器本体外观检查无损伤及变形，油漆完好无损伤。 绝缘瓷件及环氧树脂铸件有无损伤、缺陷及裂纹。 变压器二次搬运 变压器二次搬运应由起重工作业，电工配合。最好采用汽车吊吊装，也可采用吊链吊装。变压器搬运时，应注意保护瓷瓶，最好用不箱或纸箱将高低压瓷瓶罩住，使其不受损伤。变压器搬运过程中，不应有冲击或严重震动情况，利用机械牵引时，牵引的着力点应在变压器重心以下，以防倾斜，运输倾斜角不得超过15 度，防止内部结构变形。 大型变压器在搬运或装卸前，应核对高低压侧方向，以免安装时调换方向发生困难。 变压器稳装变压器就位可用汽车吊直接甩进变压器室内，或用道木搭设临时轨道，用三步搭、吊链吊至临时轨道上，然后用吊链拉入室内合适位置。变压器就位时，应注意其方位和距墙尺寸与图纸相符，允许误差为±25mm, 图纸无标注时，纵向按轨道就位，横向距墙不得小于800mm ，距门不得小于1000mm 。附件安装 变压器的交接试验变压器交接试验的内容： 测量线圈连同套管一起的直流电阻；检查所有分接头的变压器的变压比；检查三相变压器的接线组别和单项变压器引出线的极性；测量线圈同套管一起的绝缘电阻；线圈连同套管一起做交流耐压试验。 变压器送电前检查变压器送电试运行前做全面检查，确认符合试运行条件时方可投入运行。变压器试运行前，必须由质量监督部门检查合格。
变压器生产流程 原材料领料 变压器图纸确认 绕组首先确认图纸是否与生产产品相符，确认其容量无误后再看线规，找出线规后确认匝数。其次确认是何种接线方式（星型和三角型），高压图纸要看其分接出头，数好出头匝数，低压看好是何种绕线方式，出头长度，换位位置，绕组的内外径，幅向大小等。 绝缘首先根据线圈内经算出纸筒纸板长宽度，其次从图纸编号找出端绝缘长度图纸，包括油道垫块和瓦楞纸油道厚度，依次找出端圈及上下铁轭绝缘 一二次侧绕组、绝缘 一次绕组 看图纸确认出头长度，用红蓝铅笔在导线标出，如果是螺旋式需不同的尺度，后一组比前一组多量出一根导线的长度，以便保持出头整齐美观。出头折弯后要用皱纹纸半迭式包一层，出头要弧度角度一致，出头整理好后用皱纹纸包三毫米厚，外用白布带绑紧（不可用紧缩带，焊接时容易烧坏）。 纸筒绕之前要先用卡尺把模具外径量准，需要加垫纸板的要裁好。纸筒纸板选一毫米为宜两头搭接绕制用紧缩带绕紧，绕制中辅助工要用锤沿着紧缩带敲紧。 圆筒式绕法端绝缘由纸条制成时，用直纹布带将其绑扎在第一匝导线上开始绕第一匝时，边绕边再线匝下面沿圆周放四处拉紧布带（紧缩带）。端绝缘的绑扎成8字形。拉紧布带将第一匝和端绝缘绑扎在一起，绕第二匝时将拉紧布带翻到上面来，绕第三匝时在压到下面去，这样曲折的将端圈拉紧。圆筒式绕组中间换位一次，换位后要用皱纹纸包一层再用半毫米纸板垫在里面用白布带绑紧。绕制时辅助工要不断的靠紧和控制幅向，层间用0.08毫米电缆纸三层绝缘，第二匝与出头要用半毫米纸板隔开以免破坏绝缘同样在底部升层时的剪刀口处也要加。 结束时两个出头要对齐，同样出头与倒数第二匝也用纸板隔开，两出头要扎紧。剪断线前要用紧缩带扎紧整个线圈。 螺旋式绕组主要是630千伏安以上的低压绕组，出头与圆筒式相同，需要注意的是出头折弯处用斜拉紧缩带与前面的拉紧布带一样压紧并一直压到结束出头并绑紧防止出头弹出和线圈张力作用。 （1） 绕组绕制要紧密无间隙
变压器、箱式变电所安装作业工艺流程 1 适用范围 适用于一般工业与民用建筑电气安装工程10kV及以下中小型室内变压器及箱变式变电所的安装。 2 施工准备 2．1技术准备 2．1．1熟悉图纸资料，弄清设计图的设计内容，注意图纸和产品技术资料提出的具体施工要求。 2．1．2考虑与主体工程和其他工程的配合问题，确定施工方法。 2．1．3技术交底。施工前要认真听取工程技术人员的技术交底，弄清技术要求，技术标准和施工方法。 2．1．4必须熟悉有关电力工程的技术规范。 2．2设备及材料要求 2．2．1变压器应装有铭牌。铭牌上应注明制造厂名，额定容量，一、二次额定电压，电流，阻抗电压及接线组别等技术数据。 2．2．2变压器的容量、规格及型号必须符合设计要求。附件、备件齐全，并有出厂合格证及技术文件。 2．2．3干变式变压器的局放试验PC值及噪声测试器dB(A)值应符合设计及标准要求。
2．2．4带有防护罩的干变式变压器，防护罩与变压器的距离应符合标准的规定。 2．2．5查验箱式变电所合格证和随带技术文件，箱式变电所应有出厂试验记录。 2．2．6外观检查。有铭牌，箱门内侧应有主回路线路图、控制线路图、操作程序和使用说明，以及附件齐全，绝缘件无损伤、裂纹，箱内接线无脱落脱焊，箱体完好无损，表面涂膜应完整。 2．2．7安装时所选用的型钢和紧固件、导线的型号和规格应符合设计要求，其性能应符合相关性技术标准的规定。紧固件应是镀锌制品标准件。 2．2．8型钢：各种各样规格型钢应符合设计要求，并无明显锈蚀；螺栓：除地脚螺栓及防震装置螺栓外，均应采用镀锌螺栓，并配相应的平垫圈和弹簧垫。 2．2．9其他材料：蛇皮管、耐油塑料管、电焊条、防锈漆、调合漆及变压器油，均应符合设计要求，并有新产品合格证。 3 施工工艺 3．1变压器 3．1．1工艺流程。
输入输出电压关系 D T Ton Vin Vout == 开关管电流 Iout Iq =(max)1开关管电压 Vin Vds =二极管电流 ) 1(1D Iout Id ?×=二极管反向电压 Vin Vd =12、BOOST 电路 输入输出电压关系 D Ton T T Vin Vout ?= ?=11 开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vds =二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vd =13、BUCK BOOST 电路 输入输出电压关系 D D Ton T Ton Vin Vout ?= ?=1开关管电流 11( (max)1D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds ?=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vout Vin Vd ?=1
输入输出电压关系 D D Vin Vout ?= 1开关管电流 )1( (max)1D D Iout Iq ?×=开关管电压 Vout Vin Vds +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Vin Vout Vd +=15、FLYBACK 电路 输入输出电压关系 Lp Iout Vout T D Vin Vout ×××=2开关管电流 (max)1Lp Ton Vin Iq ×= 开关管电压 Ns Np Vout Vin Vds × +=二极管电流 Iout Id =1二极管反向电压 Np Ns Vin Vout Vd × +=16、FORW ARD 电路 输入输出电压关系 D Np Ns T Ton Np Ns Vin Vout ×=×=开关管电流 Iout Np Ns Iq ×= (max)1开关管电压 Vin Vds ×=2二极管电流 D Iout Id ×=1
开关电源的制作流程 开关电源（Switch Mode Power Supply，SMPS）具有高效率、低功率、体积小、重量轻等显著优点，代表了稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。开关电源的设计与制作要求设计者具有丰富的实践经验，既要完成设计制作，又要懂得调试、测试与分析等。本文章介绍开关电源组成及制作、调试所需的基本步骤和方法。 第一节开关电源的电路组成 开关电源一般是指输入与输出隔离的电源变换器，包括AC/DC电源变换器和DC/DC电源变换器，也称为AC/DC开关电源和DC/DC开关电源。非隔离式DC/DC变换器也属于开关电源，通常称之为开关稳压器。 1、AC/DC开关电源的组成 AC/DC开关电源的典型结构如图1-1-1所示。电源由输入电磁干扰（EMI）滤波器、输入整流/滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。 图1-1-1 AC/DC开关电源的典型结构 其中输入整流/滤波电路、功率变换电路、输出整流/滤波电路和PWM控制器电路是主要电路，其他为辅助电路。有些开关电源中还有防雷击电路、输入过压/欠压保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等其他辅助电路。 2. DC/DC开关电源的组成 DC/DC开关电源的组成相对AC/DC开关电源要简单一点，其典型结构如图1-1-2所示。电源由输入滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流/滤波电路和输出电压反馈电路组成。当然，有些DC/DC开关电源也会包含其他辅助电路。 图1-1-2 DC/DC开关电源的典型结构
第二节开关电源的制作流程 开关电源的设计与制作要从主电路开始，其中功率变换电路是开关电源的核心。功率变换电路的结构也称开关电源拓扑结构，该结构有多种类型。拓扑结构也决定了与之配套的PWM控制器和输出整流/滤波电路。下面介绍开关电源设计与制作一般流程。 1.解定电路结构(DC/DC变换器的结构) 无论是AC/DC开关电源还是DC/DC开关电源，其核心都是DC/DC变换器。因此，开关电源的电路结构就是指DC/DC变换器的结构。开关电源中常用的DC/DC变换器拓扑结构如下: (1)降压式变换器，亦称降压式稳压器。 (2)升压式变换器，亦称升压式稳压器。 (3)反激式变换器。 (4)正激式变换器。 (5)半桥式变换器。 (6)全桥式变换器。 (7)推挽式变换器。 降压式变换器和升压式变换器主要用于输入、输出不需要隔离的DC/DC变换器中；反激式变换器主要用于输入、输出需要隔离的小功率AC/DC或DC/DC变换器中；正激式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较大功率AC/DC或DC/DC变换器中；半桥式变换器和全桥式变换器主要用于输入/输出需要隔离的大功率AC/DC或DC/DC变换器中，其中全桥式变换器能够提供比半桥式变换器更大的输出功率；推挽式变换器主要用于输入/输出需要隔离的较低输入电压的DC/DC或DC/AC变换器中。 顾名思义，降压式变换器的输出电压低于输入电压，升压式变换器的输出电压高于输入电压。在反激式、正激式、半桥式、全桥式和推挽式等具有隔离变压器的DC/DC变换器中，可以通过调节高频变压器的一、二次匝数比，很方便地实现电源的降压、升压和极性变换。此类变换器既可以是升压型，也可以是降压型号，还可以是极性变换型。在设计开关电源时，首先要根据输入电压、输出电压、输出功率的大小及是否需要电气隔离，选择合适的电路结构。 2.选择控制电路(PWM) 开关电源是通过控制功率晶体管或功率场效应管的导通与关断时间来实现电压变换的，其控制方式主要有脉冲宽度调制、脉冲频率调制和混合调制三种。脉冲宽度调制方式，简称脉宽度调制，缩写为PWM；脉冲频率调制方式，简称脉频调制，缩写PFM；混合调制方式，是指脉冲宽度与开关频率均不固定，彼此都能改变的方式。 PWM方式，具有固定的开关频率，通过改变脉冲宽度来调节占空比，因此开关周期也是固定的，这就为设计滤波电路提供了方便，所以应用最为普通。目前，集成开关电源大多采用此方式。为便于开关电源的设计，众多厂家将PWM控制器设计成集成电路，以便用户选择。开关电源中常用的PWM控制器电路如下: (1)自激振荡型PWM控制电路。 (2)TL494电压型PWM控制电路。 (3)SG3525电压型PWM控制电路。 (4)UC3842电流型PWM控制电路。 (5)TOPSwitch-II系列的PWM控制电路。 (6)TinySwitch系列的PWM控制电路。 3.确定辅助电路
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该如何来计算高频变压器的匝数，从而解决这个问题？接下来，晨飞电子就为大家介绍下匝数的计算方法：
开关电源开发流程 1 目的 希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教. 2 設計步驟: 2.1 繪線路圖、PCB Layout. 2.2 變壓器計算. 2.3 零件選用. 2.4 設計驗證. 3 設計流程介紹(以DA-14B33為例): 3.1 線路圖、PCB Layout請參考資識庫中說明. 3.2 變壓器計算: 變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗証是很重要的，以 下即就DA-14B33變壓器做介紹. 3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸: 依據變壓器計算公式 B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次側電感值(uH) Ip = 一次側峰值電流(A) Np = 一次側(主線圈)圈數 Ae = 鐵心截面積(cm2) B(max) 依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為 例，100℃時的B(max)為3900 Gauss，設計時應考慮零件誤差，所以一般 取3000~3500 Gauss之間，若所設計的power為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss左右，以避免鐵心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae越 高，所以可以做較大瓦數的Power。 3.2.2 決定一次側濾波電容: 濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越大，Vin(win) 越高，可以做較大瓦數的Power，但相對價格亦較高。 3.2.3 決定變壓器線徑及線數: 當變壓器決定後，變壓器的Bobbin即可決定，依據Bobbin的槽寬，可 決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密度，電流密度一般 以6A/mm2為參考，電流密度對變壓器的設計而言，只能當做參考值， 最終應以溫昇記錄為準。 3.2.4 決定Duty cycle (工作週期): 由以下公式可決定Duty cycle ，Duty cycle的設計一般以50%為基準，Duty cycle若超過50%易導致振盪的發生。 NS = 二次側圈數 NP = 一次側圈數 V o = 輸出電壓 VD= 二極體順向電壓 Vin(min) = 濾波電容上的谷點電壓 D = 工作週期(Duty cycle)
开关电源热阻计算方法及热管理 我们设计的DC-DC电源一般包含电容、电感、肖特基、电阻、芯片等元器件；电源产品的转换效率不可能做到百分百，必定会有损耗，这些损耗会以温升的形式呈现在我们面前，电源系统会因热设计不良而造成寿命加速衰减。所以热设计是系统可靠性设计环节中尤为重要的一面。但是热设计也是十分困难的事情，涉及到的因素太多，比如电路板的尺寸和是否有空气流动。 我们在查看IC产品规格书时，经常会看到R JA 、T J 、T STG 、T LEAD 等名词；首先R JA 是指芯 片热阻，即每损耗1W时对应的芯片结点温升，T J 是指芯片的结温，T STG 是指芯片的存储温 度范围，T LEAD 是指芯片的加工温度。 二、术语解释 首先了解一下与温度有关的术语：T J 、T A 、T C 、T T 。由“图1”可以看出，T J 是指芯片 内部的结点温度，T A 是指芯片所处的环境温度，T C 是指芯片背部焊盘或者是底部外壳温度， T T 是指芯片的表面温度。 数据表中常见的表征热性能的参数是热阻R JA ，R JA 定义为芯片的结点到周围环境的热阻。 其中T J = T A +（R JA *P D ） 图1.简化热阻模型 对于芯片所产生的热量，主要有两条散热路径。第一条路径是从芯片的结点到芯片 顶部塑封体(R JT )，通过对流/辐射(R TA )到周围空气；第二条路径是从芯片的结点到背部焊 盘(R JC )，通过对流/辐射(R CA )传导至PCB板表面和周围空气。 对于没有散热焊盘的芯片，R JC 是指结点到塑封体顶部的热阻；因为R JC 代表从芯片内 的结点到外界的最低热阻路径。 三、典型热阻值 表1典型热阻
1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求，制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义，散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的， 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考 虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心 因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，
CDQZ-5107 SEHOTTKY 计算方法1、由于前面计算变压器可知： Np=82T3N S=13T3 2、在输入电压为264Vac时，反射到次级电压为： Vmax=264Vac* 迈=373 V “ Vs产土* Vmax =—*373=59.5 V DC N p82 3、设次级感量引起的电压为：（VR：初级漏感引起的电压） V严尹V 件*90=14.5V” 4、计算肖特基的耐压值： V卩产V $? + V 脳 + V。=59.5+14.5+12=86 V DC 5、计算出输出峰值电流： 2人2*1 出=- =3?8A 1-Z) 1-0.474 6、由计算变压器可知: 1/1.59 A 故选择3A/100V的肖特基满足设计要求。（因3A的有效值为3.9A） 客户名称客户编号 公司编号样品单编号日期输入范围输入电压电流
CDQZ-5107 MOSFET 计算方法 1、 由于前面计算变压器可知： Np=82T 3 N S =13T 3 2、 输入电压最大值为264Vac,故经过桥式整流后，得到： Vmax=264Vac* 迈=373 V “ 3、 次级反射到初级的电压为： V 沪尹 V 。斗 *12=76J. 4、由前而计算变压器可知，取初级漏感引起的电压，V R =90V”，故MOFET 要求耐 压值为： V D5=V max+V w + V P/f =373+90+76=539 V DC 5、计算初级峰值电流： T =匕 _ 。 厶丄 _n 227A 曲 7广 V 肿 DF 0.88*100*0.6 '? 6、故选择2A/600V 的MOSFET 满足设计要求，即选用仙童2N60C 。 客户名称 客户编号 公司编号 样品单编号 日期 输入范围 输入电压电流 82*1 r/ns =0.571 A
开关电源如何设计和什么步骤 2009年07月08日星期三下午 11:45 开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值umin ② 交流输入电压最大值umax ③ 电网频率Fl 开关频率f ④ 输出电压VO(V):已知 ⑤ 输出功率PO(W):已知 ⑥ 电源效率η:一般取80% ⑦ 损耗分配系数Z:Z表示次级损耗与总损耗的比值,Z=0表示全部损耗发生在初级,Z=1表示发生在次级.一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求,选择反馈电路的类型以及反馈电压VFB 步骤3 根据u,PO值确定输入滤波电容CIN、直流输入电压最小值VImin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u,查处CIN值 ③ 得到Vimin 确定CIN,VImin值 u(V) PO(W) 比例系数(μF/W) CIN(μF) VImin(V) 固定输入:100/115 已知2~3 (2~3)×PO ≥90 通用输入:85~265 已知2~3 (2~3)×PO ≥90 固定输入:230±35 已知 1 PO ≥240 步骤4 根据u,确定VOR、VB ① 根据u由表查出VOR、VB值 ② 由VB值来选择TVS u(V) 初级感应电压VOR(V) 钳位二极管反向击穿电压VB(V) 固定输入:100/115 60 90 通用输入:85~265 135 200 固定输入:230±35 135 200 步骤5 根据Vimin和VOR来确定最大占空比Dmax ① 设定MOSFET的导通电压VDS(ON) ② 应在u=umin时确定Dmax值,Dmax随u升高而减小 步骤6 确定初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值KRP,KRP=IR/IP u(V) KRP 最小值(连续模式) 最大值(不连续模式) 固定输入:100/115 0.4 1 通用输入:85~265 0.4 1 固定输入:230±35 0.6 1 步骤7 确定初级波形的参数
1.目的： 规范研发新产品、标准产品、大板单、变更验证等等需试产的产品的试产作业流程，有效地控制各试产过程，完成各产品移交批量生产前重大问题的挖掘，明确试产组、试产拉及其他相关单位在试产过程中的职责。 2.适用范围： 所有研发二部的新产品、标准产品、大板单、变更验证等等，以及研发一部特殊结构的产品，需由试产组与试产拉完成试产。 3.职责： 3.1 设计人员：负责提出试产需求，提供参考样品与相关资料(工程资料、基数单、元件工艺资 料、及生产注意事项等)，安排提供未认可物料，及试产过程技术指导与问题解 答，试产完成后，安排样品交实验科做可靠性及其他要求的例行实验。 3.2 试产组： 3.2.1 依试产需求及物料状况拟定试产计划，并负责整个试产过程的统筹与安排，及对外试 产事项的窗口。 3.2.2 完成试产的评估及试产问题的改善确认与汇报，负责试产完成后项目的移交。 3.2.3 负责召开试产前检讨与发布会，及召开试产后的问题检讨会。 3.2.4 负责对新产品试产中遇到的重大问题进行通报及召集紧急处理会议。 3.3 试产拉：负责安排领取各相关物料，并依试产计划及试产需求完成试产。 3.4 工程仓：负责为试产需求进行备料，跟进各物料的到料日期，将试产用物料按项目存放。 3.5 仓储科：负责按要求发放试产用物料(已有订单的新产品试产用物料依计划分配发放)。 3.6 采购：负责所有需求的无库存的物料的采购，并及时提供各物料的准备状况。 3.7 PPMC：负责对已有订单的新产品拟定试产计划，协助研发其他生产需求的计划拟定，并根 据试产完成状况安排及协调生产上线的时间。 3.8 PE人员：负责试产治/夹具的申请及制做的协调，试产治/夹具使用状况的确认，试产过程 问题的发现与提报及其他事项的支援。 3.9 IE人员：初步拟定生产工艺流程与工艺资料，初步评估生产工时与工效，试产过程问题的 发现与提报及其他事项的支援，并负责完成新产品及指定产品的PFMEA。 3.10 ME科：负责完成试产用治/夹具的制作与改良，协助PE/IE完成治/夹具的评估，并及时提 供治/夹具的准备状况。 3.11 各制造单位：高频车间、SMD车间、及其他被要求的单位，需积极配合完成一些半成品 (磁性元件、SMD贴片、材料丝印、引线加工、低频火牛等等)的试产与生 产，及对一些特殊情况提供设备与人员的帮助。 3.12 IPQC&QE：试产过程问题的发现与提报，拟定新产品品质控制项目与计划，对新产品品 质有重大影响的问题点提出监控方案。
【开篇】 针对开关电源很多人觉得难，主要是理论与实践相结合；万事开头难，我在这里只能算抛砖引玉，慢慢讲解如何设计，有任何技术问题可以随时打断，我将尽力来进行解答。设计一款开关电源并不难，难就难在做精；我也不是一个很精熟的工程师，只能算一个领路人。希望大家喜欢大家一起努力!! 【第一步】 开关电源设计的第一步就是看规格，具体的很多人都有接触过；也可以提出来供大家参考，我帮忙分析。 我只带大家设计一款宽范围输入的，12V2A 的常规隔离开关电源 1. 首先确定功率，根据具体要求来选择相应的拓扑结构；这样的一个开关电源多选择反激式(flyback) 基本上可以满足要求 备注一个，在这里我会更多的选择是经验公式来计算，有需要分析的，可以拿出来再讨论【第二步】 2.当我们确定用flyback 拓扑进行设计以后，我们需要选择相应的PWM IC 和MOS 来进行初步的电路原理图设计(sch) 无论是选择采用分立式的还是集成的都可以自己考虑。对里面的计算我还会进行分解 分立式：PWM IC 与MOS 是分开的，这种优点是功率可以自由搭配，缺点是设计和调试的周期会变长（仅从设计角度来说） 集成式：就是将PWM IC 与MOS 集成在一个封装里，省去设计者很多的计算和调试分步，适合于刚入门或快速开发的环境 集成式，多是指PWM controller 和power switch 集成在一起的芯片 不限定于是PSR 还是SSR 【第三步】 3. 确定所选择的芯片以后，开始做原理图(sch)，在这里我选用ST VIPer53DIP(集成了MOS) 进行设计，原因为何(因为我们是销售这一颗芯片的)？ 设计之前最好都先看一下相应的datasheet，自己确认一下简单的参数 无论是选用PI 的集成，或384x 或OB LD 等分立的都需要参考一下datasheet 一般datasheet 里都会附有简单的电路原理图，这些原理图是我们的设计依据 【第四步】 4. 当我们将原理图完成以后，需要确定相应的参数才能进入下一步PCB Layout 当然不同的公司不同的流程，我们需要遵守相应的流程，养成一个良好的设计习惯，这一步可能会有初步评估，原理图确认，等等，签核完毕后就可以进行计算 一般有芯片厂家提供相关资料 【第五步】 5. 确定开关频率，选择磁芯确定变压器 芯片的频率可以通过外部的RC 来设定，工作频率就等于开关频率，这个外设的功能有利于我们更好的设计开关电源，也可以采取外同步功能。 一般AC2DC 的变换器，工作频率不宜设超过100kHz，主要是开关电源的频率过高以后，不利于系统的稳定性，更不利于EMC 的通过性 频率太高，相应的di/dt dv/dt 都会增加，除PI 132kHz 的工作频率之外，大家可以多参
开关电源设计详解 开关电源设计详解 开关电源设计详解，从公式到实际应用，附加设计图纸，绝对好资料。 目的 希望以简短的篇幅，将公司目前设计的流程做介绍，若有介绍不当之处，请不吝指教. 设计步骤: 绘线路图、PCB Layout. 变压器计算. 零件选用. 设计验证. 设计流程介绍(以DA-14B33为例): 线路图、PCB Layout请参考资识库中说明. 变压器计算: 变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，以下即就 DA-14B33变压器做介绍. 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np
= 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK Ferrite Core PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸 越大，Ae越高，所以可以做较大瓦数的Power。 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦 数的Power，但相对价格亦较高。 决定变压器线径及线数: 当变压器决定后，变压器的Bobbin即可决定，依据Bobbin的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm2为参考，电流密度对变压器的设计而言， 只能当做参考值，最终应以温升记录为准。 决定Duty cycle (工作周期): 由以下公式可决定Duty cycle ，Duty cycle的设计一般以50%为基准，Duty cycle若超过50%易 导致振荡的发生。 NS = 二次侧圈数 NP = 一次侧圈数 Vo = 输出电压 VD= 二极管顺向电压 Vin(min) = 滤波电容上的谷点电压 下载地址： 或是百度一下“开关电源设计详解(申请加精)”。 更精彩内容请点击下载： 附件 EEWORLD提示：为减少服务器的压力，请尽量不要使用迅雷等下载软件。 开关电源设计流程.pdf (367.69 KB) 2011-8-19 18:12, 下载次数: 355
开关电源设计流程
1 目的 希望以簡短的篇幅，將公司目前設計的流程做介紹，若有介紹不當之處，請不吝指教. 2 設計步驟: 2.1 繪線路圖、PCB Layout. 2.2 變壓器計算. 2.3 零件選用. 2.4 設計驗證. 3 設計流程介紹(以DA-14B33為例): 3.1 線路圖、PCB Layout 請參考資識庫中說明. 3.2 變壓器計算: 變壓器是整個電源供應器的重要核心，所以變壓器的計算及驗証是很重要的，以下即就DA-14B33變壓器做介紹. 3.2.1 決定變壓器的材質及尺寸: 依據變壓器計算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) ? B(max) = 鐵心飽合的磁通密度(Gauss) ? Lp = 一次側電感值(uH) ? Ip = 一次側峰值電流(A) ? Np = 一次側(主線圈)圈數 ? Ae = 鐵心截面積(cm 2) ? B(max) 依鐵心的材質及本身的溫度來決定，以TDK Ferrite Core PC40為例，100℃時的B(max)為3900 Gauss ，設計時應 考慮零件誤差，所以一般取3000~3500 Gauss 之間，若所設計 的power 為Adapter(有外殼)則應取3000 Gauss 左右，以避免鐵 心因高溫而飽合，一般而言鐵心的尺寸越大，Ae 越高，所以 可以做較大瓦數的Power 。 3.2.2 決定一次側濾波電容: 濾波電容的決定，可以決定電容器上的Vin(min)，濾波電容越 大，Vin(win)越高，可以做較大瓦數的Power ，但相對價格亦較 高。 3.2.3 決定變壓器線徑及線數: 當變壓器決定後，變壓器的Bobbin 即可決定，依據Bobbin 的槽 寬，可決定變壓器的線徑及線數，亦可計算出線徑的電流密
员 工 专 业 知 识 培 训 教 材 确认审核作成 承认日期 作成日期2004 – 11 – 28 初版页数共 53页 工程部
第一章 变压器的概述 变压器的最基本型式，包括两组绕有导线的线圈，并且彼此以电感方式称合一起。当一交流电流(具有某一已知频率) 流于其中之一组线圈时，于另一组线圈中将感应出具有相同频率的交流电压，而感应的电压大小取决于两线圈耦合及磁交链的程度。 一般指连接交流电源的线圈称之为“一次线圈”(Primamary Coil) ；而跨于此线圈的电压称之为“一次电压”。在二次线圈的感应电压可能大于或小于一次电压，是由一次线圈与二次线圈间的“匝数比”所决定的。因此，变压器区分为升压与降压变压器两种。 大部份的变压器均有固定的铁心，其上绕有一次与二次的线圈。基于铁材的高导磁性，大部份磁通量局限在铁心里，因此，两组线圈藉此可以获得相当高程度的磁耦合。在一些变压器中，线圈与铁心二者间紧密地结合，其一次与二次电压的比值几乎与二者的线圈匝数比相同。因此，变压器的匝数比，一般可作为变压器升压或降压的参考指标。由于此项升压与降压的功能，使得变压器已成为现代化电力系统之一重要附属物，提升输电电压使得长途输送电力更为经济，至于降压变压器，它使得电力运用方面更加多元化，我们可以这幺说，倘无变压器，则现代工业实无法达到目前发展的现况。 电子变压器除了体积较小外，在电力变压器与电子变压器二者之间，并没有明确的分界线。一般提供60Hz电力网络的电源均非常庞大，它可能是涵盖有半个洲地区那般大的容量。电子装置的电力限制，通常受限于整流、放大，与系统其它组件的能力，其中有些部份属放大电力者，但如果与电力系统发电能力相比较，它仍然归属于小电力的范围。 各种电子装备常用到变压器，理由是：提供各种电压阶层确保系统正常操作；提供系统中以不同电位操作部份得以电气隔离；对交流电流提供高阻抗，但对直流则提供低的阻抗；在不同的电位下，维持或修饰波形与频率响应。“阻抗”的其中一项重要概念，即电子学特性，是一种假想的设备，即当电路组件阻抗系从一阶层改变到另外的一个阶层时，其间要使用到一种设备—变压器。 对于电子装置而言，重量和空间通常是一项努力追求的目标，至于效率、安全性与可靠性，更是重要的考虑因素。变压器除了能够在一个系统里占有显着百分比的重量和空间外，另一方面在可靠性方面，它亦是衡量因子中的一个要项。因为上述与其它应用方面的差别，使得电力变压器并不适合应用于电子电路上。
用SG6849设计反激式开关电源 摘要：SG6849芯片是SG(System General)公司生产的开关电源专用集成电路，使用该芯片设计小功率开关电源，可大大减少外围电路，降低成本，电路可靠性高，且可以不带副边反馈。详细介绍了SG6849芯片的工作原理，并基于此芯片设计了一个5.6W的单端反激式开关电源，给出了实验结果。 关键词：SG6849；反激；副边反馈 O 引言 开关电源因具有重量轻、体积小、效率高、稳压范围宽等优点，在电视、电声、计算机等许多电子设备中得到了广泛的应用。为了进一步追求开关电源的小型化和低成本，人们不断研制成功一些新的开关电源集成电路芯片。台湾SG System General)公司开发的SG6 849，集内部振荡器、比较器、反馈补偿电路于一体，只需较少的外围元器件，就可构成一个电路结构简洁、成本低、性能稳定、制作及调试方便的单端反激式开关电源。在负载调整率要求不高的情况下，甚至可去掉副边反馈，进一步减少体积，节省成本。 1 SG6849芯片功能介绍 1.1 内部结构及管脚功能 SG6849芯片是台湾SG(System General)公司2004年底推出的SG684X系列PWM集成电路控制芯片。该芯片具有如下特点：不带副边反馈的恒压和恒流控制；轻载时工作于省电模式；较低的启动电流和较低的工作电流；65kHz和100kHz的固定频率；较少的外围元件；输出过流保护、过温保护和短路保护。该芯片采用S0T-26或DlP-8封装形式，内部结构如图1所示。下面就以DIP-8封装为例，说明各管脚的功能。 脚l(GATE) 门极，用来驱动功率NOSFET。 脚2(VDD) 提供芯片的工作电压，当不带副边反馈时，靠VDD来提供反馈信息，调整输出电压。 脚3、5、6(NC) 悬空。 脚4(SENSE) 过流保护。该引脚也可用于电流模式的PWM控制。 脚7(FB) 为PWM控制器的内部比较器提供反馈信息，控制占空比；当不带副边反馈的时候，该引脚开路。 脚8(CND) 接地。