第2章有源箝位正激变换器的工作原理
2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择
单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。
它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。
(2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
(3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。
而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点：
(1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝
比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗；
(2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于变换器效率的提高；
(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；
(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
图2-1 低边有源箝位电路
Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuit
r
图2-2 高边有源箝位电路
Fig.2-2High-Side a ctive c lamp c ircuit
图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。
(1)箝位电路的构成 如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。
这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。对于相同的电压和相同的模片区域，P 沟道功率MOSFET 比N 沟道功率MOSFET 的通态电阻要更高，通态损耗要更大，而且价格也要更贵。
(2)箝位电容上的电压 忽略电路中漏感的影响，根据变压器一次侧绕组两端伏秒积平衡的原理，可以得到低边箝位电路中箝位电容电压表达式为：
in
c 1V V D
=
- (2-1)
由式(2-1)可知，c V 的表达式和升压式(Boost)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-1所示的电路又称为升压式箝位电路。
同理，可以得到高边箝位电路中箝位电容电压：
in
c 1DV V D
=
- (2-2)
由式(2-2)可知，c V 的表达式和反激(Flyback)变换器的输出电压表达式一样，因而图2-2所示的电路又称为反激式箝位电路。
(3)栅极驱动的实现方法 箝位电路选择的不同，对箝位开关管的栅极驱动的要求也就不同。
对于高边箝位电路中的箝位开关管的驱动来说，箝位开关管VT2要采用浮驱动，因而需要通过高边栅驱动电路或一个专用的门极驱动变压器来实
现。而低边箝位电路的箝位开关管为P 型管，那么对于它的驱动来说，只需要由一个电阻、一个电容和一个二极管组成电平位移电路即可实现。相对于低边箝位电路中的箝位开关管的驱动设计来说，高边箝位电路中的箝位开关管的驱动相当麻烦而且成本也较高。关于箝位开关管栅驱动的具体设计方法将在以后的章节中进行详细地论述。
本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P 沟道功率MOSFET ，因而在选取器件时已经没有了很大的限制。
2.2 有源箝位正激变换器的工作原理
基于上面的分析，本文采用的是低边箝位电路，其主电路拓扑结构如上图2-1所示。在图2-1所示电路中，1VT 为主功率开关管，箝位电容c C 和箝位开关管2VT 串联构成有源箝位支路，并联在主功率开关管1VT 两端。m L 为励磁电感，r L 为变压器漏感和外加电感之和。r C 为主功率管1VT 、箝位开关管2VT 的输出电容和变压器绕组的寄生电容之和。变压器的副边由3VT 、
4VT 构成自驱动的同步整流电路，以减小开关的损耗，提高变换器的效率。o L 为输出滤波电感，o C 为输出滤波电容。
为了简化分析过程，在分析电路之前先做如下的假设： (1)所有功率开关器件都是理想的。 (2)箝位电容c C 远大于谐振电容r C 。
(3)输出滤波电感o L 足够大，则其上的输出电流不变，可以认为是一个恒流源，同理，输出滤波电容o C 足够大，则其上的输出电压不变，为一个恒压源。
(4)谐振电感r L 远小于励磁电感m L 。
(5)变压器的初级绕组和次级绕组的匝比为12n=N :N 。
(6)为了使主管能完全实现ZVS 开通，谐振电感存储的磁场能大于寄生电容存储的电场能。
有源箝位正激变换器的主要参数波形如下图2-3所示。
V
-V
图2-3 有源箝位正激变换器的主要参数波形Fig. 2-3 Waveforms of a ctive c lamp forward converter
图2-1所示电路在一个开关周期中可分为10个工作模式，其工作过程如下：
(1)工作模式1(0t ~1t ) 在0t t =时刻，同步整流管的体二极管3D 、4D 换流结束，同步整流管3VT 导通，输入能量通过变压器和整流管3VT 传送到输出负载。因为此前3VT 的寄生二极管3D 处于导通状态，因此整流管3VT 实现了零电压开通。在该工作阶段内，谐振电感r L 和变压器原边励磁电感m L 上的电流在输入电压in V 作用下线性增长，这一时间段的等效电路拓扑如图2-4所示：
R
图2-4 工作模式1 Fig. 2-4 State 1(0t ~1t )
在这段时间内有：
()()()()()()()m m r m m in
L L 00m r
o o in
L o L L 00m r V L +L V L +L i t i t t t I I i t I i t i t t t n n
=+
*-=*
+=+*-+ (2-3)
在1t t =时刻，主功率开关管1VT 上的驱动信号消失，1VT 关断，该工作阶段结束。这个时间段的长度由变换器的占空比决定。
(2)工作模式2(1t ~2t ) 在1t t =时刻，主功率开关管1VT 关断，在谐振电容r C 的作用下，主功率管漏源两端的电压开始缓慢上升，因而1VT 实现了零电压关断。因为变压器副边电压()m gs th /n V V >依然成立，所以副边同步整流
管3VT 仍然导通，输出电流通过整流管3VT 。在该工作阶段内，谐振电容r C 、谐振电感r L 和励磁电感m L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-5所示：
R
图2-5 工作模式2 Fig. 2-5 State 2(1t ~2t )
在这一时间段内有： ()()()()()(){}
()()in
Lr Lr 111111
cr in 11Lr 1111cos sin 1cos sin V i t i t t
t t t Z u t V t t i t Z t t ωωωω=
*-+
*-????????=*--+**-????????
(2-4)
式中：
1Z =
1ω=
为谐振电路的角频率
因为谐振电容r C 很小，谐振电路的特征阻抗1Z 很大，所以谐振电容r
C 两端的电压能迅速增长，因此上式可改写为：
()()()()()()()()()
()in in
Lr Lr 111Lr 111m r
Lr 1cr Lr 11111r
L +L C V V i t i t t t i t t t Z i t u t i t Z t t t t ωω≈*+*-=*+*-≈**-=
*- (2-5)
在该阶段内变压器原边绕组上的电压逐渐减小：
()()()
()Lr 2m in cr in 2r
i t V t V V t V t t C ≈-≈-
- (2-6)
当2t t =时刻，变压器两端的电压下降到0V ，即：m cr in 0V u V ==，，该工作过程结束。
(3)工作模式3(2t ~3t ) 在2t t =时刻，副边同步整流管的寄生二极管3
D 和4D 开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，则此时变压器原边激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变。在该工作阶段内，谐振电容r C 和谐振电感r L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-6所示，那么在这一时间段内有：
()()()()()()Lr Lr 222cr in Lr 2222cos sin i t i t t t u t V i t Z t t ωω=*-????=+**-????
(2-7)
式中：
2Z =
2ω=
图2-6 工作模式3 Fig. 2-6 State 3(2t ~3t )
到3t t =时刻，谐振电容r C 上的电压谐振到()cr c 0u u t =，该谐振阶段结束。
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体二极管3D 和4D 。
(4)工作模式4 (3t ~4t ) 在3t t =时刻，箝位开关管2VT 的寄生二极管2
D 导通，该工作阶段内，激磁电流()Lm Lm 2i i t =保持不变，()c r C +C 和谐振电感
r L 一起进行谐振，变压器进入磁复位过程，因为电流Lr i 是正向的，在这个阶段可以给箝位管2VT 以导通信号，从而使2VT 实现零电压开通。这一时间段等效电路拓扑如图2-7所示：
R
图2-7 工作模式4 Fig. 2-7 State 1(3t ~4t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()()()()()in 0Lr Lr 333333
cr in Lr 33330in 33cos sin sin cos C C V v t
i t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t
V t t ωωωω-=*-+
*-????????=+*-+-*-????????????
(2-8)
式中：
4Z =
4ω=
为谐振电路的谐振角频率
当4t t =时刻，谐振电感上的电流为：()Lr Lm 3i i t =，此时3D 上的电流降为0，而4D 上的电流则上升为负载电流，体二极管3D 、4D 换流完成，该谐
振阶段结束。
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段内，原边电流和副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS 管通道，因而造成了导通损耗的增加。
(5)工作模式5(4t ~5t ) 当4t t =时刻，副边同步整流管的体二极管3D 、
4D 换流结束，变压器原边电压升高，变压器的副边电压也随之升高。当副边电压大于同步整流管4VT 的门极驱动电压时，4VT 导通。因为此前是它的寄生二极管3D 导通，因而整流管4VT 实现了零电压开通。在该阶段内，箝位电容c C 和谐振电容r C 与激磁电感m L 和漏电感r L 一起处于谐振状态，这一时间段等效电路拓扑如图2-8所示：
R
图2-8 工作模式5 Fig. 2-8 State 5(4t ~5t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()()()()()in C 4Lr Lr 444444
cr in Lr 4444C 4in 44cos sin sin cos V v t i
t i t t t t t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωω
ω-=*-+
*-????????=+*-+-*-????????????
(2-9)
式中：
4Z =
4ω=
当5t t =时刻，谐振电感上的电流谐振到0，即：Lr 0i =，箝位电容上的
电压达到最大值，该谐振过程结束。
(6)工作模式6(5t ~6t ) 当5t t =时刻，谐振电感上的电流谐振到0，在该工作阶段，箝位电容和谐振电容()c r C +C 和激磁电感和漏电感()r m L +L 一起处于谐振状态。电容()c r C +C 将其储存的能量回馈到输入端；副边输出电流继续流过具有低导电阻的整流管4VT 。这一时间段等效电路拓扑如图2-9所示：
R
图2-9 工作模式6 Fig. 2-9 State 6(5t ~6t )
在这一时间段内有：
()()()(
)()()in C 5Lr 555
cr in C 5in 55sin cos V v
t i t t t Z u t V v t V t t ωω-=*-????=+-*-????????
(2-10)
式中：
5Z =
5ω=
当6t t =时刻，箝位开关管2VT 的驱动脉冲消失，2VT 关断，该谐振工作阶段结束。
(7)工作模式7(6t ~7t ) 在6t t =时刻，箝位开关管2VT 上的驱动脉冲消失，由于其结电容的存在，2VT 漏源两端的电压是缓慢上升，因此箝位开关
管2VT 实现了零电压关断。由于副边耦合电压()m gs th /n V V >仍然成立，因此副边输出电流仍然通过具有低导电阻的同步整流管4VT 。在该阶段内，变压器原边励磁电感m L 、谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态，继续对变压器进行磁复位，谐振电容r C 将其存储的能量反馈回输入端。这一时间段等效电路拓扑如图2-10所示：
R
图2-10 工作模式7 Fig. 2-10 State 7(6t ~7t )
在这一时间段内有：
()()()()
()()()()()()in C 6Lr Lr 666666
cr in Lr 6666C 6in 66cos sin sin cos V v t i t i t t t t
t Z u t V i t Z t t v t V t t ωωω
ω-=*-+
*-????????=+*-+-*-????????????
(2-11)
式中：
4Z =
4ω=
为谐振电路的谐振角频率
在7t t =时刻，()()m cr in 0,V t V t V ==，该工作过程结束。
(8)工作模式8(7t ~8t ) 在7t t =时刻，谐振电容两端的电压谐振到输入电压，即：()()m cr in 0,V t V t V ==，副边同步整流管的体二极管3D 和4D 开始进行换流，变压器原副边的电压都为0V 。在该阶段内，谐振电感r L 和谐振电容r C 一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入端，这一时间段等效电路拓扑如图2-11所示，在这一时间段内有：
()()()()()()Lr Lr 777cr Lr 7777i cos sin in i t t t t u t V i t Z t t ωω=*-????=+**-????
(2-12)
式中：
2Z =
2ω=
R
图2-11 工作模式8 Fig. 2-11 State 8(7t ~8t )
当8t t =时刻，r C 上的电压谐振到0V ，即：cr 0u =，该谐振过程结束。 从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为输出电流经过的是相对高导电阻的同步整流管的体内寄生二极管3D 和4D 。
(9)工作模式9(8t ~9t ) 在8t t =时刻，()cr 0u t =，原边电流经过主功率开关管1VT 的体二极管1D ，因为同步整流管的体二极管3D 、4D 仍在换流，变压器原副边的电压都被箝位在0V ，所以()Lr in u t V =，即：谐振电感上的电压等于in V 。这一时间段等效电路拓扑如图2-12所示。
在这一时间段内有：
()()()in
Lr 9Lr 9r
L V i t t t i t =
-+ (2-13)
在9t t =时刻，给主功率管1VT 以导通信号，1VT 导通，该工作阶段结束，因为此前是它的寄生二极管1D 导通，所以主管1VT 实现了零电压开通。
R
图2-12 工作模式9 Fig. 2-12 State 9(8t ~9t )
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该阶段，不论是原边电流，还是副边电流，都是通过相对高导电阻的寄生二极管，而不是低导电阻的MOS 管通道，因而造成了导通损耗损耗的增加。
(10) 工作模式10(9t ~10t ) 在9t t =时刻，主功率管1VT 导通，在这一阶段，同步整流管的体二极管3D 、4D 继续换流，将变压器的原边电压箝位为0V ，因此()Lr in u t V =，即谐振电感上的电压等于in V 。这一时间段等效电路拓扑如图2-13所示，那么在这一时间段内有：
()()()in
Lr 9Lr 9r
L V i t t t i t =
-+ (2-14)
直到10t t =时刻，副边寄生二极管3D 、4D 换流结束，该谐振阶段结束。
R
图2-13 工作模式10
Fig. 2-13 State 10(9t ~10t )
从提高效率的角度来讲，希望这段时间越短越好，因为在该工作阶段，输出电流经过的是具有相对高导通电阻的寄生二极管3D 、4D ，导通损耗较大。
2.3 主功率开关管实现ZVS 开通的条件分析
通过上节对变换器工作过程的分析，可知：箝位开关管2VT 能够通过它的寄生体二极管实现ZVS 开通，而主功率管1VT 必须通过对电路进行合理设计才能实现ZVS 开通。以下将分析主功率开关管实现ZVS 开通的条件。
(1)寄生元件的设定 主功率开关管能否实现ZVS 开通，关键取决于在它导通之前的工作阶段，即上节介绍的工作模式8，在该工作阶段的初始时刻，即7t t =时刻，()m cr in 0,V t V V ==，副边同步整流管的体二极管3D 和4D 进行换流，变压器原副边的电压都为0V ，在该阶段，谐振电感r L 和谐振电容
r C 一起处于谐振状态，谐振电容r C 将其存储的能量反馈回输入端。
为了实现主功率开关管ZVS 开通，主功率管的漏源电压两端的必须在它开通之前能够降至0V ，则需要满足条件：谐振电感r L 存储的能量必须大于谐振电容r C 存储的能量，即：
()()m 22r r L MAX in MAX 11
L C 22
I V ≥ (2-15)
式中：()m L MAX I 为励磁电流的最大值；()in MAX V 为输入电压的最大值。 (2)死区时间的设定 为了使主功率开关管1VT 和箝位开关管2VT 顺利实现谐振，必须在它们的驱动脉冲之间加入一定的死区时间。
V GS
t
图2-14 死区时间的设定 Fig. 2-14 The design of dead time
如图2-14所示，1t ?是主功率管1VT 、箝位开关管2VT 驱动脉冲之间的
死区时间。为了使主功率管1VT 实现ZVS 开通，1t ?应该取足够大。在实际工程设计中，1t ?最好设计在谐振周期的1/4左右。因为这样不仅能保证谐振电容r C 上的的电压谐振到零，而且能保证在谐振电感r L 上的电流反向的时候开通主功率管1VT ，从而确保主管1VT 实现ZVS 开通。
1t ?≥
(2-16)
2.4 基于Pspice 的电路仿真
为了验证上一节对有源箝位正激变换器稳态运行时理论分析的正确性，采用Pspice 仿真软件，对有源箝位正激变换器进行了仿真。仿真结果如图2-15到2-22所示。
-10.0V
0V
10.0V
-15.6V
15.9V
V GS(VT1)
V GS(VT2)
1t ?2
t ?
图2-15 主开关管和箝位开关管的驱动信号
Fig. 2-15 The GS waveforms of main switch and clamp switch
V V
图2-16 主开关管驱动GS 及DS 波形 Fig. 2-16 The GS and DS waveforms of main switch
304.00us 306.00us 308.00us 310.00us 312.00us 314.00us 303.16us
315.23us
-200V
0V
200V
-20V -10V
0V
ZVS ZVS
V GS(VT1)
V DS(VT1)
图2-17 箝位开关管驱动GS 及DS 波形 Fig. 2-17 The GS and DS waveforms of clamp switch
如图2-15所示：通道一为主功率管1VT 的驱动脉冲，通道二为箝位开关管2VT 的驱动脉冲。从图中可以看出，这两路驱动脉冲之间有一段死区时间，在这段时间内，变换器原边的寄生参数能够顺利谐振，从而保证主功率管1VT 和箝位开关管2VT 实现零电压开通和关断。
如图2-16所示：通道一为主功率管1VT 的GS 波形，通道二为主功率管
1VT 的DS 波形。从图中可以看出，在主功率管1VT 的驱动脉冲到来之前，DS 两端的电压已经降为零，因而主功率管1VT 实现了零电压开通；在GS 两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而主功率管1VT 实现开关管零电压关断。
如图2-17所示：通道一为箝位开关管2VT 的GS 两端波形，通道二为箝位开关管的DS 两端波形。从图中可以看出，在其GS 两端电压下降到零之前，DS 两端的电压一直为零电压，因而箝位开关管2VT 实现开关管零电压关断；在箝位开关管2VT 的驱动脉冲到来之前，其DS 两端的电压已经降为零，因而箝位开关管2VT 实现了零电压开通。
如图2-18所示为箝位电容两端的电压波形，因为它不可能是无穷大，因而在工作过程中存在一定的脉动。
如图2-19所示为变压器原副边的电压波形，由于副边二极管存在换流
过程，所以副边绕组电压被箝位在0V
如图2-20所示为副边整流管的电流波形，在死区时间内，存在换流。
V
图2-18 箝位电容两端的电压波形
Fig. 2-18 The voltage waveform of clamp capacitance
V
图2-19 变压器原、副边电压波形
Fig. 2-19 The primary and secondary voltage waveforms of the transformer
图2-20 整流管的电流波形
Fig. 2-20 The current waveforms of rectifiers
0s
50us
100us
150us
200us
250us
300us
350us
400us
450us
500us
0V 1.0V
2.0V
3.0V
4.0V
图2-21 输出电压波形 Fig. 2-21 The output voltage waveform
284.00us 286.00us 288.00us 290.00us 292.00us 294.00us 296.00us 298.00us
282.03us
25.00A
30.00A
23.03A
34.97A
i L
图2-22 输出滤波电感上的电流波形
Fig. 2-22 The output voltage waveform of inductance
如图2-21所示为变换器的输出电压波形，从图中可以看出当变换器达到稳态时，输出电压稳定在3.3V ，且电压纹波很小。
如图2-22所示为输出滤波电感上的电流波形，从图中可以看出电流波动为4A ，有效的满足的电路的要求。
从上面的仿真结果和分析可以看出，前面对有源箝位正激变换器所做的理论分析与仿真波形基本一致，因而说明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。
2.5 本章小结
本章主要介绍了有源箝位正激变换器的工作原理。首先通过与传统的正激式变换器和高边箝位电路的有源箝位正激变换器做对比，选择了低边箝位电路有源箝位正激变换器作为本设计的拓扑；其次对有源箝位正激变换器的工作过程给出了详细的说明；最后对主开关管实现ZVS开通的条件进行了的分析，并且通过Pspice仿真软件对该变换器进行开环仿真，仿真结果表明了理论分析的正确性和该拓扑的可行性。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法，有源钳位，正激变换器，零电压软开关 1引言单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变 1引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关Sa（带反并二极管）和储能电容Cs，以及谐振电容Cds1、Cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感Ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和Sa工作在互补状态。为了防止开关S和Sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：
有源箝位反激变换器分析与设计 时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者： 1. 引言 反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。 图1 有源箝位反激变换器电路拓扑 图2 有源箝位反激变换器原理波形 2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析 有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。七个开关状态为： ①t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电； ②t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升； ③t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在 uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)； ④t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC 便获得了零电压开通(ZVS)；
有源箝位正激变换器电路分析设计 1.引言 有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器和单端变换器。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用围。 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应 用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt 大等。 为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上变 了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而S. . . . . ..
S. 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 本文主要介绍Flyback 型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。 2. 有源箝位正激变换器电路的介绍 有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振创造主开关和箝位开关的Z VS工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。 有源钳位正激电路的原理图如下所示：
第2章有源箝位正激变换器的工作原理 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。 (1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3) LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 2009年07月14日 17:48 深圳华德电子有限公司作者：刘耀平用户评论（0）关键字： 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t 和d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。 本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓 （带反并二极管）和储能电容C s，以扑基本相同，只是增加了辅助开关S a 及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感L s用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S a工作在互补状态。为了防止开关S和S 共态导通，两开关的驱动信号间留有一 a 定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进
第2章有源箝位正激变换器的 工作原理 令狐采学 2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD 箝位技术。这三种复位技术虽然都有一定的优点，但是同时也存在一些缺陷[37-39]。
(1)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器的优点是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网。 它存在的缺点是：第三复位绕组使得变压器的设计和制作比较复杂；变压器磁芯不是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受的电压应力很大。 (2)RCD箝位技术采用RCD箝位技术正激变换器的优点是电路结构比较简单，成本低廉。 它存在的缺点是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 (3)LCD箝位技术采用无损的LCD箝位技术正激变换器的优点是磁场能量能够全部回馈给电网，效率较高。
它存在的缺点是：在磁复位过程中，箝位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率较低；磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器是在传统的正激式变换器的基础上，增加了由箝位电容和箝位开关管串联构成的有源箝位支路，虽然与传统的磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器的成本，但是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： (1)有源箝位正激变换器的占空比可以大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效地减少原边的导通损耗； (2)在变压器磁复位过程中，寄生元件中存储的
第2章有源箝位正激变换器得工作原理 2、１有源箝位正激变换器拓扑得选择 单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点,因而被广泛应用在中小功率变换场合。但就是它有一个固有缺点:在主开关管关断期间,必须附加一个复位电路，以实现高频变压器得磁复位，防止变压器磁芯饱与[３6］.传统得磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损得LCD箝位技术以及ＲＣD箝位技术.这三种复位技术虽然都有一定得优点,但就是同时也存在一些缺陷[3７-3９］。 (１)第三复位绕组技术采用第三个复位绕组技术正激变换器得优点就是技术比较成熟，变压器能量能够回馈给电网. 它存在得缺点就是:第三复位绕组使得变压器得设计与制作比较复杂;变压器磁芯不就是双向对称磁化，因而利用率较低；原边主开关管承受得电压应力很大。 （2）RCD箝位技术采用ＲCＤ箝位技术正激变换器得优点就是电路结构比较简单,成本低廉. 它存在得缺点就是：在磁复位过程中，磁化能量大部分都消耗在箝位网络中,因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化,磁芯利用率较低。 （3) LCD箝位技术采用无损得LCＤ箝位技术正激变换器得优点就是磁场能量能够全部回馈给电网,效率较高。 它存在得缺点就是：在磁复位过程中,箝位网络得谐振电流峰值较大,增加了开关管得电流应力与通态损耗，因而效率较低；磁芯不就是双向对称磁化，磁芯利用率较低。 而有源箝位正激变换器就是在传统得正激式变换器得基础上,增加了由箝位电容与箝位开关管串联构成得有源箝位支路,虽然与传统得磁复位技术相比，有源箝位磁复位技术增加了一个箝位开关管，提高了变换器得成本，但就是有源箝位磁复位技术有以下几个优点： （1)有源箝位正激变换器得占空比可以大于0、5，使得变压器得原副边
有源钳位正激的复位：高侧与低侧 简介 关于有源钳位技术的所有论文均显示钳位电路应用于直接跨过变压器初级侧的高端，或直接跨过主MOSFET开关的漏极至源极的低端。更有趣的是，作者似乎在哪方面最好，哪一方面最好，而为什么却很少或根本没有解释的问题上各占一半。 将有源钳位变压器复位技术应用于高端与将其应用于高端之间存在细微但值得注意的区别。每种应用都会产生不同的传递函数，进而导致在复位期间向钳位电路施加不同的电压。钳位电容器的值和电压额定值以及每种情况下栅极驱动电路之间的不同考虑因素都将受到直接影响。 Low-Side Clamp（低端钳位） 图1显示了应用于基本单端正激转换器的低端钳位电路，该转换器具有标准的全波整流输出和LC滤波器 只要主MOSFET Q1导通，就会在变压器的励磁电感上施加全部输入
电压，这称为功率传输模式。 相反，每当辅助（AUX）MOSFET Q2导通时，钳位电压和输入电压之间的差就会施加到变压器的励磁电感上，这称为变压器复位周期。低端钳位的一个特定事实是，由于体二极管的方向，辅助MOSFET Q2必须是P沟道器件。还值得注意的是，Q2仅载有变压器励磁电流，与反射的负载电流相比，平均值很小。因此，选择低栅极电荷MOSFET应该是主要考虑因素，而低RDS（on）只是次要考虑因素。 在Q1关闭和Q2打开之间还引入了一个附加的死区时间。在死区时间期间，初级电流保持连续流过P沟道AUX MOSFET Q2或主MOSFET Q1的体二极管。这通常被称为谐振周期，其中为零电压开关（ZVS）设置条件。这是有源钳位拓扑结构的重要且独特的特性，但是对于此比较而言，它几乎没有什么意义，除了简要提到有源钳位应用于低端还是高端始终存在。 忽略漏感的影响，可以通过在变压器励磁电感两端应用伏秒平衡原理来推导低端钳位的传递函数 （1）给出钳位电压VC(LS)的简化式(1) （2）有趣的是，对于非隔离式升压转换器，（2）中给出的传递函数也是相同的传递函数，这就是为什么低侧钳位通常被称为升压型钳位的原因。
An Overview of Forward Converter with Various Reset Schemes By Gary Hua 9/20/07
Features of Forward Converter z One of fundamental topologies z Most commonly used topology z Applicable power level from a few Watts to a couple of Kilo-Watts z Appears simple but difficult to optimize design z Where are you on skill 1-10?
Test 1.How does the B-H curve in the 3rd winding reset forward converter look? 2.Which secondary diode is subject to higher switching loss? 3.Can the resonant reset forward converter operate with ZVS? 4.Can two-switch forward converter operate at greater than 50% duty cycle? 5.Does the clamp diode in active- clamp forward converter suffer from reverse-recovery problem?
有源箝位正激电源变换器的工作原理及优势 — Bob Bell, 美国国家半导体公司电源应用工程师 对设计人员来说，有源箝位正激变换器有很多优点，现在正得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用（50W 至 500 W范围）的出色选择。虽然正激结构的普及有各种各样的原因，但设计者主要青睐的是它的简捷、性能和效率。 正激变换器来源于降压结构。两者之间的主要区别是：正激结构变压器的输入地和输出地之间是绝缘的，另外它还有降压或升压功能。正激结构中的变压器不会象在对称结构（如推挽、半桥和全桥）中那样，在每个开关周期内进行自复位。正激功率变换器中使用了一些不同的复位机制，它们各有自己的优点和挑战。对设计者而言，有源箝位正激变换器具有诸多的优点，因此现在这个拓扑被广泛应用。 图1： 降压和前向拓扑结构 图 1 显示了 降压 和正激转换器之间的相似之处。注意两种变换功能的唯一区别是在正激变换功能中，匝数比(Ns/Np)这一名词所包含的内容。Ns 和 Np 分别为次级匝数和初级匝数，均绕在变压器磁芯上。图 2 显示了一个变压器模型，其中包括与初级绕组并联的“励磁电感”（Lm）。这个励磁电感可以在次级绕组开路状态下在初级端子处测量。励磁电感中的电流与磁芯中的磁通密度成正比。确定尺寸的某种磁芯只能支持到某个磁通密度，然后磁芯就会进入饱和。当磁芯饱和时，电感量会急剧下降。变压器模型中另外一个部分是与初级绕组串联的“漏感”（LL）。漏感
可以在次级绕组短路情况下在初级端子处测量。这一名称表示杂散的初级电感，它不会耦合到次级。 图2 转换模式 有源箝位电路的工作 图3a 图3b
变压器正激有源钳位的选择及误区介绍 变压器正激有源钳位,对设计人员来说主要青睐的就是它的简捷、性能和效率,现得到广泛应用。采用正激结构的电源变换器是高效率、大功率应用(50W 至 500 W范围的出色选择。 在高功率密度模块电源中,同步整流技术成了必须的选择,而正激有源钳位其主要的性能优势在于为绕组自驱的同步整流提供了非常理想的驱动波形,绕组自驱动同步整流电路简单、器件少、为设计者节约了布板空间和产品成本,因此被主流的模块电源厂家普遍接受应用。 正激有源钳位的种类和选择: 钳位管上钳位拓扑和钳位管下钳位拓扑,上钳位电路采用N MOS管,下钳位电路采用PMOS管,那么在实际的设计中我们如何选择呢? 我们看上钳位MOS管和变压绕并联,和开关管串联,而下钳位管是和开关管并联,和变压器绕组串联,绕组电压要低于开关电压,所以在实际设计中高压的PMOS管不容易找,根据这个特点,在高输入电压中如200V以上的设计中我们要考虑使用上钳位,但是上钳位因为MOS管的S脚是接在浮动点上,所以驱动电路必须设计成隔离驱动,这个驱动增加了成本和电路复杂,所以在低压的模块电源应用中,大多数都是采用PMOS管下钳位电路,因为其PMOS管电压不高,而且驱动电路简单。 正激有源钳位的原理和误区: 钳位管被关断后,开关管还没有导通的死区时间里,反向流动的谐振电流被钳位开关强制关断,而根据电感电流惯性作用,需要继续向电感流动,这时将抽取存储在开关管结电容里的能量,而结电容要远远小于钳位电容,存储的能量也非常小,所以结电容的电压迅速下降,也就是开关管的VDS电压迅速下降。 在理想状态下可以理解下降到零,但仪器仪表世界网称实际情况是,当VDS电压下降到Vin电压时,也就原边绕组电压下降到0V后,如果继续下降将造成原边绕组
一种有效的反激钳位电路设计方法 0 引言 单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。 1 漏感抑制 变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。 设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。 2 RCD钳位电路参数设计 2.1 变压器等效模型 图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。
2.2 钳位电路工作原理 引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 刘耀平 (深圳华德电子有限公司，广东深圳 518066） 摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；d v/d t和d i/d t 大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关（带反并二极管）和储能电容C s，以及谐振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱S a 和电感L s用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S a工作在互补状态。为了防止开关共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工S和S a 作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设：
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 中心议题：正激有源钳位有源钳位变换器的工作原理静态分析和优化设计方法解决方案：储能电容电压及开关管承受的电压应力增加励磁电流实现零电压软开关工作条件应用磁饱和电感实现软开关工作的条件优化设计方法 1引言单端正激变换器正激变换器拓扑拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低 廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器 体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大，emi 问题难以处理。为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而 大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv/dt和di/dt，改善了电磁兼 容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2正激有源钳位变换器的工作原理，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关sa（带反并二极管）和储能电容cs，以及谐振电容cds1、cds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感ls用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关s和sa工作在互补状态。为了防止开关s和sa共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的 死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设： 1）储能电容cs之容量足够大以至于其上的电压vcs可视为常数；2）输出滤波电感lo足够大以至于其中的电流纹波可忽略不计；3）变压器可等效成一个励磁电感lm和一个匝比为n的理想变压器并联，并且初次级漏感可忽略不计；4）
1/16 L6598 February 2002 s HIGH VOLTAGE RAIL UP TO 600V s dV/dt IMMUNITY ±50V/ns IN FULL TEMPERATURE RANGE s DRIVER CURRENT CAPABILITY:250mA SOURCE 450mA SINK s SWITCHING TIMES 80/40ns RISE/FALL WITH 1nF LOAD s CMOS SHUT DOWN INPUT s UNDER VOLTAGE LOCK OUT s SOFT START FREQUENCY SHIFTING TIMING s SENSE OP AMP FOR CLOSED LOOP CONTROL OR PROTECTION FEATURES s HIGH ACCURACY CURRENT CONTROLLED OSCILLATOR s INTEGRATED BOOTSTRAP DIODE s CLAMPING ON Vs s SO16, DIP16 PACKAGES DESCRIPTION The L6598 is manufactured with the BCD OFF LINE technology, able to ensure voltage ratings up to 600V, making it perfectly suited for AC/DC Adapters and wherever a Resonant Topology can be benefi-cial. The device is intended to drive two Power MOS,in the classical Half Bridge Topology. A dedicated Timing Section allows the designer to set Soft Start Time, Soft Start and Minimum Frequency. An Error Amplifier, together with the two Enable inputs, are made available. In addition, the integrated Bootstrap Diode and the Zener Clamping on low voltage sup-ply, reduces to a minimum the external parts needed in the applications. DIP16SO16N ORDERING NUMBERS:L6598 L6598D HIGH VOLTAGE RESONANT CONTROLLER BLOCK DIAGRAM GND V REF Ifmin Rfmin VCO EN1 Vthe1 Vthe2 EN2 V S V BOOT OUT C BOOT LOAD H.V. LVG UV DETECTION Vs HVG BOOTSTRAP DRIVER HVG DRIVER LVG DRIVER Css V REF Ifstart Rfstart Cf OP AMP +-OPOUT OPIN-OPIN+ DEAD TIME DRIVING LOGIC CONTROL LOGIC Iss + -+-LEVEL SHIFTER D98IN887A 12 567 4 2 3 19 8 10 11 14 1516
正激有源钳位分析 Document serial number【LGGKGB-LGG98YT-LGGT8CB-LGUT-
有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法 2009年07月14日 17:48 深圳华德电子有限公司作者：刘耀平 关键字： 有源钳位正激变换器的理论分析和设计方法摘要：零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑非常适合中小功率开关电源的设计。增加变压器励磁电流或应用磁饱和电感均能实现零电压软开关工作模式。基于对零电压软开关有源钳位正激变换器拓扑的理论分析，提出了一套实用的优化设计方法。实验结果验证了理论分析和设计方法。 关键词：有源钳位；正激变换器；零电压软开关 1 引言 单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用 于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大； d v/d t和d i/d t大，EMI问题难以处理。 为了克服这些缺陷，文献[1][2][3]提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工
作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d v/d t和 d i/d t，改善了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。 然而，有源钳位正激变换器并非完美无缺，零电压软开关特性也并非总能实现。因而，在工业应用中，对该电路进行优化设计显得尤为重要。本文针对有源钳位正激变换器拓扑，进行了详细的理论分析，指出了该电路的局限性，并给出了一种优化设计方法。 2 正激有源钳位变换器的工作原理 如图1所示，有源钳位正激变换器拓扑与传统的单端正激变换器拓扑基本相同，只是增加了辅助开关S （带反并二极管）和储能电容C s，以及谐 a 振电容C ds1、C ds2，且略去了传统正激变换器的磁恢复电路。磁饱和电感L s 用来实现零电压软开关，硬开关模式用短路线替代。开关S和S 工作在互 a 共态导通，两开关的驱动信号间留有一定的补状态。为了防止开关S和S a 死区时间。下面就其硬开关工作模式和零电压软开关工作模式分别进行讨论。为了方便分析，假设： 图1 采用磁饱和电感的有源钳位正激软开关变换器 1）储能电容C s之容量足够大以至于其上的电压V cs可视为常数； 2）输出滤波电感L o足够大以至于其中的电流纹波可忽略不计； 3）变压器可等效成一个励磁电感L m和一个匝比为n的理想变压器并联，并且初次级漏感可忽略不计；
目录 目录 (1) 摘要 (2) ABSTRACT (3) 第一章 BRICK DC/DC变流器概述 (4) 第一节B RICK DC/DC 变流器的主要应用和发展趋势 (4) 第二节B RICK DC/DC 变流器的典型拓扑的初步比较 (7) 第三节本论文的主要研究内容及意义 (12) 第二章有源钳位正激电路的电路原理分析 (16) 第一节主电路工作原理分析 (16) 第二节主电路的计算 (25) 第三节关于软开关问题的讨论 (28) 第三章有源箝位正激电路的小信号模型 (36) 第一节有源箝位正激电路的小信号建模 (36) 第二节有源箝位正激电路的控制原理分析和控制环设计 (44) 第三节有源箝位正激电路瞬态响应下的大信号模型分析 (56) 第四节有源箝位正激电路的箝位电路设计 (62) 第四章有源箝位正激电路的设计 (66) 第一节主电路元件参数设计 (66) 第二节电路损耗的详细分析 (76) 第五章实验结果 (82) 第一节电路实验分析 (82) 第二节对于有源箝位正激电路在B RICK DC/DC中运用的评价 (85) 第六章总结与展望 (86) 硕士期间发表的论文： (87) 致谢 (88)
摘要 本论文针对目前应用范围广泛的Brick DC/DC这种小功率电源市场，分析了其中常用的DC/DC拓扑结构，并针对性的集中分析了一种有代表性的应用拓扑——有源箝位正激（Active Clamp Forward）DC/DC变换电路。该拓扑的复位电压可以自动调节，可以提供大于50%的占空比，因而非常适合Brick DC/DC的宽范围要求。同时变压器上是完整的方波，可以给同步整流提供简单有效的自驱动方案。 本论文给出了该拓扑详细的电路工作原理分析、设计表达式和详细的损耗估算方案；并且对于电路的小信号进行了建模，从而对该电路的稳态控制环设计和电路的瞬态响应进行了详细分析。最后，一台12V、30A、140kHz电路样机验证了该拓扑的良好性能。 关键词：有源箝位正激变流器DC/DC变流器
有源钳位-正反激电路分析 参考样机：LAMBDA 全砖，500W ，36~75V 输入，28V/18A 输出； 电路拓扑结构：有源钳位-正反激； 测试条件：48V 输入，9A 输出； 电路模型： I Vin L 术语： Vin: 输入直流电压；V o: 输出电压；n: 变压器匝比； I L ：变压器T1和T2的漏感； Lm1,Lm2：T1和T2的激磁电感； Im1,Im2：T1和T2的激磁电流； Ip1,Ip2：负载折算到原边的电流；Ip: 原边电流； Id1,Id2：变压器次级电流。 t4 t1 Vs2 t2 Vs1Vgs_Q2 Id1t3 t6 Ip t5 Vgs_Q1 Id2
电路工作原理与过程： 状态1：(t1~t2） Q1导通，Q2截止。 +Vin I L 变压器T1原边电感储能，漏感储能，T2向负载传送能量。Im1=Im2+Ip2=I L 状态2：(t2~t3) Q1由导通变为截止，Q2仍截止。 +L - Vin Id1 I 当Q1截止瞬间，所有的直流电流通路被断开，Lk 和Lm1为了阻止电流减小的趋势而产生反向电动势。Lm1与Lm2上的电压幅值相等（等于Vo*n ），方向相反。Im1提供T2的激磁
电流Im2以及负载电流Ip2和Ip1，并同I L 一起对C2充电。Ic2- I L = Im1-Ip1=Im2+Ip2。Ip1从零电流开始上升，Ip2从最大电流开始下降。当Ip2下降到零时，Ip1=Im1-Im2，Lm2上的电压反相。 Id1 Vin L I C2上电压很快被充至Vc1，Q2的体二极管D4导通，C1被充电。充电电流Ic1=Im2= I L +Im1-Ip1 (Ic1忽略)，Ic1由最大充电电流开始下降，Ip1则继续上升。 状态3：(t3~t5) Q1仍截止，Q2由截止变为导通。 Id1 Vin Q2开通时，C1仍然还在充电，直到C1上的电压充到最高值，C1开始放电。Ip1=Ic1-I L ，
更多信息-无线主页 -应用笔记和技术讲座 -评估板软件 - 技术支持 点击这里，了解典型射频收发器设计的无线器件 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 放大器和比较器电路 > APP 5044 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 基站/无线基础结构 > APP 5044 Maxim > 设计支持 > 应用笔记 > 电能测试与计量 > APP 5044 Apr 29, 2011 参考设计5044包括：测试电路原理图BOM 说明测试数据布局 低EMI 、有源钳位、正激式Class 4用电设备(PD)，为PoE 应用提供高效方案 摘要：该参考设计针对高效、低EMI 、有源钳位、正激式5V 用电设备(PD)。设计采用MAX5969B 作为控制器，并采用了MAX5974A 电流模式PWM 控制器，提供电感反馈、零电压切换(ZVS)和折返频率调整，以降低PoE 设计成本并提高系统效率。借助这些器件，该参考设计能够兼容IEEE? 802.3af/at 标准，为Class 4 PD 设备提供了一款高性能、紧凑的高性价比解决方案。设计支持辅助输入电压，可提供最高25W 的输出功率。概述 设计采用MAX5969B 和MAX5974A 。MAX5969B 控制器完全兼容于以太网供电(PoE)系统IEEE 802.3af/at 标准，也可以由墙上适配 器(WAD)供电。MAX5974A 可接受较宽的输入电压范围，采用ZVS 有源钳位、电流模式PWM 转换器架构，提供折返调整，理想用于PoE 设 计。该参考设计兼容于IEEE 802.3af/at 标准，为Class 4 PD 提供高效、低EMI 解决方案。 规格 5V/4.8A PD 设计满足以下指标： 输入电压：42V 至57V WAD 输入电压：30V 至57V V OUT ：5V/4.8A 输出纹波：±1% 负载瞬态响应V P-P ：±5% (25%负载跃变) 输入电源和负载调整率：±1% 42V 输入，负载为5V/4A 时，总效率为：92.2% (不包括输入LAN 变压器和二极管桥) 参考设计顶视图。参考设计底视图。 关键词:用电设备, PD, 以太网供电, PoE, IEEE 802.3af, IEEE 802.3at, Class 2 PD, Class 3 PD, IP 电话, IP 摄像机,安全摄像机, WAP,无线接入,销售终端, POS, 瘦客户机,以太网中继,有源钳位正激,反激