1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况
集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。
VP=Vi
VN=Vo
共模输入电压为：
差摸输入电压为：
运算放大器的总输出电压为：vo=A VD v ID+A VC v IC
闭环电压增益为：
可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。
2.输入失调电压V IO
一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。
解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。
解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即V IO=- V O|VI=0/A VO
输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV
3.输入偏置电流I IB
BJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流I BN和I BP。
输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。
输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它
的β值太小时，将引起偏置电流增加。偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。其值一般为10nA~1uA。
4.输入失调电流I IO
在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即I IO=|I BP-I BN| 由于信号源内阻的存在，I IO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为1nA~0.1uA。
5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。
设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
为了分析方便，假设运放的开环增益AVO和输入电阻Ri均为无限大，外电路电阻R2=R1||Rf，利用戴维南定理和诺顿定理可得两输入端的等效电压和等效电阻，如下图所示
则可得同相输入端电压
反向输入端电压
因AVO→∞，有V P≈V N，代入得
Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)]
当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为
V o=(1+R f/R1)(V IO+I IO R2)
可见，1+Rf/R1 和R2越大，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
当用作积分运算时，用1/（sC）代替Rf，输出误差电压为
vo(s)=[1+1/( sC R1)][V IO(s)+I IO(s)R2]
当VIO和IIO随时间变化时，即有
由此式可以看出，积分时间常数τ=R1C越小或积分时间越长，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。在理想情况下，V IO和I IO都为0时，输出误差电压也为0。
可以在输入级加一调零电位器，或在输入端加一补偿电压或补偿电流，以抵消V IO和I IO的影响。
问题分析：
实施电压测量时，一般要求测量仪器（电压表）的内阻要远高于被测电路检测点的阻抗，这样才能得到比较准确的测量结果。运算放大器具有极高的输入阻抗和电压增益，其输入端信号极其微弱。通常与输入端相连接的电阻阻值都很大（102—103KΩ），这个阻值已经和模拟式电压表的内阻在同一个数量级，电压表的接入显然会改变电路的工作状态，即使是数字式电压表（内阻MΩ级），也无法在如此高的阻抗下准确测量。
测量方法：
测量运算放大器电路的静态工作点，一般都避免直接测输入端，只测量输出端直流电压，由输出端电压可推算出输入端电压，
推算方法如下：
工作于线性模式（有反馈电阻Rf）时，输出端静态电位与两个输入端静态电位相等，即：Vo=V+=V-；
工作于非线性模式（无反馈电阻Rf）时，输出电压只有两个离散值（高电位Vh 和地电位Vl）：当V+＞V-时，Vo=Vh；当V+＜V-时，Vo=Vl，其中Vh 的数值接近正电源供电电压Vcc，Vl 接近负电源供电电压Vdd（单电源供电时为零电位），具体数值因运算放大器型号不同略有区别。
单电源运算放大器的偏置与去耦电路设计
目前在许多手持设备、汽车以及计算机等设备只用单电源供电，但是单电源容易出现不稳定问题，因此需要在电路外围增加辅助器件以提高稳定性。在电路图1中展示了单电源供电运算放大器的偏置方法，用电阻RA与电阻RB构成分压电路，并把正输入端的电压设置为Vs/2。输入信号VIN是通过电容耦合到正输入端。在该电路中有一些严重的局限性。
首先，电路的电源抑制几乎没有，电源电压的任何变化都将直接通过两个分压电阻改变偏置电压Vs/2，
但电源抑制的能力是电路非常重要的特性。例如此电路的电源电压1伏的变化，能引起偏置电路电压的输出Vs/2变化0.5伏。该电路的电源抑制仅仅只有6dB，通过选用SGM8541运算放大器可以增强电源抑制能力。
图1：单电源供电运算放大器的偏置方法。
其次，运算放大器驱动大电流负载时电源经常不稳定，除非电源有很好的调节能力，或有很好的旁路，否则大的电压波动将回馈到电源线路上。运算放大器的正输入端的参考点将直接偏离Vs/2，这些信号将直接流入放大器的正输入端。
表1：适用于图2的典型器件值。
在应用中要特别注意布局，多个电源旁路电容、星形接地、单独的印制电源层可以提供比较稳定的电路。偏置电路的去耦问题
解答这个问题需要改变一下电路。图2从偏置电路的中间节点接电容C2，用来旁路AC信号，这样可以提高AC的电源抑制，电阻RIN为Vs/2的基准电压提供DC的返回通路，并且为AC输入提供了交流输入阻
抗。
图2：接电容C2来旁路AC信号，提高AC的电源抑制。
这个偏置电路的-3dB带宽是通过电阻RA、RB与电容C2构成的并且等于
此偏置电路当频率在30Hz以内时，没有电源抑制的能力，因此任何在电源线上低于30Hz的信号，能够轻易地加到放大器的输入端。一个通常解决这个问题的方法是增加电容值C2，它的值需要足够的大，以便能有效地旁路掉偏置电路通频带以内的全部噪声。然而在这里比较合理的方法是，设置C2与偏置电路连接点的带宽是十分之一的信号输入带宽，参见图2。
表2：电路图3和4的一些齐纳二极管与Rz电阻值的关系
在有些运算放大器中输入偏置电流比较大是需要考虑的，由于放大器偏置电流的影响，偏置分压电路的分压点将偏离Vs/2，影响了放大器的静态工作点。为了使放大器的静态工作点尽量靠近Vs/2，需要增加平衡电阻，见电路图2。在这个电路中运算放大器选用的是SGM8541，该放大器的输入偏置电流在常温下只有1-2个皮安，几乎为零，因此可以不考虑输入偏置电流带来的误差。但如果工作在非常宽的温度范围(-20℃-80℃)，在放大器的正负输入端加平衡电阻能很好地阻止输入带来的误差。
图3：齐纳二级管偏置电路。
设计单电源运算放大器电路，需要考虑输入偏置电流误差、电源抑制、增益、以及输入与输出线路带宽等等。然而普通的应用设计是可以通过查表来获得，见表1。在单电源电压为15V或12V时偏置分压的两个电阻通常选用100kΩ，这样可以在电源消耗与输入偏置电流误差之间合理的折中。5V单电源偏置分压电阻减小到一个比较低的值，例如42kΩ。还有些在3.3V应用中偏置分压电阻选在27kΩ左右。
齐纳二级管偏置电路
表3：电路参数及期间参数选择。
虽然电阻偏置电路技术成本很低，并且始终能保持运放输出控制在Vs/2，但运放的共模抑制能力完全依靠RA/RB与C2构成的RC时间常数。通过使用C2可以提高至少10倍的RC(RC通过R1/C1与RIN/CIN
的网路构成)时间常数，这将有助于提高共模抑制比。RA与RB在使用100kΩ，并且电路带宽没有降低的时候，C2可以保持相当小的容量。也可以采用其它的方法在单电源中提供偏置电压，并且有很好的电源抑制与共模抑制。比如在偏置电路中可以使用一个齐纳二极管调整偏置电压，提供静态工作点。
图4：利用相同的齐纳二极管的反相放大器电路的偏置方法。
在图3中，电流通过电阻RZ流到齐纳二极管，形成偏置工作点。电容CN可以阻止齐纳二极管产生的噪声通过反馈进入运放。要想实现低噪声电路需要使用一个比10uF还大的CN，并且齐纳二极管应该选择一个工作电压在Vs/2。电阻RZ必须选择能够提供齐纳二极管工作在稳定的额定电压上和保持输出噪声电流比较低的水平上。因为运放的输入电流只有1pA左右，几乎接近零，所以为了减小输出噪声电流，低功耗的齐纳二极管是非常理想的选择。可以选择250mW的齐纳二极管，但为了考虑成本，选择500mW的齐纳二极管也是可以接受。齐纳二极管的工作电流会因制造商的不同有些差别，在应用中一般IZ在
5mA(250mW)与5uA(500mW)之间比较好。
表4：电路参数及期间参数选择
在齐纳二极管的工作极限范围之内，采用下面电路(图3、图4)将有比较好的电源抑制能力。但这个电路有一些缺陷，因为运放输出的静态工作点是齐纳二极管的电压而不是Vs/2。如果电源电压下降，大信号输出的波形将会失真(出现不对称的削顶波形)，此时电路还要消耗更多的电能。电阻RIN与R2应该选择相同的电阻值，防止偏置电流引起更大的失调电压误差。
运算放大器容性负载驱动问题
问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?
答：通常这是无法选择的。在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?
答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。正如图1(b)波特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。从相频特性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。我们可用图1(b)或图1(c)来判断电路的稳定性。从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会不稳定。同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过-180°时，运放会出现振荡。电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。当相位裕度为0时，环路相移为-180°，此运放电路不稳定。通常，当相位裕度小于45°时，会出现问题，例如频响“尖峰”，阶跃响应中的过冲或“振铃”。为了使相位裕度
留有余地，容性负载产生的附加极点至少应比电路的闭环带宽高10倍，如果不是这样电路可能不稳定。
图1 容性负载电路及其波特图
问：那么我应该如何处理容性负载?
答：首先我们应该确定运放是否能稳定地驱动自身负载。许多运放数据手册都给出“容性负载驱动能力”这项指标。还有一些运放提供“小信号过冲与容性负载关系曲线”，从中你可以看到过冲与附加负载电容呈指数关系增加，当达到100%时，运放不稳定。如果有可能，应该使运放过冲远离100%。还应注意这条曲线对应指定增益。对于VFA，容性负载驱动能力随增益成比例增加。所以，如果在增益为1时，VFA可稳定驱动100pF容性负载，那么在增益为10时，便能驱动1000pF容性负载。也有少数运放的产品说明中给出开环输出电阻RO，从而可以计算出上述附加极点的频率fP= 1/2πROCL 。如果附加极点fP大于上述电路带宽10倍，则电路稳定。如果运放的产品说明没有提供容性负载驱动能力或开环输出电阻的指标，也没有给出过冲与容性负载关系曲线，那么要保证电路稳定，你必须对容性负载采取必要的补偿措施。要使标准运放驱动容负载工作稳定有许多处理方法，下面介绍几种。
(1)提高噪声增益法
使低频电路稳定的有效方法，也是设计者常常忽略的方法，就是增加电路的闭环增益(即噪声增益)，而不改变信号增益，这样可在开环增益与反馈衰减到0dB带宽之积恒定条件下降低噪声带宽。具体电路如图2所示。在图2(a)中，在运放的两个输入端之间接电阻RD。此时电路的增益可由给定公式计算。因为是噪声增益而不是信号增益支配稳定性，所以电路稳定性的提高不影响信号增益。为保证电路稳定，最简单的方法是使噪声带宽至少应比容性负载极点频率低10倍频程。
图2 提高效大器噪声增益电路
图3 环路增益波特图
这种方法的缺点是输入端电压噪声和输入失调电压被放大产生附加的输出电压噪声和输出失调电压增加。用一个电容CD与电阻RD串联可以消除附加的直流失调电压，但增加的电压噪声是器件固有的，不能消除。当选用CD时，其电容值应尽可能大。为保证噪声极点至少低于“噪声带宽”10倍，CD最小应取10A NOISE /2πRDGBP。
(2)环路外补偿法
这种方法是在运放的输出端和负载电容之间串入一个电阻RX，如图4所示。虽然RX加在反馈环路的外部，但它可将负载电容产生的附加零点频率fZ作用到反馈网络的传递函数，从而可以减小高频环路相移。为了保证电路稳定，RX的取值应该使附加零点频率至少比运放电路闭环带宽低10倍。电路加入RX 使电路性能不会像方法1那样增加输出噪声，但是从负载端看进去的输出阻抗要增加。由于RX和RL构成分压器，从而会使信号增益降低。如果RL已知并且适当地恒定，那么增益降低值可通提高运放电路的增益来补偿。这种方法用于驱动传输线路非常有用。RL和RX值必须等于电缆的特征阻抗(通常为50Ω和75Ω)，以免产生驻波。因此，先确定RX值，其余其它电阻值要使放大器的增益加倍，用来补偿由电阻分压作用降低的信号增益，从而解决问题。
图4 环路外补偿法
(3)环路内补偿法
如果RL值未知，或者是动态值，那么增益级的有效输出电阻必须很低。在这种情况下，在整个反馈环路内接一个电阻RX是很有用的，如图5所示。在这个电路中，由于直流和低频反馈都是来自负载电阻RL，所以从输入端到负载的信号增益不受分压器RX和RL的影响。
RX=RORGRF
CF=RO+RXRF·CL
在这个电路中外接的电容CF是用来抵消CL产生的附加极点和零点。为了简便起见，CF产生的零点频率应该与CL产生的极点频率相一致，CF产生的极点频率应该与CL产生的零点频率相一致。因此整个传递函数和相频响应好像似没有电容作用一样。为了确保极点和零点作用相互抵消，图5中的方程必须求解准确。还应注意方程成立的条件：RF?鞷O,RG?鞷O，RL?鞷O。如果负载电阻很大，这些条件容易满足。
当RO未知时，计算则很困难。在这种情况下，设计过程变成猜谜游戏。应该注意“SPICE”这个词：
运算放大器的SPICE模型是一种不能精确地表示运放开环输出电阻RO的模型，所以这种模型不能完全取代传统的补偿网络设计方法。还应当强调指出的是，为了采用这种方法，CL必须已知(且为常数)。在许多应用中，放大器驱动一个电路外部的负载，当负载改换时，CL也应该适当变化。只有当CL接入闭环系统时，使用上述电路才最适合。这种在基准电压的缓冲器或倒相器中，驱动一个大的去耦电容。这里CL 是固定值，可以精确地抵消极点和零点的作用。与前两种方法相比，这种方法非常适合用于低直流输出电阻和低噪声的情况。而且像对基准电压源进行去耦的那么大的容性负载(一般几微法)，用其它方法补偿都是不切实际的。
上述三种补偿方法都各有其优点和缺点。为了对你的应用做出最好的选择，应该对它们有足够的认识。这三种方法都适合用于“标准”用法，即单位增益稳定，电压反馈运算放大器(VFA)。对于特殊应用的放大器，读者应该采用其它方法。
问：我的运放有一个“补偿”脚。当驱动容性负载时，为使电路保持稳定，我能用它对运放进行补偿吗? 答：可以。这是对容性负载进行补偿的最简单的方法。现在许多运放都带有使单位增益稳定的内部补偿电路。但是许多运放只有在很高噪声增益下才能一直保持固有的稳定性。这类运放有一个与外部电容相连的引脚，用来减少主极点频率。为了在低增益时工作稳定，外接电容必须靠近这个引脚，以减小增益带宽积。当驱动容性负载时，增加外接电容过补偿)可以提高稳定性，但是带宽降低。
问：到现在为止，你只讨论了VFA的容性负载驱动问题，是吗?那么对于电流反馈运算放大器(CFA)的容性负载驱动问题应如何处理?上述讨论的那些方法，我可以使用吗?
答：当驱动容性负载时，对CFA的一些特性要特别注意，但容性负载对电路的影响是相同的。与运放输出电阻相连的容性负载产生附加极点，从而增加相移并降低相位裕度，有可能产生尖峰、振铃，甚至振荡。但是，因为CFA不存在增益带宽积这个概念(带宽依赖于增益的程度很小)，所以通过简单增加噪声增益的方法，对提高电路稳定性没有显著作用。这样便使第一种方法失效。另外，电容绝不应接入CFA反馈环路，这样又使第三种方法失效。对驱动容性负载的CFA进行补偿最合适的方法是方法2，在环路外串接一个电阻。
问：你上述介绍了一些很有用的方法，但是我还不能处理容性负载驱动问题。另外，我的印制线路板已经制好，并且不想报废。请问是否有驱动容性负载自身很稳定的运放?
答：有。ADI公司提供一些很有用的运放，它们既能驱动“无限制”容性负载，同时又能保持优良的相位裕度，如表1所示。表1还给出了驱动容性负载可高达规定值的另一类运放。所谓驱动容性负载“无限制”并不是
意味着驱动10μF容性负载像驱动阻性负载那样具有相同的转换速率。
11级电路分析基础实验报告 篇一：电路分析基础实验 实验一：基尔霍夫定理与电阻串并联 一、实验目的 学习使用workbench软件，学习组建简单直流电路并使用仿真测量仪 表测量电压、电流。 二、实验原理 1、基尔霍夫电流、电压定理的验证。 解决方案：自己设计一个电路，要求至少包括两个回路和两个节点， 测量节点的电流代数和与回路电压代数和，验证基尔霍夫电流和电压 定理并与理论计算值相比较。 2、电阻串并联分压和分流关系验证。 解决方案：自己设计一个电路，要求包括三个以上的电阻，有串联电 阻和并联电阻，测量电阻上的电压和电流，验证电阻串并联分压和分 流关系，并与理论计算值相比较。 三、实验数据分析 1、基尔霍夫电流、电压定理的验证。
测量值验证 (1)对于最左边的外围网孔，取逆时针为参考方向得：U1-U2-U3?20V-8.889V-11.111V?0故满足KVL。 (2)对于最大的外围网孔，取逆时针为参考方向得： U1?I5?R3-U2?20V?（-0.111?100）V-8.889V?0 (3)对于节点4，取流进节点的电流方向为正得： -I1?I2?I3?（--0.444）A?（-0.222）A?（-0.222）A?0 (4)对于节点7，取流进节点的电流方向为正得： -I3?I4?I5?（--0.222）A?（-0.111）A?（-0.111）A?0 理论计算值 U1?I1?（R1?R2//R3//R4） IU1204 1?（R?A?A 1?R2//R3//R4）459 I3//R4 2?R RR?I?1?4A?2 1A 2?R3//4299 I（I422 3?1-I2）?（9-9）A?9A IR1 312
1. 差分放大器的结构、特点及作用 特点： 差分信号作为输出可以增大最大输出压摆。 差分工作模式，能很好抑制环境噪声（如电源噪声），即所谓的共模抑制。虽然这是以电路面积为代价的，但对于在单端模式时采用其它的方法来抑制环境噪声的干扰的电路面积而言还是较小的。 差分电路还具有偏置电路简单和线性度高等优点。 结构： 应用： 2. 基本差分对中的尾电流源的作用 为差分对提供一个电流源I S ，以使差分对具有固定的尾电流，从而产生独立于输入共模信号V ic 的电流I D1+I D2。 在共模输入时差分对管的工作电流I D1=I D2= I S /2，并且保持恒定； 同理，其共模输出电平也保持恒定，且其值为V DD -RI S /2（R 为负载等效电阻）。 解决了由于差分对管在共模输入时的工作电流变化引起非线性及输出信号失真等。 V i1 V i2 V i1V i2
3. 各类差分放大器的增益（共模增益、差模增益）、输入输出共模电平范围、 线性增益区的范围（对所给电路图分析计算） 双端输入双端输出时的差模电压增益 双端输入单端输出差模电压增益 在理想情况下，由于电路的完全对称性，则当输入共模信号时，由于引起差分对管的每边的输出电压的变化量相等，双端输出的电压为0，故电压增益为0。 理想情况下，单端输出共模小信号增益也为0。 4. 各类差分放大器的失调分析（失调的表示方式、原因，减小失调的方法） P83 减小由于输入差分对管不对称所引起的输入失调电压a 、减小输入差分对管MOS 管的阈值电压差，一种有效的方法就是采用离子注入工艺，使输入差分对管的阈值电压一致性较好。b 、减小失调误差的另一种方法是减小由于差分对管的几何尺寸的不对称引入的误差，这可以增大差分对管的尺寸，从而减小ΔW/W 与ΔL/L 的值（但这会造成输入差分对管具有大的寄生电容）来实现，并且通过提高光刻精度以减小ΔW/W 与ΔL/L 的误差值。 5. 差分放大器共模抑制能力的表示方式 R g V V V m i o o -=-)2)(121R g m 2 1 -
运算放大器组成的电路五花八门，令人眼花瞭乱，是模拟电路中学习的重点。在分析它的工作原理时倘没有抓住核心，往往令人头大。为此本人特搜罗天下运放电路之应用，来个“庖丁解牛”，希望各位从事电路板维修的同行，看完后有所斩获。 遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放大器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比如这是一个同向放大器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出Vo=(1+Rf)Vi，那是一个反向放大器，然后得出Vo=-Rf*Vi……最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾经面试过至少100个以上的大专以上学历的电子专业应聘者，结果能将我给出的运算放大器电路分析得一点不错的没有超过10个人！其它专业毕业的更是可想而知了。 今天，芯片级维修教各位战无不胜的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断”，不过要把它运用得出神入化，就要有较深厚的功底了。 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘掉那些输入输出关系的公式……这些东东只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题）。 好了，让我们抓过两把“板斧”------“虚短”和“虚断”，开始“庖丁解牛”了。 (原文件名:1.jpg)
目录 1. 设计指标 (1) 2. 运算放大器主体结构的选择 (1) 3. 共模反馈电路（CMFB）的选择 (1) 4. 运算放大器设计策略 (2) 5. 手工设计过程 (2) 5.1 运算放大器参数的确定 (2) 5.1.1 补偿电容Cc和调零电阻的确定 (2) 5.1.2 确定输入级尾电流I0的大小和M0的宽长比 (3) 5.1.3 确定M1和M2的宽长比 (3) 5.1.4确定M5、M6的宽长比 (3) 5.1.5 确定M7、M8、M9和M10宽长比 (3) 5.1.6 确定M3和M4宽长比 (3) 5.1.7 确定M11、M12、M13和M14的宽长比 (4) 5.1.8 确定偏置电压 (4) 5.2 CMFB参数的确定 (4) 6. HSPICE仿真 (5) 6.1 直流参数仿真 (5) 6.1.1共模输入电压范围（ICMR） (5) 6.1.2 输出电压范围测试 (6) 6.2 交流参数仿真 (6) 6.2.1 开环增益、增益带宽积、相位裕度、增益裕度的仿真 (6) 6.2.2 共模抑制比（CMRR）的仿真 (7) 6.2.3电源抑制比（PSRR）的仿真 (8) 6.2.4输出阻抗仿真 (9) 6.3瞬态参数仿真 (10) 6.3.1 转换速率（SR） (10) 6.3.2 输入正弦信号的仿真 (11) 7. 设计总结 (11) 附录（整体电路的网表文件） (12)
采用折叠式结构的两级全差分运算放大器的设计 1. 设计指标 5000/ 2.5 2.551010/21~22v DD SS L out dias A V V V V V V GB MHz C pF SR V s V V ICMR V P mW μ>==?== >=±=?≤的范围 2. 运算放大器主体结构的选择 图1 折叠式共源共栅两级运算放大器 运算放大器有很多种结构，按照不同的标准有不同的分类。从电路结构来看, 有套筒 式共源共栅、折叠式共源共栅、增益提高式和一般的两级运算放大器等。本设计采用的是如图1所示的折叠式共源共栅两级运算放大器，采用折叠式结构可以获得很高的共模输入电压范围，与套筒式的结构相比，可以获得更大的输出电压摆幅。 由于折叠式共源共栅放大器输出电压增益没有套筒式结构电压增益那么高，因此为了得到更高的增益，本设计采用了两级运放结构，第一级由M0-M10构成折叠式共源共栅结构，第二级由M11-M14构成共源级结构，既可以提高电压的增益，又可以获得比第一级更高的输出电压摆幅。 为了保证运放在闭环状态下能稳定的工作，本设计通过米勒补偿电容Cc 和调零电阻Rz 对运放进行补偿，提高相位裕量！ 另外，本文设计的是全差分运算放大器，与单端输出的运算放大器相比较，可以获得更高的共模抑制比，避免镜像极点及输出电压摆幅。 3. 共模反馈电路（CMFB ）的选择 由于采用的是高增益的全差分结构，输出共模电平对器件的特性和失配相当敏感，而且不能通过差动反馈来达到稳定，因此，必须增加共模反馈电路（CMFB ）来检测两个输出端
实验七 日光灯电路改善功率因数实验 班级：13电子（2）班 姓名：郑泽鸿 学号：04 指导教师：俞亚堃 实验日期：2014年11月17日 同组人姓名：吴泽佳、张炜林 一、实验目的 ① 了解日光灯电路的工作原理以及提高功率因数的方法； ② 通过测量日光灯电路所消耗的功率，学会使用瓦特表； ③ 学会日光灯的接线方法。 二、实验仪器与元器件 ① 8W 日光灯装置（灯管、镇流器、启辉器）1套； ② 功率表1只； ③ 万用表1只； ④ 可调电容箱1只； ⑤ 开关、导线若干。 三、实验原理 已知电路的有功功率P 、视在功率S 、电路的总电流I 、电源电压U ，根据定义，电路的功率因数IU P S P == ?cos 。由此可见，在电源电压且电路的有功功率一定时，电路的功率因数越高，它占用电源（或供电设备）的容量S 就越少。 在日光灯电路中，镇流器是一个感性元件（相当于电感与电阻的串联），因此它是一个感性电路，且功率因数很低，大约只有0.5～0.6。 提高日光灯电路（其它感性电路也是一样）的功率因数cos φ的方法就是在电路的输入端并联一定容量的电容器，如图1所示。 图1 并联电容提高功率因数电路 图2 并联电容后的相量图
图1中L 为镇流器的电感，R 为日光灯和镇流器的等效电阻，C 为并联的电容器， 设并联电容后电路总电流I ，电容支路电流C I ，灯管支路电流RL I （等于未并电容前电路中的总电流），则三者关系可用相量图如图2所示。 由图2可知，并联电容C 前总电流为RL I ，RL I 与总电压U 的相位差为L ?，功率因数为L ?cos ；并联电容C 后的总电流为I ，I 与总电压U 的相位差为?，功率因数为?cos ；显然?c o s ＞L ?cos ，功率被提高了。并联电容C 前后的有功功率 ??c o s c o s IU U I P L RL ==，即有功功率不变。并联电容C 后的总电流I 减小，视在功率IU S =则减小了，从而减轻了电源的负担，提高了电源的利用率。 四、实验内容及步骤 1．功率因数测试。 日光灯实验电路如图3所示，将电压表、电流表和功率表所测的数据记录于表1中。 图3 日光灯实验电路 W 为功率表，C 用可调电容箱。 表1 感性电路并联电容后的测试数据 并联电容C （μF ） 有功功率P(W) U （V ） I （A ） cos φ 0 38.3 220 0.34 0.48 0.47 38.3 220 0.341 0.48 1 39.3 220 0.292 0.57 2.2 38.7 220 0.225 0.71 2.67 38.3 220 0.225 0.71 3.2 39.1 220 0.209 0.83 4.7 38.1 220 0.19 0.85 5.7 39.1 220 0.215 0.78 6.9 38.5 220 0.27 0.61 7.9 39.3 220 0.3 0.53 10.1 38.9 220 0.432 0.37
影响运放电路的误差的几个主要参数(KCMR,VIO,Iib,Iio等) 1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况 集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。 VP=Vi VN=Vo 共模输入电压为： 差摸输入电压为： 运算放大器的总输出电压为：vo=AVDvID+AVCvIC 闭环电压增益为：
可以看出，Avd和Kcmr越大，Avf越接近理想情况下的值，误差越小。 2.输入失调电压VIO 一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。 解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。 解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即VIO=- VO|VI=0/AVO 输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV 3.输入偏置电流IIB BJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流IBN和IBP。输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。 输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。其值一般为10nA~1uA。 4.输入失调电流IIO 在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即IIO=|IBP-IBN| 由于信号源内阻的存在，IIO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为 1nA~0.1uA。 5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。 设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
一．差分信号的特点： 图1 差分信号 1.差分信号是一对幅度相同，相位相反的信号。差分信号会以一个共模信号 V ocm 为中心，如图1所示。差分信号包含差模信号和公模信号两个部分， 差模与公模的定义分别为：Vdiff=(V out+-V out- )/2，Vocm=(V out+ +V out- )/2。 2.差分信号的摆幅是单端信号的两倍。如图1，绿色表示的是单端信号的摆 幅，而蓝色表示的是差分信号的摆幅。所以在同样电源电压供电条件下，使用差分信号增大了系统的动态范围。 3.差分信号可以抑制共模噪声，提高系统的信噪比。In a differential system, keeping the transport wires as close as possible to one another makes the noise coupled into the conductors appear as a common-mode voltage. Noise that is common to the power supplies will also appear as a common-mode voltage. Since the differential amplifier rejects common-mode voltages, the system is more immune to external noise. 4.差分信号可以抑制偶次谐波，提高系统的总谐波失真性能。 Differential systems provide increased immunity to external noise, reduced even-order harmonics, and twice the dynamic range when compared to signal-ended system. 二．分析差分放大器电路 图2.差分放大器电路分析图
全差分运算放大器设计 岳生生（200403020126） 一、设计指标 以上华0.6um CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： ?直流增益：>80dB ?单位增益带宽：>50MHz ?负载电容：＝5pF ?相位裕量：>60度 ?增益裕量：>12dB ?差分压摆率：>200V/us ?共模电压：2.5V (VDD=5V) ?差分输入摆幅：>±4V 二、运放结构选择
运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的,DSAT N V 之和小于0.5V ，输出端的所有PMOS 管的,DSAT P V 之和也必须小于0.5V 。对于单级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该 要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 三、性能指标分析 1、 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 11 1357 113 51 3 57 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=-+ 第二级增益 9 2 2 9112 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=- + 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r = = ≥++ 2、 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ：
集成运算放大器电路分析及应用（完整电子教案） 3.1 集成运算放大器认识与基本应用 在太阳能充放电保护电路中要利用集成运算放大器LM317实现电路电压检测，并通过三极管开关电路实现电路的控制。首先来看下集成运算放大器的工作原理。 【项目任务】 测试如下图所示，分别测量该电路的输出情况，并分析电压放大倍数。 R1 15kΩ R3 15kΩ R4 10kΩ V2 4 V XFG1 1 VCC 5V U1A LM358AD 3 2 4 8 1 VCC 3 5 2 4 R1 15kΩR2 15kΩ R3 15kΩ R4 10kΩ V2 4 V XFG1 1 VCC 5V U1A LM358AD 3 2 4 8 1 VCC 3 5 2 4 函数信号发生器函数信号发生器 (a)无反馈电阻(b)有反馈电阻 图3.1集成运算符放大器LM358测试电路(multisim) 【信息单】 集成运放的实物如图3.2 所示。 图3.2 集成运算放大 1.集成运放的组成及其符号 各种集成运算放大器的基本结构相似，主要都是由输入级、中间级和输出级以及偏置电路组成，如图3.3所示。输入级一般由可以抑制零点漂移的差动放大电路组成；中间级的作用是获得较大的电压放大倍数，可以由共射极电路承担；输出级要求有较强的带负载能力，一般采用射极跟随器；偏置电路的作用是为各级电路供给合理的偏置电流。
图3.3集成运算放大电路的结构组成 集成运放的图形和文字符号如图 3.4 所示。 图3.4 集成运放的图形和文字符号 其中“-”称为反相输入端，即当信号在该端进入时， 输出相位与输入相位相反； 而“+”称为同相输入端，输出相位与输入信号相位相同。 2.集成运放的基本技术指标 集成运放的基本技术指标如下。 ⑴输入失调电压 U OS 实际的集成运放难以做到差动输入级完全对称，当输入电压为零时，输出电压并不为零。规定在室温(25℃)及标准电源电压下，为了使输出电压为零，需在集成运放的两输入端额外附加补偿电压，称之为输入失调电压U OS ，U OS 越小越好，一般约为 0.5～5mV 。 ⑵开环差模电压放大倍数 A od 集成运放在开环时(无外加反馈时)，输出电压与输入差模信号的电压之比称为开环差模电压放大倍数A od 。它是决定运放运算精度的重要因素，常用分贝(dB)表示，目前最高值可达 140dB(即开环电压放大倍数达 107 )。 ⑶共模抑制比 K CMRR K CMRR 是差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比，即od CMRR oc A K =A ，其含义与差动放大器中所定义的 K CMRR 相同，高质量的运放 K CMRR 可达160d B 。 ⑷差模输入电阻 r id r id 是集成运放在开环时输入电压变化量与由它引起的输入电流的变化量之比，即从输入端看进去的动态电阻，一般为M Ω数量级，以场效应晶体管为输入级的r id 可达104M Ω。分析集成运放应用电路时，把集成运放看成理想运算放大器可以使分析简化。实际集成运 放绝大部分接近理想运放。对于理想运放，A od 、K CMRR 、r id 均趋于无穷大。 ⑸开环输出电阻 r o r o 是集成运放开环时从输出端向里看进去的等效电阻。其值越小，说明运放的带负载能力越强。理想集成运放r o 趋于零。 其他参数包括输入失调电流I OS 、输入偏置电流 I B 、输入失调电压温漂 d UOS /d T 和输入失调电流温漂 d IOS /d T 、最大共模输入电压 U Icmax 、最大差模输入电压 U Idmax 等，可通过器件
加法器及差分放大器项目实验报告 一、项目内容和要求 （一）、加法器 1、任务目的： （1）掌握运算放大器线性电路的设计方法； （2）理解运算放大器的工作原理； （3）掌握应用仿真软件对运算放大器进行仿真分析的方法。 2、任务内容： 2.1 设计一个反相加法器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系:)25(21i i O U U U +-=。 输入阻抗Ω≥Ω≥K R K R i i 5,521。 （2）设计条件 电源电压Ec=±5V ； 负载阻抗Ω=K R L 1.5 （3）测试项目 A ：输入信号V U V U i i 5.0,5.021±=±=，测试4种组合下的输出电压； B ：输入信号V KHz U V U i i 1.0,1,5.021为正弦波±=信号，测试两种输入组合情况下的输出电 压波形。 C ：输入信号V U i 01=，改变2i U 的幅度，测量该加法器的动态范围。 D ：输入信号V U i 01=，V U i 1,2为正弦波，改变正弦波的频率，从1kHz 逐渐增加，步长为 2kHz ，测量该加法器的幅频特性。 2.2 设计一个同相加法器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系：21i i O U U U +=。 （2）设计条件 电源电压Ec=±5V ； 负载阻抗Ω=K R L 1.5 （3）测试项目 A ：输入信号V U V U i i 1,121±=±=，测试4种组合下的输出电压； B ：输入信号V KHz U V U i i 1,1,121为正弦波±=信号，测试两种输入组合情况下的输出电压 波形。 （二）、差分放大器 1、任务目的： （1）掌握运算放大器线性电路的设计方法； （2）理解运算放大器的工作原理； （3）掌握应用仿真软件对运算放大器进行仿真分析的方法。 2、任务内容 2.1 设计一个基本运放差分放大器电路，技术指标如下： （1）电路指标 运算关系:)(521i i O U U U --=。 输入阻抗Ω≥Ω≥K R K R i i 5,521。 （2）设计条件
运算放年夜器组成的电路五花八门，令人眼花瞭乱，是模拟电路中学习的重点。在阐发它的工作原理时倘没有抓住核心，往往令人头年夜。为此自己特搜罗天下运放电路之应用，来个“庖丁解牛”，希望各位从事电路板维修的同行，看完后有所斩获。 遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放年夜器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比方这是一个同向放年夜器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出V o=(1+Rf)Vi，那是一个反向放年夜器，然后得出Vo=Rf*V i……最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾面试过至少100个以上的年夜专以上学历的电子专业应聘者，结果能将我给出的运算放年夜器电路阐发得一点不错的没 有超出10个人！其它专业结业的更是可想而知了。 今天，芯片级维修教各位战无不堪的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断”，不过要把它运用得入迷入化，就要有较深厚的功底了。 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放年夜倍数很年夜，一般通用型运算放年夜器的开环电压放年夜倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压缺乏1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放年夜倍数越年夜，两输入真个电位越接近相等。
“虚短”是指在阐发运算放年夜器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不克不及将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很年夜，一般通用型运算放年夜器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入真个电流往往缺乏1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越年夜，两输入端越接近开路。“虚断”是指在阐发运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不克不及将两输入端真正断路。 在阐发运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘失落什么同向放年夜、反向放年夜，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘失落那些输入输出关系的公式……这些东东 只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放年夜器（其实在维修中和年夜大都设计过程中，把实际放年夜器当作理想放年夜器来阐发也不会有问题）。 好了，让我们抓过两把“板斧”“虚短”和“虚断”，开始“庖丁解牛”了。 令狐采学
全差分套筒式运算放大器设计 1、设计内容 本设计基于经典的全差分套筒式结构设计了一个高增益运算放大器，采用镜像电流源作为偏置。为了获得更大的输出摆幅及差模增益，电路采用了共模反馈及二级放大电路。 本设计所用到的器件均采用SMIC 0.18μm的工艺库。 2、设计要求及工艺参数 本设计要实现的各项指标和相关的工艺参数如表1和表2所示：
3、放大器设计 3.1 全差分套筒式放大器拓扑结构与实际电路 图1 全差分套筒式放大器拓扑结构 图2 最终电路图
3.2 设计过程 在图1中，Mb1和M9组成的恒流源为差放提供恒流源偏置，且M1，M2完全一样，即两管子所有参数均相同。Mb2、M7和M8构成了镜像电流源，M5、M6和M7、M8构成了共源共栅电流源，M1、M2、M3、M4构成了共源共栅结构，可以显著提高输出阻抗，提高放大倍数（把M3的输出阻抗提高至原来的（gm3 + gmb3）ro2倍。但同时降低了输出电压摆幅。为了提高摆幅，控制增益，在套筒式差分放大器输出端增加二级放大。 本设计中功率上限为10mW，可以给一级放大电路分配3mA的电流。设计要求摆幅为3V，所以图1中M1、M3、M5、M9的过驱动电压之和不大于1.8-3/2=0.3V。我们可以平均分配每个管子的过驱动电压。根据漏电计算流公式(1)（考虑沟道长度调制效应），可以计算出每个管子的宽长比。 I D=1 2μn C ox W L (V GS?V TH)2(1+λV DS)(1) 其中，C ox等于ε/t ox，μn和t ox可以从工艺库中查找。 4、仿真结果 经过调试优化之后的仿真结果如以下各图所示： 图3 增益及相位裕度 从图中可以看出，本设计的低频增益达到了74.25dB，达到了预期要求。3dB 带宽为35kHz左右，比较小，可见设计还有改进的余地。 当CL为2pF时，相位裕度： PM=180°+∠βH(ω)=180°?125.5°=54.5° 电源电压为1.8V时，输出摆幅如下图所示，达到了3V。
电路分析基础实验指导书 实验课程名称电路分析基础 院系部机电工程系 指导老师姓名张裴裴 2015 — 2016学年第2学期
实验一直流电路的认识实验 一、实验目的 1.了解实验室规则、实验操作规程、安全用电常识。 2.熟悉实验室供电情况和实验电源、实验设备情况。 3.学习电阻、电压、电流的测量方法，初步掌握数字万用表、交直流毫安表的使用方法。 4.学习电阻串并联电路的连接方法，掌握分压、分流关系。 二、实验仪器 1.电工实验台一套 2.数字万用表一块 3.直流稳压源一台 4.直流电压表一只 5.直流电流表一只 6.电路原理箱（或其它实验设备） 7.电阻若干只 8.导线若干 三、实验步骤 1、认识和熟悉电路实验台设备及本次实验的相关设备 ①电路原理箱及其上面的实验电路版块； ②数字万用表的正确使用方法及其量程的选择； ③直流电压表、直流电流表的正确使用方法及其量程的选择。 2.电阻的测量 （1）用数字万用表的欧姆档测电阻，万用表的红表棒插在电表下方的“VΩ”插孔中，黑表棒插在电表下方的“COM”插孔中。选择实验原理箱上的电阻或实验室其它电阻作为待测电阻，欧姆档的量程应根据待测电阻的数值合理
选取。将数据记录在表1，把测量所得数值与电阻的标称值进行对照比较，得出误差结论。 图1-1 将图1-1所示连成电路，并将图中各点间电阻的测量和计算数据记录在表2中，注意带上单位。 开启实训台电源总开关，开启直流电源单元开关，调节电压旋钮，对取得的直流电源进行测量，测量后将数据填入表1-2中。 （1）按实验线路图1-2连接电路（图中A 、B 两点处表示电流表接入点）。 2 S 2
《电子技术计算机绘图基础》 设 计 报 告 题目：差分放大器仿真 学院：通信与信息工程学院 专业班级：电子信息工程 学号： 学生姓名： 指导教师：
差分放大器的仿真 一、设计描述 1、设计目的和任务 1).熟悉差分放大器的工程估算，掌握差分放大器静态工作点的调整与测试方法。 2).能够掌握差分放大器性能指标的测试方法。 3).能够掌握multisim 和protel 的基本用法，做出Multisim 仿真图、Protel 原理图、PCB 板，从而加深理解差分放大器的性能特点。 4).熟悉常用电子器件的类别、型号、规格、性能及其使用范围，能查阅有关的电子器件图书。 2、原理分析 （1）基本原理 差分放大器是一种特殊的直接耦合放大器，它能有效的抑制零点漂移；它的基本性能是放大差模信号、抑制共模信号；常用共模抑制比来表征差分放大器对共模信号的抑制能力；稳流电阻的增加可以提高共模抑制比；但稳流电阻不能太大，因此采用恒流源取代稳流电阻，从而进一步的提高共模抑制比。 （2）静态工作点的调整 实验电路通过调节电位器R p 使两个三极管的集电极电压相等来调节电路的对称性，完成电路的调零。 （3）静态工作点的测量 静态工作点的测量就是测出三极管各电极对地直流电压V BQ 、V EQ 、V CQ ，从而计算得到V CEQ 和V BEQ 。而测量直流电流时，通常采用间接测量法测量，即通过直流电压来换算得到直流电流。这样即可以避免更动电路，同时操作也简单。 EQ CQ CEQ V V V -= EQ BQ BEQ V V V -= e EQ EQ R V I = C CQ CC CQ )(R V V I -= （4）电压放大倍数的测量 差分放大器有差模和共模两种工作模式，因此电压放大倍数有差模电压放大倍数和共模电压放大倍数两种。 在差模工作模式下，差模输出端U od1是反相输出端，U od2是同相输出端，则差模电压放大倍数为： ud2 ud1ud A A A += ud2 i od2i od1ud1 A U U U U A -=- == 在共模工作模式下，共模输出端U oc1、U oc2均为反相输出端，则共模电压放大倍数为： uc2 uc1uc A A A -= uc2 i oc2i oc1uc1 A U U U U A == = 电路的共模抑制比K CMR 为：
运算放大器基本电路大全 我们经常看到很多非常经典的运算放大器应用图集，但是这些应用都建立在双电源的基础上，很多时候，电路的设计者必须用单电源供电，但是他们不知道该如何将双电源的电路转换成单电源电路。 在设计单电源电路时需要比双电源电路更加小心，设计者必须要完全理解这篇文章中所述的内容。 1．1 电源供电和单电源供电 所有的运算放大器都有两个电源引脚，一般在资料中，它们的标识是VCC＋和VCC－，但是有些时候它们的标识是VCC＋和GND。这是因为有些数据手册的作者企图将这种标识的差异作为单电源运放和双电源运放的区别。但是，这并不是说他们就一定要那样使用――他们可能可以工作在其他的电压下。在运放不是按默认电压供电的时候，需要参考运放的数据手册，特别是绝对最大供电电压和电压摆动说明。 绝大多数的模拟电路设计者都知道怎么在双电源电压的条件下使用运算放大器，比如图一左边的那个电路，一个双电源是由一个正电源和一个相等电压的负电源组成。一般是正负15V，正负12V和正负5V也是经常使用的。输入电压和输出电压都是参考地给出的，还包括正负电压的摆动幅度极限Vom以及最大输出摆幅。 单电源供电的电路(图一中右)运放的电源脚连接到正电源和地。正电源引脚接到VCC＋，地或者VCC－引脚连接到GND。将正电压分成一半后的电压作为虚地接到运放的输入引脚上，这时运放的输出电压也是该虚地电压，运放的输出电压以虚地为中心，摆幅在Vom 之内。有一些新的运放有两个不同的最高输出电压和最低输出电压。这种运放的数据手册中会特别分别指明Voh 和Vol 。需要特别注意的是有不少的设计者会很随意的用虚地来参考输入电压和输出电压，但在大部分应用中，输入和输出是参考电源地的，所以设计者必须在输入和输出的地方加入隔直电容，用来隔离虚地和地之间的直流电压。(参见1.3节) 图一 通常单电源供电的电压一般是5V，这时运放的输出电压摆幅会更低。另外现在运放的供电
全差分运算放大器设计 岳生生（0126） 一、设计指标 以上华CMOS 工艺设计一个全差分运算放大器，设计指标如下： 直流增益：>80dB 单位增益带宽：>50MHz 负载电容：＝5pF 相位裕量：>60度 增益裕量：>12dB 差分压摆率：>200V/us 共模电压：(VDD=5V) 差分输入摆幅：>±4V 运放结构选择
运算放大器的结构重要有三种：（a ）简单两级运放，two-stage 。如图2所示；（b ）折叠共源共栅，folded-cascode 。如图3所示；（c ）共源共栅，telescopic 。如图1的前级所示。本次设计的运算放大器的设计指标要求差分输出幅度为±4V ，即输出端的所有NMOS 管的 ,DSAT N V 之和小于，输出端的所有PMOS 管的 ,DSAT P V 之和也必须小于。对于单 级的折叠共源共栅和直接共源共栅两种结构，都比较难达到该要求，因此我们采用两级运算放大器结构。另外，简单的两级运放的直流增益比较小，因此我们采用共源共栅的输入级结构。考虑到折叠共源共栅输入级结构的功耗比较大，故我们选择直接共源共栅的输入级，最后选择如图1所示的运放结构。两级运算放大器设计必须保证运放的稳定性，我们用Miller 补偿或Cascode 补偿技术来进行零极点补偿。 性能指标分析 差分直流增益 (Adm>80db) 该运算放大器存在两级：（1）、Cascode 级增大直流增益（M1-M8）;（2）、共源放大器（M9-M12） 第一级增益 1 3 5 1 1 1 3 5 7 1 1 3 5 1 3 5 7 5 3 ()m m m o o o o o m m m m o o o o m m g g g g g g G A R r r r r g g r r r r =-=-=- +P 第二级增益9 2 2 9 11 2 9 9 11 ()m o o o m m o o g g G A R r r g g =-=-=-+P 整个运算放大器的增益： 4 1 3 5 9 1 2 1 3 5 7 5 3 9 11 (80)10m m m m overall o o o o m m o o dB g g g g A A A g g g g r r r r == ≥++ 差分压摆率 （>200V/us ） 转换速率（slew rate ）是大信号输入时，电流输出的最大驱动能力。 定义转换速率SR ： 1）、输入级： max 1max |2| Cc out DS C C d SR dt I v I C C = = = 单位增益带宽1m u C g C ω= ，可以得到 1m C u g C ω =
透解放大器 遍观所有模拟电子技朮的书籍和课程，在介绍运算放大器电路的时候，无非是先给电路来个定性，比如这是一个同向放大器，然后去推导它的输出与输入的关系，然后得出Vo=(1+Rf)Vi，那是一个反向放大器，然后得出Vo=-Rf*Vi……最后学生往往得出这样一个印象：记住公式就可以了！如果我们将电路稍稍变换一下，他们就找不着北了！偶曾经面试过至少100个以上的大专以上学历的电子专业应聘者，结果能将我给出的运算放大器电路分析得一点不错的没有超过10个人！其它专业毕业的更是可想而知了。 今天，芯片级维修教各位战无不胜的两招，这两招在所有运放电路的教材里都写得明白，就是“虚短”和“虚断”，不过要把它运用得出神入化，就要有较深厚的功底了。 虚短和虚断的概念 由于运放的电压放大倍数很大，一般通用型运算放大器的开环电压放大倍数都在80 dB以上。而运放的输出电压是有限的，一般在 10 V～14 V。因此运放的差模输入电压不足1 mV，两输入端近似等电位，相当于“短路”。开环电压放大倍数越大，两输入端的电位越接近相等。 “虚短”是指在分析运算放大器处于线性状态时，可把两输入端视为等电位，这一特性称为虚假短路，简称虚短。显然不能将两输入端真正短路。 由于运放的差模输入电阻很大，一般通用型运算放大器的输入电阻都在1MΩ以上。因此流入运放输入端的电流往往不足1uA，远小于输入端外电路的电流。故通常可把运放的两输入端视为开路，且输入电阻越大，两输入端越接近开路。“虚断”是指在分析运放处于线性状态时，可以把两输入端视为等效开路，这一特性称为虚假开路，简称虚断。显然不能将两输入端真正断路。 在分析运放电路工作原理时，首先请各位暂时忘掉什么同向放大、反向放大，什么加法器、减法器，什么差动输入……暂时忘掉那些输入输出关系的公式……这些东东只会干扰你，让你更糊涂﹔也请各位暂时不要理会输入偏置电流、共模抑制比、失调电压等电路参数，这是设计者要考虑的事情。我们理解的就是理想放大器（其实在维修中和大多数设计过程中，把实际放大器当做理想放大器来分析也不会有问题）。 好了，让我们抓过两把“板斧”------“虚短”和“虚断”，开始“庖丁解牛”了。
实验五差动放大电路 (本实验数据与数据处理由果冻提供,仅供参考,请勿传阅.谢谢~) 一、实验目的 1、加深对差动放大器性能及特点的理解 2、学习差动放大器主要性能指标的测试方法 二、实验原理 R P用来调节T1、T2管的静态工作点， V i＝0时， V O＝0。R E为两管共用的发射极电阻，它对差模信号无负反馈作用，不影响差模电压放大倍数，但对共模信号有较强的负反馈作用,可以有效抑制零漂。 差分放大器实验电路图 三、实验设备与器件 1、±12V直流电源 2、函数信号发生器 3、双踪示波器 4、交流毫伏表 5、直流电压表 6、晶体三极管3DG6×3， T1、T2管特性参数一致，或9011×3,电阻器、电容器若干。 四、实验内容 1、典型差动放大器性能测试 开关K拨向左边构成典型差动放大器。 1) 测量静态工作点 ①调节放大器零点
信号源不接入。将放大器输入端A 、B 与地短接，接通±12V 直流电源，用直流电压表测量输出电压V O ，调节调零电位器R P ，使V O ＝0。 ②测量静态工作点 再记下下表。 2) 测量差模电压放大倍数(须调节直流电压源Ui1=0.1V ,Ui2=-0.1V) 3) 测量共模电压放大倍数 理论计算：(r be =3K .β=100. Rp=330Ω) 静态工作点: E3 BE EE CC 212 E3 C3R V )V (V R R R I I -++≈≈=1.153mA I c Q =I c 3/2=0.577mA, I b Q =I c /β=0.577/100=5.77ｕA U CEQ =V cc-I c R c+U BEQ =12-0.577*10+0.7=6.93V 双端输出:(注:一般放大倍数A 的下标d 表示差模,下标c 表示共模,注意分辨) P be B C i O d β)R (12 1 r R βR △V △V A +++- ===-33.71 A c 双 =0.
运算放大器分类总结
一、通用型运算放大器通用型运算放大器 通用型运算放大器就是以通用为目的而设计的。这类器件的主要特点是价格低廉、产品量大面广，其性能指标能适合于一般性使用。例μA741（单运放）、LM358（双运放）、LM324（四运放）及以场效应管为输入级的LF356都属于此种。它们是目前应用最为广泛的集成运算放大器。下面就实验室里也常用的LM358来做一下介绍: LM358 内部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器，适合于电源电压范围很宽的单电源使用，也适用于双电源工作模式，在推荐的工作条件下，电源电流与电源电压无关。它的使用范围包括传感放大器、直流增益模块和其他所有可用单电源供电的使用运算放大器的场合。： 外观管脚图 它的特点如下： ·内部频率补偿 ·直流电压增益高(约100dB) ·单位增益频带宽(约1MHz) ·电源电压范围宽：单电源(3—30V)双电源(±1.5 一±15V) ·低功耗电流，适合于电池供电 ·低输入偏流 ·低输入失调电压和失调电流 ·共模输入电压范围宽，包括接地 ·差模输入电压范围宽，等于电源电压范围 ·输出电压摆幅大(0 至Vcc-1.5V)
大信号频率响应大信号电压开环增益 电压跟随器对小信号脉冲的响应 电压跟随器对小信号脉冲的响应 常用电路： （1）、正向放大器 根据虚短路，虚开路，易知：
（2）、高阻抗差分放大器 电路左半部分可以看作两个同向放大器，分别对e1，e2放大（a+b+1)倍，右半部分为一个差分放大器放大系数为C，因此得到结果： 0 (21)(1) eCeea b （3）、迟滞比较器 将输入电平与参考电平作比较，根据虚短路，虚开路有： 将输入电平与参考电平作比较，根据虚短路，虚开路有： 二、高精度运算放大器 所谓高精度运放是一类受温度影响小，即温漂小，噪声低，灵敏度高，适合微小信号放大用的运算放大器。 高精度运算放大器的运用范畴很广，在产业领域中可用于量测仪器、控