研究生专业课程考试答题册
学号2011261695
姓名李纪波
考试课程高级电力电子线路设计
考试日期2012-9-1
要求：
直流隔离电源变换器设计
一、目的
1．熟悉逆变电路和整流电路工作原理，探究PID闭环调压系统设计方法。
2．熟悉专用PWM控制芯片工作原理及探究由运放构成的PID闭环控制电路调节规律，并分析系统稳定性。
3．探究POWER MOSFET 驱动电路的特性并进行设计和优化。
4．探究隔离电源的特点，及隔离变压器的特性。
二、内容
设计基于脉冲变压器的DC-AC-DC变换器，指标参数如下：
?输入电压：24V~36V；
?输出电压：12V，纹波<1%；
?输出功率：50W
?开关频率：20kHz
?具有过流、短路保护和过压保护功能，并设计报警电路。
?具有隔离功能。
?进行变换电路的设计、仿真（选择项）与电路调试。
第一章绪论
隔离式变换器是由标准的DC-DC变化器拓扑衍生而来的。如广泛应用于小功率（典型值小于100W）场合的反激变换器拓扑。其实是用多绕组电感代替才常用的单绕组电感的buck-boost电路。类似地，广泛用于中大功率场合的正激变换器，是buck的衍生拓扑，其中用变压器代替常用电感（扼流圈）。反激变换器电感其实既起电感也起变压器的作用，它不仅能像所有电感一样存储电磁能量，而且能像变压器一样提供电网隔离（安全需要）。而在正激变换器中，能量存储功能通过扼流圈来实现，变压器提供必要的电网隔离。
注意到在正激和反激变换器中，变压器除了提供必要的电网隔离外，还起到另外一个非常重要的作用，即由变压器“匝比”决定的恒比降压转换功能。匝比由输出（二次）绕组匝数除以输入（一次）绕组匝数得到。于是问题就产生了，理论上，开关变换器可以任意地进行升压或降压变换，为什么我们觉得有必要基于变压器匝比进行降压转换？只要进行简单的计算原因就显而易见——不需要任何辅助设施，只需一个极小的不现实的占空比值，变换器就可以变成一个从极高压输入到极低压输出的降压器。注意到世界上有些地方，最高的电流电网输入可以高达270V（最坏情况下），所以这样的电流电压用传统桥式整流电路整流时，
=的直流电压加在其后的开关变换器电路上，但是相270382V
应的输出电压可能却很低（5V、3.3V、1.8V等）。于是对于已给定最小导通时间的各种典型变换器，特别是当开关器件工作在高频时，所需的电流转换比很难达到要求。所以，在正激和反激变换器中，我们可以直观地认识变压器就是把输入定比近似地降为一个较小的合适值，而变换器则完成其余的工作（包括调节功能）。
第二章电路拓扑及工作原理
2.1 主电路组成和控制方式
图2-1给出了反激（Flyback）PWMDC/DC转换器的主电路及其工作模式的电路。它是由开关管V、整流二极管D1、滤波电容Cf和隔离变压器构成。开关管V按照PWM方式工作。变压器有两个绕组，初级绕组W1和次级绕组W2，两个绕组是紧密耦合的。使用的是普通磁材料和带有气隙的铁心。以保证在最大负载电流时铁心不饱和。
（a）主电路拓扑图
（b）V导通
（c）V关断
图2-1
2.2 电流连续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（a））
图2-2反激变换器线圈电流
1.工作原理
1） 开关模式1（0-Ton ）
在t=0瞬间，开关管V 导通，电源电压Ui 加在变压器初级绕组W1上，此时，在次级绕组W2中的感应电压为221
w i
W u U W =-
，其极性“*”端为正，是二极
管D1截止，负载电流由滤波电容Cf 提供。此时，变压器的次级绕组开路，只有初级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L1，因此初级电流p i 从最小值
min P I 开始线性增加，其增加率为：
1
i
U d i p d t L =
（2-1）
在on t T =时，电流达到最大值m ax P I 。 m a x m i n
1
i
P P
u s U I I D T
L =+
（2-2）
在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为：
()1
i u s U D T W +?Φ=
（2-3）
2）开关模式2（Ton-Ts ）
在t=Ton 时，开关管V 关断，初级绕组开路，次级绕组的感应电动势反向，其极性“*”端为负，使二极管D1导通存储在变压器磁场中的能量通过二极管D2释放，一方面给电容Cf 充电；另一方面也向负载供电。此时只有变压器的次级绕组工作，相当于一个电感，其电感量为L2.次级绕组上的电压为2w o u U =，
次级电流s i 从最大值m ax s I 线性下降，其下降速度为：
02
U dis dt
L =
（2-4） 在1012
i D U U U K =+
时，电流达到最大值m ax s I 。
m a x m
a x
2
(1)o
s s
u s U I I D T L =+-
（2-5）
在此过程中，变压器的铁心被磁化，其磁通Φ也线性增加。磁通Φ的增加量为：
()2
(1)o u s U D T W -?Φ=
-
（2-6）
2.基本关系
在稳态工作时，开光导通铁心磁通的增加量()+?Φ必然等于开关管关断时的减少量()-?Φ，即()()+-?Φ=?Φ，则由式（2-3）和式（2-6）可得
122
1
.
.
111o u
u
i
u
u
U D D W U W D K D =
=
--
（2-7）
式中，1212
W K W =
是变压器初、次级绕组的匝数比。
开关管V 关断时所承受的电压为Ui 和初级绕组W1中感应电动势之和，
即
12
U 1i v i o u
U W U U W D =+
=
-
（2-8）
在电源电压Ui 一定时，开关管V 的电压和占空比Du 有关，故必须限制最大占空比Dumax 的值。二极管D1承受的电压等于输出电压Uo 与输入电压Ui 折算到次级的电压之和，即
1012
i D U U U K =+
（2-9） 负载电流Io 就是流过二极管D1的电流平均值，即
min max 1().(1)2
o s s u I I I D =
+-
（2-10） 根据变压器的工作原理，下面的两个表达式成立：
1m i n 2
m 1m
a x
2m a x
p s p
s W I W I W I W I ==
（2-11）
由以上各式可得
2
m ax 111
m ax 21112.112.i p o u
u
s i
s o u
u
s
U W I I D W D L f U W I I D D W L f =+-=
+
-
（2-11）
2.3 电流断续时反激式变换器的工作原理和基本关系（如图（b ））
如果在临界电流连续时工作，则式（2-7）仍然成立。此时，初级绕组的电流最大值为m ax 1.i p u s
U I D L f =
，则1m ax 21.i s u
s
U W I D W L f =
，负载电流m ax 1(1)
2
o s u I I D =
-，
故有临界连续负载电流：
1
12
(1)2.i
oG o u u s U W I I D D L f W ==
-
（2-12）
在Du=0.5时，oG I 达到最大值
1
12
8.i
oG s U W I L f W =
（2-13） 于是式（2-12）可以写成
max 4(1)oG oG u u I I D D =-
（2-14）
上式就是电感电流临界连续的边界。
在电感电流断续时，o i
U U 不仅与占空比有关，而且还与负载电流o I 有关。可
以求得
2
2
1.2..i u
o s o
U D U L f I =
（2-15）
第三章 电路设计及参数计算
3.1 高频变压器设计
1确定O R V 、Z V 和匝比
最大输入电压时，加在变换器上的直流电压为36V ，我们选用额定值为200V 的mosfet ，此时保留30V 的裕量。此种情况下，漏极电压不能超过170V 。由上分析知，漏极电压为in Z V V +，于是有
3617017036134in Z Z Z V V V V V
+=+≤≤-=
（式3-1）
因为为保证最大占空比小于0.5，需选择标准24V 稳压管。若以Z
O R
V V 为函
数画出上述钳位损耗曲线可发现，在所有情况下，Z
O R
V V =1.4均为消耗曲线上的
明显下降点。因此选择此值作为最优比。则有
0.70.72416.81.4
Z
OR Z V V V V =
=?=?=
（式3-2）
假设12V 输出二极管正向压降为1V ，则匝比为
16.8 1.4
12
O R o D
V n V V =
==+
（式3-3）
2 一次电感设计
由负载功率和电压，可以得到
30 2.512
o I A
=
≈
（式3-4） 一次输出电压为O R V ，负载电流为O R I ，其中
2.5 1.7861.4
o O R I I A
n =
==
（式3-5） 假定设计效率为80%，则可以得到输入功率
3037.580%
0.8
o IN P P W
=
==
（式3-6）
于是可以得到平均输入电流
37.5 2.0818
IN IN IN
P I A V =
==
（式3-7） 平均输入电流与实际占空比D 直接相关。因IN I D
为一次电流斜坡中心值，
且其值与LR I 相等，于是有
1IN O R I I D
D
=-
（式3-8） 解得
2.080.4462.08 1.786
IN IN O R
I D I I =
=
=++
（式3-9） 二次电流斜坡中心值为
4.177.53110.446
o L I I A D
=
=
=--
（式3-10） 一次电流斜坡中心值为
7.53 5.841.29
L LR I I A
n =
==
（式3-11） 根据以上LR I 值，可得所选电流纹波率情况下的峰值电流
1(1) 1.257.539.41P K LR I I A
r
=+
?=?=
（式3-12） 伏秒数为
3
240.446
5352010
on on Et V t Vus
?=?==?
（式3-13） 设计离线式变压器时，因需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种因素，通常将r 值设定为0.5左右。根据“L I ?”规则一次电感为
1535183.25.840.5
p LR
Et L H
I r μ=
?=
=?
（式3-14）
3 磁芯选择
设计磁性元件与特制或成品电感不同，须加气隙以提高磁芯的能量存储能力。若无气隙，磁芯一旦存储少许能量就容易达到饱和。
但对应所需r 值，还应确保L 值大小。若所加气隙太大，则必然导致匝数增多——这将增大绕组的铜耗。另外，增加匝数将使绕组占用更大的窗口面积。故此时必须进行折中选择，通常采用如下公式（一般应用于铁氧体磁芯，且适用于所有拓扑）
2
3
(2)
0.7IN e P r V cm r
f
+=?
?
（式3-15） 其中f 的单位为kHz 。 则前例可得
2
3
(20.5)62.50.727.340.5
20
e V cm +=?
?
=
（式3-16） 于是开始选取这个体积（或接近）磁芯。在U67-27-14中可以找到，其等效长度和面积在他的规格中已给出
2
2.0418.54e e A cm l cm
==
则可得其体积为
3
2.0418.5437.82e e e V A l cm
=?=?=
=（式3-17） 基本满足要求。 下面设计匝数 电压相关方程
L I B T
N A
=
（式3-18）
使B 与L 相关联。由于给定频率的r 和L 表达式等效，故结合这些公式，磁通密度变化取最大值（通过r ），即可得到非常有用的关于r 的电压相关方程式
2(1)(2O N PK e V D N r B A f
?=+
?
???适用于所有拓扑）
（式3-19）
所以若无材料的磁导率、磁 等信息，只要已知磁芯面积Ae 与其磁通密度变换范围，仍能得到所求的匝数值。对于大多数的铁氧体磁芯，不管有无磁隙，磁通密度变化都不能超过0.3T 。所以求解N 为（一次绕组匝数）
4
3
2240.446
n 1+
)21.860.5
20.3 2.0410
2010
p -?=?
=?????（匝
（式3-20）
则12V 输出的二次绕组匝数为
21.8616.951.29
p s n n n
=
=
=匝
（式3-21）
分别取整数为22匝和17匝。
磁隙
最后，必须要考虑到材料的磁导率，L 与磁导率相关的方程有
2
1(
)o e
e
A L N H
z l μμ=
??
（式3-22）
其中，z 为气隙系数
e g
e
l l z l μ+=
（式3-23）
求得
7
4
2
2
6
2
112000410
2.0410
(
)(
)22
18210
18.5410
o e
e
A z N
L l μμπ----????=
??=
????
（式3-24）
所以
3.6z =
（式3-25）
最后，求解气隙长度
18.5420003.60.24118.54
g
g l z l mm +?==
?=
（式3-26）
导线选择
选择一导线，使其交流（AC ）电阻和直流（DC ）电阻之间的关系为1，即
1AC DC
R R =
（式3-27）
趋肤深度，是
0.0468()cm ε=
=
=
（式3-28）
则导线的直径为
220.04680.0936()
l D cm ε==?=
（式3-29）
则裸线面积Aw 为
2
2
3.140.0936
0.006884
4
w D A π?=
=
=
（式3-30）
查导线规则表可得，用20#导线比较合适。
3.2 驱动电路设计
1 UC3845简介
UC3845为美国Unitrode 公司生产的单端输出脉宽调制器。采用dip-8封装，
管脚排列如图3-1所示。
图3-1 UC3845管脚图
UC3845最大占空比为50%。采用固定工作频率脉宽调整方式，内部有5v 精密基准电压。具有完善的欠电压、过电压及过流保护。图3-2所示为UC3845的内部电路框图和引脚图。UC3845的启动电压阀值为8.4v ，关闭电压阀值为7.6v 。
图3-2 UC3845内部电路框图
UC3845的振荡器工作频率由脚4外接电阻Rt 及电容Cr 决定，其频率为：
1.72orc T r
f R C =
（式3-31） 2 驱动电路设计
驱动电路原理图如图3-3所示。电路的工作频率由4脚外接的电阻R8和电容C17决定。UC3845的电流采样回来串电阻R6把采样电压接至3脚。当3脚的采样电压小于1v 时，脉宽调制器正常工作；当脚3的电压等于或大于1v 时，电流采样比较器输出高电平使PWM 锁存器置0而使输出封锁。若故障消失，下一个时钟脉冲到来时将使PWM 锁存器自动复位。
图3-3 驱动电路原理图
本文设计的电路频率为20KHz ，且占空比Dmxa=50%，则UC3845的振荡器工作频率为40KHZ 。电阻R8一般取10k ，则电容C17由式3-31计算可得为4.3nF 。电容C18取为0.1uF 。稳压管VZ2和电阻R3是为了防止脉冲信号电压过高而照成开关管的损坏，对电路进行稳压，考虑到开关所能承受的电压，选取15V 的稳压管，电阻R3=20k 。电阻R15和电容C13组成RC 滤波器对6脚输出的脉冲电压进行滤波，所有R15=15欧姆，C13=4700pF 。通过电容C414和电阻R6接至UC3845的3脚电流检测端构成前沿电路。此电路的主要作用是：在开关管导通和截止的瞬间，会在前端产生一个尖脉冲，此脉冲会产生大于1V 的电压，而3脚电压大于1V 时控制芯片UC3845无法正常工作，为了防止3脚检测到尖脉冲的波形，检测后端加了一耳光RC 的延时电路。选C14=470pF ，R5=1k 。因此延时时间为t=47ns 。
由式3-12知，峰值电流为9.41A ，则
610.106,P 19.419.419.41
p p
V R V I W I ≤
=
=Ω==?= 其功耗为
（式3-32）R6取0.1/10W
3 反馈电路设计
反馈电路是通过输出电压引起光电耦合器PC817二极管-三极管上的电流变化取控制UC3845，调节占空比，达到稳定输出电压的目的。电路核心器件PC817和TL431.
输出经过TL431（可控分流基准）反馈并将误差放大，TL431的沉流端驱动一个光耦的发光部分，而处于电源高压主边的光耦感光部分得到反馈电压，用来调整一个电流模式的PMW控制器的开关时间，从而得到一个稳定的直流电压输出。
电流工作过程：当输出电压有变大趋势时，Vref随之增大导致流过TL431的电流增大，于是光耦发光加强，感光端得到的反馈电压也就越大。UC3845在接受这个变大反馈电压后，在其内部的基准电压进行比较，减小占空比，即减少MOSFET的开关时间，是输出电压随改变而回落。上面的过程在极短的时间内就会达到平衡，平衡时Vref=2.5V，又有WR1=R13，所以输出为稳定的12V。
图3-4 反馈电路原理图
4 电路仿真
结合上述内容可以利用saber仿真软件搭建基于UC3845反激变换器电路图如图3-5所示。
图3-5 saber仿真电路图仿真结果
当输入24V时
输出波形图如图3-6所示
图3-6
当输入36V时
输出波形图如图3-7所示
图3-7 第四章硬件电路实验
调试现场如图4-1所示
当输入为24v时输出波形图如图4-2所示
当输入为31v时输出波形图如图4-3所示
图4-3 输入为31V时输出波形
MOSFET输出方波信号如图4-4所示
图4-4 输入为31V时输出波形
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
确定准谐振反激式变换器主要设计参数的实用方法 准谐振反激式变换器(Flyback Converter)由于能够实现零电压开通，减少了开关损耗，降低了EMI噪声，因此越来越受到电源设计者的关注。但是由于它是工作在变频模式，因此导致诸多设计参数的不确定性。如何确定它的工作参数，成为设计这种变换器的关键，本文给出了一种较为实用的确定方法。 近年来，一些著名的国际芯片供应商陆续推出了准谐振反激式变换器的控制IC，例如安森美的NCP1207、IR公司的IRIS40XX系列、飞利浦的TEA162X系列以及意法半导体的L6565等。正如这些公司宣传的那样，在传统的反激式变换器当中加入准谐振技术，既可以实现开关管的零电压开通，从而提高了效率、减少了EMI噪声，同时又保留了反激式变换器所固有的成本低廉、结构简单、易于实现多路输出等优点。因此，准谐振反激式变换器在低功率场合具有广阔的应用前景。但是，由于这种变换器的工作频率会随着输入电压及负载的变化而变化，这就给设计工作(特别是变压器的设计)造成一些困难。本文将从工作频率入手，详细阐述如何确定准谐振反激式变换器的几个主要设计参数：最低工作频率、变压器初级电感量、折射电压、初级绕组的峰值电流等。 图1是准谐振反激式变换器的原理图。其中： L P为初级绕组电感量，L LEAK为初级绕组漏感量， R P是初级绕组的电阻，C P是谐振电容。 由图1可见，准谐振反激式变换器与传统的反激 式变换器的原理图基本一样，区别在于开关管的 导通时刻不一样。图2是工作在断续模式的传统 反激式变换器的开关管漏源极间电压V DS的波 形图。这里V IN是输入电压，V OR为次级到初级 图1：准谐振反激式变换器原理图。 的折射电压。 由图2可见，当副边绕组中的能量释放完毕之后(即变压器磁通完全复位)，在开关管的漏极出现正弦波振荡电压，振荡频率由L P、C P决定，衰减因子由R P决定。对于传统的反激式变换器，其工作频率是固定的，因此开关管再次导通有可能出现在振荡电压的任何位置(包括峰顶和谷底)。可以设想，如果控制开关管每次都是在振荡电压的谷底导通，如图3所示，那么就可以实现零电压导通(或是低电压导通)，这必将减少开关损耗，降低EMI噪声。实现这一点并不困难，只要增加磁通复位检测功能(通常是辅助绕组来实现)，以便在检测到振荡电压达到最低点时打开开关管，就能达到目的。这实质上就是准谐振反激式变换器的工作原理，前文提到的几种IC均能实现这个功能。由此带来的问题是其工作频率是变化的，从而影响了其它设计参数的确定。 设计参数的确定 设计反激式变换器，通常需要确定以下参数： f S：变换器的工作频率； I PMAX：初级绕组的最大峰值电流；
50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了 电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以
反激变换器拓扑的电路设计 1．介绍反激变换器拓扑在5W到150W的小功率场合中得到广泛的应用。这个拓扑的重要优点是在变换器的输出端不需要滤波电感，从而节约了成本，减小了体积。在以往一些中文参考资料的叙述中，由于同时涉及电路和磁路的设计，容易造成设计过程中的混乱，反激变换器电路本身的一些特性却没有得到应有的体现。在文中，介绍了反激变换器的基本工作原理，对不连续模式反激变换器的设计过程，各参数之间的决定关系作了简练而准确的描述。由于电路设计和磁路设计分别介绍，对读者掌握反激变换器的设计有很好的帮助。 2．不连续模式反激变换器的基本原理反激变换器在开关管导通期间，变压器储能，负载电流由输出滤波电容提供。在开关管关断期间，储存在变压器中的能量转换到负载，提供负载电流，同时给输出滤波电容充电，并补偿开关管导通期间损失的能量。 图1a是反激变换器的基本拓扑。图中有两个输出电路，一个主输出和一个从输出。负反馈闭合环路采样主输出电压V om。V om的采样值与参考值比较，输出的误差信号放大信号控制Q1的导通时间脉冲，使得V om的采样值在电网和负载变化时等于参考电压，从而稳定输出电压。从输出跟随主输出得到相应的调节。 电路的工作过程如下：当Q1导通，所有线圈的同名端（带）相对于非同名端（不带）是负极性。输出整流二极管D1和D2反向偏置，输出负载电流由输出滤波电容C1和C2提供。 在Q1导通期间，Np上施加了一个固定的电压（Vdc-1）（这里假设开关管的导通压降是1V），并且流过以斜率dI/dt=（Vdc-1）Lp线性上升的电流，这里Lp是原边的磁化电感。在导通时间的最后，原边电流上升到Ip=（Vdc-1）Ton/Lp。这个电流代表电感上储存的能量为 （1） 这里E单位焦耳，Lp单位亨，Ip单位安培 当Q1关断，磁性电感上的电流强制使所有线圈上的极性反向。假设这时没有从次级绕组，
反激式变压器设计原理 绿色节能PWM控制器CR68XX CR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片 成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL: 电话/传真：-218 电邮:； MSN: 概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。 特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流 极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制 欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调 输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制 软驱动2000V的ESD保护过载保护 过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装 应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。 兼容型号： SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。 原生产厂家现货热销！-218，。 CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。 绿色节能PWM控制器AC-DC 产品型号功能描述封装形式兼容型号 CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器LD7535/LD7550 OB2262/OB2263 CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848 节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550 SOP-8OB2262/OB2263 CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848 绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755 OB2262/OB2263 CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552
《开关电源》笔记 三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。
反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的，而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中，一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此，典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时，在黑箱估计阶段，应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时，为了变压器能可靠工作，就需要有气隙。 刚开始，在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件，并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边，用Ton=Dmax/f 代到上式中，用已知的电源工作参数，通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50％或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时，电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中，存储在磁心的能量为： (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率，可以使用下式： (27)
所有磁心工作在单象限的场合，都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国))： （28a） 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为G(Wb／cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积，单位为； Bmax——最大磁通密度，单位为T(Wb／m )。 这只是估算的气隙长度，设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值，绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量，单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值，可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).
当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90
【最牛笔记】大牛开关电源设计全过程笔记！ 反激变换器设计笔记 1、概述 开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。 基本的反激变换器原理图如图1 所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。 2、设计步骤
接下来，参考图2 所示的设计步骤，一步一步设计反激变换器 1.Step1：初始化系统参数 ------输入电压范围：Vinmin_AC 及Vinmax_AC ------电网频率：fline（国内为50Hz） ------输出功率：（等于各路输出功率之和） ------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率： 对多路输出，定义KL（n）为第n 路输出功率与输出总功率的比值：
单路输出时，KL（n）=1. 2. Step2：确定输入电容Cbulk Cbulk 的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W 即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2 即可。
一般在整流后的最小电压Vinmin_DC 处设计反激变换器，可由Cbulk 计算Vinmin_DC： 3. Step3：确定最大占空比Dmax 反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM 模式具有更好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM 模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM 模式存储的能量少，故DCM 模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM 模式而言，DCM 模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS 管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM 模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM 模式常被推荐使用在高压小电流输出的场合。
反激式电源变压器设计 峰值电流：IP=2PO/Uin*Dmax*η单位；A PO：输出功率。 Uin：最小直流输入电压。 Dmax：最大占空比。一般为0.45. η：效率。 一次侧电感量：LP= (Vin*Dmax)^2/2*Pin*Fs*Krf 单位；H Dcm: Krf=1 CCM: Krf=0.3-0.5 一次侧匝数：NP=100*IP*LP/ BM *AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH IP: A 二次侧匝数：NS=NP*（UO+UF）/UR UR=UIN*DMAX/1-DMAX UO：输出电压。 UF：输出二极管压降。 UR；反射电压。 DMAX：最大占空比。一般为0.45 反馈匝数：NV=NS*（UV+UFV）/（VO+VF） NV：反馈圈数 NS：次级圈数 UV：反馈电压。 UFV：反馈二极管压降 磁芯气隙：LG={（0.4/3.14）*IP*NP}/BM LG：磁路气隙，单位：CM。 BM：最大磁感应强度；单位：MT。 一次侧电流有效值：IPRMS=IP*√DMAX/3 二次侧电流有效值：IPRMS=（2*IO/1-DMAX）*√DMA X/3 最大磁通密度：BM=100*IP*LP/NP*AE AE：平方厘米 BM：高斯 LP：UH
IP；安倍 1特期拉=1000 毫特斯拉=10000高斯 初级线径：OD=L*（BW-2*M）/NP L：初级层数 BW：骨架宽度MM M：安全边距MM 有效骨架宽度：BE=D*（B-2M） D=层数 B=骨架宽度单位：MM 导线外径DPM：DPM=BE/NP 单位；MM 导线电流验证：J= 1.28*IRMS/DPM^2 IRMS=有效值电流（Ａ） DPM=无绝缘线外径（MM）
基于反激变换器拓扑结构的辅助电源设计 摘要：介绍了反激变换器的基本原理、拓扑结构、应用范围。重点阐述了反激变换器的三种工作模式及在不同模式下的电流、电压变化情况，随后提出了RCD 吸收电路，最后设计出了一种基于反激变换器原理输出 12V和9V直流电源拓扑，重点介绍了TOPSwitch开关控制芯片并详细介绍了辅助电源设计步骤，论证了设计的合理性。 关键词：反激变换器；RCD吸收电路；TOPSwitch；辅助电源 0 引言 反激变换器的拓扑在输出功率为5~150W电源中应用非常广泛。它最大的优点是不需要接输出滤波电感，使反激变换器成本降低，体积减小。这种拓扑广泛应用于高电压、小功率场合（电压不大于5000V，功率小于15W）。当直流输入电压较高（不小于160V）、初级电流适当时，该拓扑也可以用在输出功率达到150W的电源中。由于输出端可不接滤波电感，该拓扑在高压不是很高的场合下很有优势，相反，正激变换器由于输出滤波电感必须承受高压而带来了很多问题。此外，反激变换器不需要高压续流二极管，使它在高电压场合下应用更有利。 输出功率为50~150W且有多组输出的变换器也常常采用这种拓扑。由于不需要输出电感，输入电压和负载变化时反激变换器的各输出端都能很好地跟随调整。 只要变压器匝比取得合适，直流输入从低至5V到常用的有115V交流整流得到的160V的场合，都可采用反激拓扑。若选择合适的匝比，则这种拓扑也可用于由220V交流整流得到的320V的场合。 1反激变换器稳态分析 1.1 反激变换器稳态原理 反激变换器电路拓扑，如图1所示，变压 器兼起储能电感作用。根据电感电流是否连续 将反激变换器分成电感电流连续模式（CCM）、 电流临界连续模式、电流断续模式（DCM）。不 同模式时电感电流波形，如图2所示，图中 i 1，i 2 分别为反激变换器变压器原副边电感电 流，D为开关S的占空图1反激变换器电路拓扑比，Ts为变换器开关周期。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤 齐纳管吸收漏感能量的反激变换器： 0. 设计前需要确定的参数 A开关管Q的耐压值：Vmq B 输入电压范围：Vinmin ～Vinmax C 输出电压V o D 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io） E 电源效率：X F 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C） G 工作频率：f H 最大输出电压纹波：V opp 1. 齐纳管DZ的稳压值Vz Vz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有V inmax + Vz < Vmq × 95% 。 2. 一次侧等效输出电压Vor V or = Vz / 1.4（见注释A） 3. 匝比n（Np/Ns） n = V or / (V o + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。 4. 最大占空比的理论值Dmax Dmax = V or / (V or + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。 一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。 ----------------------------------------------------------------------------- 5. 负载电流Io Io = Po / V o，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。 6. 一次侧有效负载电流Ior Ior = Io / n ，由Ior × Np = Io × Ns得来。 7. 占空比D D = Iin / (Iin + Ior)，其中Iin = Pin / V in，而Pin = Po / X。这里V in取Vinmin。（见注释B） 8. 二次电流斜坡中心值Il Il = Io / (1 - D) 9. 一次电流斜坡中心值Ilr Ilr = Il / n 10. 峰值开关电流Ip k Ipk = (1 + 0.5 × r) × Ilr 11. 伏秒数Et Et = V inmin × D / f ，（Et = V on × Ton = V inmin × D/f） 12. 一次电感Lp Lp = Et / (Ilr × r) 13. 磁芯选择 （1）V e = 0.7 × (((2 + r)^2) / r) × (Pin / f)，V e单位cm^3；f单位KHz，根据此式确定磁芯有效体积V e，寻找符合此要求的磁芯。（见注释D） （2）最适合反激变压器的磁芯是“E Cores”和“U Cores”，“ETD"、”ER"、“RM"这三种用于反激性能一般，而“Planar E”、“EFD"、”EP"、“P"、”Ring"型不适合反激变压器。 （3）材质选锰锌铁氧体，PC40比较常用且经济。 14. 一次匝数Np Np = (1 + 2/r) × (V on × D)/(2 × Bpk × Ae × f)，其中V on = V inmin - Vq，Vq是开关管Q的导通压降；Bpk不能超过0.3T，一般反激变压器取0.3T；Ae是磁芯的有效截面积，从所选磁芯的参数中查的。（公式推导见注释E，说明见注释F） 15. 二次匝数Ns
反激式变换器设计的文献综述 摘要：随着社会的不断发展人们对变开关电源的要求越来越高，市场的竞争也越来越激烈。其中反激式变换器因为有效的提高了开关电源的效率，元器件相对较少，成本较低，结构简单应用范围广等特点越来越受到人们的青睐。本文主要通过对反激式变换器原理的研究，以及结合SABER软件进行反真，设计出一个符合要求的反激式变换器。 关键词：反激式变换器，电流连续工作模式，电流断续工作模式，伏秒平衡 研究背景及目的：随着社会的进步和经济的不断的发展，科学技术的不断进步,特别是在20世纪60年代电力电子学的出现，更完善了电气工程的完整性。各种电力电子装置广泛的应用于高压电流输电，静止无功补偿，电力机车牵引，交直流电力传动，电解，励磁，电加热，高性能交直流电源中。因此，世界各国，都无不看中电力电子学对电气工程的作用。在我国电气工程作为一个一级学科，它包含了两个五个二级学科，即电力系统及其自动化，电机与电器，高电压与绝缘技术，电力电子与电力传动，电工理论与新技术。在这五个学科电力电子学都处于十分特殊的地位。 反激式变换器因为是开关电源的重要组成部分，开关电源的效率直接影响各电器的工作，是衡量电器好坏的重要指标。开关电源的设计若不达标，将会浪费大量的资源，因此设计一个效率高的开关电源尤其重要。反激式转换器又称单端反激式或：‘Buck-Boost’转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导通时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量，其因电路简单，转换效率高损失小，变压器匝数比值小等优点【1】，极大的提高了开关电源的效率，所以反激式变换器日益成为国内外开关电源研究的热点。
连续电流模式反激变压器的设计 ＤｅｓｉｇｎｏｆＦｌｙｂａｃｋＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｗｉｔｈ ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司-万必明 摘要：本文首先介绍了反激变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理，然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词：连续电流模式（不完全能量传递方式）、不连续电流模式（完全能量传递方式）、有效值、峰值． Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ＣｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ＤｉｓｃｏｎｔｉｎｕｉｎｇＣｕｒｒｅｎｔＭｏｄｅｌ、ｖｉｒｔｕａｌｖａｌｕｅ、ｐｅａｋｖａｌｕｅ． 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单，成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱，它特别适合小功率电源以及各种电源适配器．但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计，因为输入电压范围宽，特别是在低输入电压，满负载条件下变压器会工作在连续电流模式（ＣＣＭ），而在高输入电压，轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式（ＤＣＭ）；另外关于ＣＣＭ模式反激变压器设计的论述文章极少，在大多数开关电源技术书籍的论述中，反激变压器的设计均按完全能量传递方式（ＤＣＭ模式）或临界模式来计算，但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况，变压器的工作状态可能不是最佳．因此结合本人的实际调试经验和心得，讲述一下不完全能量传递方式（ＣＣＭ）反激变压器的设计．
二．反激式变换器（ＦｌｙｂａｃｋＣｏｎｖｅｒｔｅｒ）的工作原理 １）．反激式变换器的电路结构如图一． ２）．当开关管Ｑ１导通时，其等效电路如图二（ａ）及在导通时初级电流连续时的波形，磁化曲线如图二（ｂ）． Ｖｄｃ 图一 图二（ａ）
反激式变换器原理设计与实用 1、引言 (1) 2、反激变换器工作原理 (1) 3、工作模式简述 (2) 3.1工作模式介绍 (2) 3.2两种工作模式的区别 (2) 4、反激变压器设计模板 (3) 4.1、确定设计条件 (3) 4.2磁芯的选择 (3) 4.3变压器原这匝数计算 (3) 4.4变压器副边匝数计算 (4) 4.5计算原边电感量 (4) 4.6核算磁感应强度 (4) 4.7选取导线 (4) 4.8核算核算窗口占空系数 (4) 5、反激变换器设计时注意事项 (4) 6 结论 (5) 1、引言 反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。 2、反激变换器工作原理 以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。 由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。 由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。