氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了
大门。连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥
PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。一个750W图腾柱PFC原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。
关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制
I.?简介
当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。世界信息通信技术 (ICT) 生态系
统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司
的数据中心，耗电量即达到40MW。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升。
几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理
器的内核电压。随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级
从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金
级效率要求有关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96%的钛金级峰值效率，对于高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应该达到98.5%及以上，对于低压电路，这个值应该不低于96.4%。发展前景最好的拓扑是无桥PFC电路，它没有全波AC整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。[3] 对于不同无桥PFC的性能评价进行了很好的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源
开关器件为MOSFET或IGBT。大多数钛金级AC/DC整流器设计使用图6中所示的拓扑 [3]，由两个电路升压组成。每个升压电路在满功率下额定运行，不过只在一半AC线路周期内运行，而在另外周期内处于
空闲状态。这样的话，PFC转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值[4]。通常情况下，由于MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数篇论文中已经提到，PFC效率可以达到98.5%-99%。对于高功率应用来说，多个图腾柱升压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS的TM。通过使用这个方法，可以同时实
现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET正在逐渐走向成熟，并且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013上展示了一款峰值效率达到99%的基于GaN的图腾柱CCM PFC [9]。[10-12] 还介绍了GaN器件出色的开关特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN特性，
并且进一步解决应用中存在的顾虑，特别是开关频率和交叉电流尖峰问题，这篇文章讨论了：II. GaN技术概述、III. 图腾柱CCM PFC控制、IV. 实验和V. 结论。
II. GaN技术概述
GaN高电子迁移率晶体管 (HEMT) 首次问世是在2004年。HEMT结构表现出非同寻常的高电子迁移率，这个值所表示的是一个AlGaN和GaN异构表面附近的二维电子气 (2DEG)。正因如此，GaN HEMT也被称为异构FET (HFET)，或者简单地称为FET。基本GaN晶体管结构如图1中所示 [13]。源电极和漏电极穿透AlGaN层的顶部，并且接触到下面的2DEG。这就在源极和漏极之间形成一个低阻抗路径，而也就自然而然地形成了一个D模式器件。通过将负电压施加到栅极上，2DEG的电子被耗尽，晶体管被关闭。增强模式 (E-mode) GaN晶体管器件使用与D-mode GaN器件一样的基底工艺，在一个硅 (Si) 或碳化硅(SiC) 基板顶部培养一层薄薄的氮化铝 (AlN) 绝缘层。然后，高阻性GaN和一个氮化铝镓与GaN的异构体被先后放置在AlN上。源电极与2DEG接触，而漏电极与GaN接触。对于栅极的进一步处理在栅极下形成一个耗尽层。图2中给出了这个基本结构。要接通FET，必须在栅极上施加一个正电压。B．GaN，SiC和Si的物理属性比较
一个半导体材料的物理属性决定了终端器件的最终性能。表1中显示的是影响器件性能的主要属性。
E G是带隙能量。E G>1.4的半导体通常被称为宽带隙材料。E G更大的材料将需要更多的能量来将电子从其键位上断开，以穿越带隙。它具有更低的泄露电流和更高的温度稳定性。E BR是临界区域击穿电压，这个电压会直接影响到电离和雪崩击穿电压电平。V S是饱和速率。峰值电子漂移速率决定了开关频率限值。μ是电子迁移率，它与接通电阻成反比。接通电阻与这个参数之间的关系为?[19]：
与一个Si器件相比，如图3的品质因数中所示，碳化硅的接通电阻减少了大约500倍，而对于一个指定尺寸的半导体来说，GaN的这些值甚至更高。
图3—硅、碳化硅和氮化镓理论接通电阻与阻断电压能力之间的关系?[16]。
过去三十年间，硅 (Si) 在功率应用中占主导地位。但是，随着其性能接近了理论限值，性能方面的提升也变得十分有限。作为2个新兴半导体材料，SiC和GaN看起来似乎是针对未来高性能应用的极有发展前途的候选材料。
C．在FET模式和二极管模式中运行的GaN器件
D-mode和E-mode GaN FET的输出特性如图4中所示 [13]。很明显，D-mode器件使用起来不太方便，其原因在于，将一个功率级连接至DC输入之前，必须在功率器件上施加一个负偏置电压。相反地，E-mode GaN FET，正如MOSFET，通常情况下是关闭的，并且对于应用来说更加友好。然而，常开型GaN器件更加易于生产，并且性能要好很多 [20]。对于一个指定区域或导通电阻，D-mode GaN FET的栅极电荷和输出电容比E-mode GaN FET的少一半。而这在开关电力转换器应用中具有重大优势。对于高压GaN器件来说，大多数供应商正在使用图5中所示的，具有共源共栅LV NMOSFET结构的D-mode GaN。LV NMOS是一种具有低R ds-on和快速反向恢复体二极管的20V-30V硅材料N沟道MOSFET。当把一个正电压施加到GaN共源共栅FET的漏极与源极之间时，内部MOSFET的V ds在FET关闭时开始上升，进而在GaN器件的栅极和源极上形成一个负电压，从而使GaN器件关闭。通常情况下，MOSFET 的V ds将保持几伏特的电压，这个电压足够使GaN器件保持在关闭状态。当施加栅极电压时，MOSFET 被接通，这使得MOSFET的栅极与源极短接，随后，GaN器件被接通。在FET模式下，一个GaN共源共栅FET与具有扩展GaN电压额定值和附加GaN电阻的集成MOSFET的工作方式十分相似。然而，GaN器件决定了输出电容值，而这个值远远小于与之相对应的MOSFET的C oss。GaN器件本身没有体二极管，但是，当反向电流被施加到GaN共源共栅FET上时，MOSFET的体二极管首先导电，而这样实际上就把体二极管的V f施加到GaN器件的栅极上，随后GaN器件被接通。这样的话，低压FET的体二极
管运行为共源共栅开关“体二极管”。由于LV MOSFET的正向压降和Qrr比高压MOSFET要低，所以这样做还是有其实际意义的。出色的体二极管运行方式是GaN共源共栅FET的其中一个主要特性和优势。由
于对GaN共源共栅FET驱动的要求与对于传统MOSFET的要求是一样的，在应用采用方面，MOSFET
的直接简易替换也是GaN共源共栅FET的另外一个优势。共源共栅方法的缺点在于，集成MOSFET必
须在每个开关周期内切换。GaN共源共栅FET继承了MOSFET开关的某些特点，其中包括大栅极电荷与反向恢复。这些特点限制了GaN器件的性能。
D．安全GaN FET
为了克服共源共栅结构的缺点，我们在这里介绍一个全新的安全GaN FET结构（如图6中所示）。
这个安全GaN FET集成了一个常开型GaN器件、一个LV MOSFET、一个启动电路和一个用于GaN器
件的栅极驱动器。MOSFET的功能与其在GaN共源共栅FET结构中的功能一样。它确保常开型GaN器
件在V cc偏置电压被施加前关闭。在Vcc被施加，并且栅极驱动器建立一个稳定的负偏置电压后，启动逻
辑电路将MOSFET打开，并在随后保持接通状态。由于GaN器件不具有少数载子，也就不存在反向恢复，与相对应的MOSFET相比，GaN的栅极电容要少10倍，输出电容要低数倍。安全GaN FET完全涵盖了GaN所具有的优势。出色的开关特性确保了全新的开关转换器性能等级。还应指出的一点是，由于安全GaN FET内没有实际存在的体二极管，当一个负电流流经GaN FET，并且在漏极和源极上产生出一个负
电压时，这个GaN器件的运行方式与二极管一样。GaN FET在Vds达到特定的阀值时开始反向传导，而这个阀值就是“体二极管”正向压降。正向压降可以很高，达到数伏特。有必要接通GaN FET来减少二极管模式下运行时的传导损耗。
III．图腾柱PFC CCM控制
图腾柱PFC是一款不错的测试工具，可以在硬开关模式中对安全GaN FET进行评估。图7中所示的是一个常见的图腾柱PFC电源电路。Q3和Q4是安全GaN FET；Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC线
路频率上开关；而D1和D2是浪涌路径二极管。当AC电压被输入，并且V ac1-V ac2处于正周期内，Q2被接通时，Q4运行为一个有源开关，而Q3运行为一个升压二极管。为了减少二极管的传导损耗，Q4在同
步整流模式中运行。而对于负AC输入周期，此电路的运行方式一样，但是具有交流开关功能。
正如在第II部分中描述的那样，这个“体二极管”具有一个很明显的正压降。这个GaN FET应该在续流期间被接通。为了实现CCM运行，在插入特定的死区时间的同时，有源FET和续流FET分别在占空比D和
1-D内开关。如图8中所示，在重负载下，电感器电流可以全为正，不过在轻负载情况下，这个电流可以
变为负。
特定的负电流对于软开关有所帮助，但是，过高的负电流会导致较大的循环功率和低效率。为了实现最优效率，GaN FET的接通和关闭死区时间需要根据负载和线路情况进行实时控制。由于GaN FET输出电容，C oss，不会随V ds电压的波动而大幅变化，从有源FET关闭到续流FET接通的死区时间T d-on可以计算为，在这里，V o是PFC输出电压，而I L-peak是峰值电感器电流。
在CCM模式下，被定义为续流FET关闭到有源FET接通的死区时间T d-off应该尽可能保持在较小的水平。如图9中所示，当接收到零电流检测 (ZCD) 信号后，相应的PWM随之被斩波，以避免出现一个负电流和循环功率。这样的话，GaN FET运行为一个理想二极管，这通常被称为理想二极管仿真 (IDE)。
为了用理想二极管仿真实现CCM控制，我们选择的是UCD3138，一款融合数字控制器。这个控制器块的功能如图10中所示。PFC的电压环路和电流环路分别由固件和硬件CLA执行。通过采用将ZCD用作触
发信号的一个控制器内部逐周期 (CBC) 硬件，可以实现IDE。
为了最大限度地减少AC输入整流器二极管的传导损耗，如图7中的Q1和Q2所显示的那样，常常用低
R ds_on?MOSFET替换低速整流器二极管。这些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根据AC电压交
叉点检测值，在正负AC输入周期之间变换工作状态。这个任务看似简单，但是，为了实现洁净且平滑的AC交叉电流，应该将很多注意事项考虑在内。交叉检测的精度对于保持正确的工作状态和运行十分重要。这个精度经常受到感测电阻器容差和感测电路滤波器相位延迟的影响。几伏特的计算错误会导致很大的电流尖峰。为了避免由整流器FET提前接通所导致的输入AC短路，必须要有足够的消隐时间让Q1和Q2
关闭，并且应该将这个时间插入到检测到的交叉点上。消隐时间的典型值大约在100μs至200μs之间。由于MOSFET的输出电容，C oss，很明显，Q1和Q2上的电压应该在消隐时间内几乎保持恒定。在互补整
流器FET被接通前，PFC保持在之前的运行状态中，此时，施加到升压电感器上的电压几乎为零，而有
源GaN FET运行在几乎满占空比状态下。在这一点上，接通互补整流器FET，或者在有源开关和同步开
关之间变换GaN FET的这两个功能，会在升压电感器中形成大电压二次浪涌，并因此导致一个较大的电
流尖峰。理论上，在理想AC电压交叉点上同时改变整流器FET和GaN FET工作状态可以避免电流尖峰，并且保持电流环路的负反馈，不过，这在实际环境中很难实现。此外，任何由突然状态变化所导致的电流尖峰会干扰电流环路，并且导致一定的电流振铃级别。[9] 建议在交叉点上使用PFC软启动。顾虑在于，AC交叉检测电路通常具有相位偏移，并且有可能不够精确。过早或过晚的改变状态会导致AC线路短路，或者电流环路正反馈，这会形成电流尖峰。这篇文章内提出的一款全新可靠的控制机制就是为了确保一个平滑的状态改变。图11显示的是状态变化的时序图。
输入AC线路电压V AC_L和中间电压V AC_N被分别感测。得出的两个感测到电压的差值被用于AC电压交叉检测，这实际上是一个差分感测机制。它消除了Y_Cap电流对感测精度的影响。V AC_L-V AC_N的符号被用
来确定输入的正周期和负周期。V AC_L-V AC_N的绝对值与高压线路的AC电压交叉阀值V T_H，以及低压线路的V T_L进行比较，以确定AC电压是否处于交叉区域内。如果回答是肯定的，整流器FET和升压开关均被关闭，而控制环路的积分器被暂停。当AC电压增加，并且存在于交叉区域内时，相应的整流器FET被缓慢接通。通过插入一个适当的值栅极电阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一个短延迟，比如说20μs，在积分器被暂停，并且PWM输出被再次启用前被插入。
IV．实验
为了评估安全GaN FET的性能，并验证CCM图腾柱PFC控制机制，一个运行频率为140kHz的750W PFC电路被设计成一个测试工具。表2中列出了这个电路的主要组件参数。
图12和图13显示的是D-mode GaN FET接通和关闭波形。Vg4是栅极驱动器信号，V ds是漏源电压，而I L是升压电感器电流。
如这些图中所见，GaN FET在dv/dt的值达到79V/ns最大值时的接通时间为7ns。可以在开关结束时观
察到大约10-20V的振铃。这个振铃由H桥跟踪泄露电感和H桥输出高频陶瓷电容器的谐振所导致。在关闭时，Vds缓慢上升，过冲电压大约为20V。dv/dt受到GaN FET输出电容值的限制。零GaN“体二极管”正向恢复特性最大限度地减小了电压过冲幅度。
图14显示的是安全GaN FET“体二极管”正向压降。当“体二极管”传导的电流为2.8A时，可以观察到大约6.6V的正向压降。当GaN被接通时，根据器件R ds_on的不同，这个电压减少到数十mV范围内。一个用DC电流进行的单独测试显示出的正向压降在4.3V至7.3V之间。为了最大限度地减少“体二极管”传导损耗，有必要使用一个良好的SyncFET控制机制。
图15中给出了ST生产的Turbo-2二极管STTH8R06D，Cree生产的SiC二极管C3D04060E，与TI生
产的试验安全GaN之间的反向恢复比较数据。
ST生产的Turbo二极管性能出色，并且在大约10年前，SiC上市时，一直在PFC应用领域占主导地位。ST Turbo二极管关闭缓慢，但是反向恢复十分明显，而SiC二极管具有零反向恢复。无法避免的电路和
器件端子泄露是导致所观察到的振铃的主要原因。TI的试验GaN FET也表现出零反向恢复。由于较大的
C oss，与SiC的结电容相比，观察到一个更大的振铃，但是频率较低。振铃是零反向恢复的一个附带的振铃特性。
图16显示的是由不适当状态变化和控制导致的AC电流尖峰和振铃。在图16上标出了导致每个尖峰和振铃的根本原因。图17显示的是使用本文中所提出的控制方法后洁净且平滑电流波形。
图18和图19显示的是450W低压线路和750W高压线路上的AC电流波形。可以在低压线路上实现
0.999功率因数和3.3%的THD，以及0.995功率因数和4.0% THD。图20显示的是PFC效率曲线。峰值效率在230 V AC输入时达到98.53%，在115V AC输入时达到97.1%。可在轻负载区域内观察到由部分ZVS所导致的低压线路效率尖峰，此时，PFC运行在CCM和DCM边界附近。
V．结论
GaN FET表现出出色的开关特性。用8mm x 8mm QFN GaN FET将PFC的功率推高到750W，并且用早期的试验GaN样片使高压线路输入时的效率达到98.53%，低压线路输入时的效率达到97.1%，这一切从正面反映出GaN FET的潜力。借助安全GaN FET结构，FET具有零“体二极管”反向恢复，这使其成为图腾柱或半桥硬开关应用的理想选择。这些器件在高很多的频率下运行，而又不受反向恢复损耗和明显栅极损耗的影响。它在效率和物理尺寸方面代表了开关转换器性能的全新发展水平。为了尽可能地降低“体二极管”传导损耗，一个高精度和可靠死区时间与IDE控制机制是必须的。一个好的控制器将在确保安全GaN FET应用取得成功方面发挥重大作用。
高精度AC电压交叉检测是在交叉区域内实现平滑AC电流的前提。本文分析了电流尖峰和振铃的根本原因，并给出了一个解决方案。提出的控制机制展示了一个实现平滑电流变换的可靠方法。
基于GaN的图腾柱CCM PFC可以在轻负载时，运行在电压开关为零 (ZVS) 的TM下，实现效率优化。这个控制会复杂得多。我将在另外一篇文章内讨论CCM和电压开关为零 (ZVS) 的TM。
无桥P F C电路说明文稿归稿存档编号：[KKUY-KKIO69-OTM243-OLUI129-G00I-FDQS58-
氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应 用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而 为全新应用和拓扑选项打开了大门。连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN 优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体 开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。一个750W图腾柱PFC原型 机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。 关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制 I.?简介 当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千 英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。 世界信息通信技术 (ICT) 生态系统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司的数据中心，耗电量即达到40MW。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。随着数据存储和通 信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需 要对效率进行空前的改进与提升。 几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳 压电平。下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系 统的电源，以及存储器和处理器的内核电压。随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换 效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金级效率要求有 关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96%的钛金级峰值效率，对于 高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应该达到98.5%及以上，对于低压电路，这个值应该不低于96.4%。发展前景最好的拓扑是无桥PFC电路，它没有全波AC 整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。[3] 对于不同无桥PFC的性能评价进行了很好 的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源开关器件为MOSFET或IGBT。大多数钛金 级AC/DC整流器设计使用图6中所示的拓扑 [3]，由两个电路升压组成。每个升压电路在 满功率下额定运行，不过只在一半AC线路周期内运行，而在另外周期内处于空闲状态。 这样的话，PFC转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值 [4]。通常情 况下，由于MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数 篇论文中已经提到，PFC效率可以达到98.5%-99%。对于高功率应用来说，多个图腾柱升 压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺 点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组 件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM 下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS的TM。通过使用这个方法，可以同时实现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET正在逐渐走向成熟，并且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013上展示了一款峰值效率达到99%的基于GaN的图腾柱CCM PFC [9]。[10-12] 还介绍了GaN器件出色的开关 特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN特性，并且进一步解决应用中存在的顾虑，特 别是开关频率和交叉电流尖峰问题，这篇文章讨论了：II. GaN技术概述、III. 图腾柱CCM PFC控制、IV. 实验和V. 结论。 II. GaN技术概述
(PFC)电路成为人们注意的焦点。设计人员去掉了转换器输入端的常规桥式整流电路,可以减少开关损耗,进一步提高效率。在这样的电路中,不存在由于导通损耗而降低效率的问题,且设计比较简单,需要的元件数量较少。 1没有使用桥式整流电路的电路 2 OCC PFC控制电路
3 常规电路和无桥式整流的电路的效率 PFC电路有一些难点。如图所示,电路的输入端没有二极管组成的桥式整流电路,而是在交流输入边有个升压电感器。在这个电路中,输出和输入并无直接的连接,于是就存在输入电压的感测、电流的感测和电磁干扰噪音等问题。特别是,由于升压电感器放在交流输入这边,因此很难感测作为输入的电网交流电压和电感器上的电流。 1所示的没有使用桥式电路的整流器的工作原理。升压电感器分成两半,形成升压电路。输出电路由个晶体管和个二极管组成。在交流电网电压的每一个半周中,其中一个起有源开关的作用,而另一个就起二极管的简单作用。在这对晶体管中,处于工作状态的那个晶体管,与一个二极管和输入电感器一起,组成升压转换器。输入电流由升压转换器来控制,随着输入电压而变化。 (OCC)方法 PFC电路,最常用的是平均电流控制和峰值电流控制,它们都是使用模拟乘法器的技术。最近,设计人员开始探讨其他的技术,其中包括单周控制的方法,如图所示。 OCC控制方法就很有优势。使用输出电压和电感器中的电流峰值来计算前后衔接的每个周期的占空比,所以,在使用方法时,需要的所有信息是从直流母线电压和电流那里得到的,不需要感测交流电网的电压,从而最大限度地提高了功率因数。而且,占空比控制着升压电路输入和输出之间的关系,电感器中的电流峰值可以自动地跟随输入电压的波形,这样就实现了功率因数校正的功能。由于所有必要的信息都是从电感器中的电流峰值和电压输出那里得到的,因此不需要感测输入电压。 (EMI)的特性一般与功率级的结构有关。对于常规的,输出的地总是通过桥式整流器与输入电网相连,引起共模噪音的唯一寄生电容是晶体管的漏极与地之间的寄生电容。对于不使用桥式整流的电路,其输出相对于作为输入的交流电网来讲是浮动的,这样就有几个寄生参数会引起晶体管漏极和地之间的共模噪音,以及地与输出端之间的共模噪音。在这种情况下,共模噪音比常规电路的共模噪音更加严重。为了解决这个问题,可以在不使用桥式整流的电路中增加两只电容器,在输入交流电网与输出电压的地之间形成一个高频通路。
这里有六种无桥PFC, 分别是: 标准无桥PFC 这种PFC在正负半周的时候, 两个管子一个续流一个充当高频开关 这种拓扑的优点是使用功率元件比较少, 两个管子可以一起驱动, 这简化了驱动电路的设计, 同时让直接使用传统APFC的控制芯片成为可能. 但它同时存在几个问题, 电流流向复杂而且不共地, 电流采样困难, 有较大的共模干扰因此输入滤波器要仔细设计 针对头一个问题, ST公司和IR公司的一些应用文档中已经比较详细的介绍了两种比较可行的采用互感器的方法 双Boost无桥PFC 这种拓扑由标准无桥PFC改良而来, 增加了D3和D4作为低频电流的回路, S1和S2只作为高频开关而不参与低频续流 同标准无桥PFC, S1和S2能同时驱动, 而在两个低频二极管D3和D4之后插入取样电阻又可以像普通PFC简单地传感电流 同时这种拓扑具有更低的工模电流 但是这种拓扑必须使用两个电感, 电流流向有不确定性, 低频二极管和mos的体二极管可能同时导通, 增加了不稳定因素
双向开关无桥PFC S1和S2组成了双向开关, 他们可以同时驱动, 采用电流互感器可以很容易的检测电流, D1和D3为超快恢复二极管, D2和D4可以采用低频二极管 缺点在于整个电路的电势相对于大地都在剧烈变化, 会产生比标准无桥PFC更严重的EMC问题, 输出电压无法直接采样, 需要隔离采样(使用光耦, 但是会增加复杂度) 图腾柱PFC 由标准无桥PFC演化而来, 但是原理稍微改变 D1和D2为低频二极管, S1和S2的体二极管提供高频整流开关作用 这种电路具有较低的EMI, 使用元件较少, 设计可以很紧凑 但是S1和S2需要使用不同的驱动信号, 工频周期不同信号也不一样, 增加了控制的复杂性, S2不容易驱动(可以尝试IR2110等自举驱动芯片) S1和S2如果采用mos, mos的体二极管恢复较慢(通常数百ns)会产生较大的电流倒灌脉冲, 引起很大的损耗, 足以抵消无桥低损耗的优势 S1和S2如果采用IGBT, 虽然其体二极管的性能没问题, 但是其导通压降比较大, 也会产生很高的损耗, 尤其是在低电压输入的情况下 现在有一些国外公司在研制GaN和SiC高性能开关管, 开关速度极快, 没有体二极管反向恢复问题, 这些技术尚在研发中, 现在是在市场上见不到这些产品的. 如果未来这些高性能器件能大规模普及, 图腾柱PFC将有机会成为最流行最高效
无桥PFC方案，99%以上效率
PFC + LLC 原理图 效率99.4% Totem-pole PFC, bridgeless PFC Totem pole PFC, Totem pole boost
1000W 无桥PFC方案 2400W 无桥PFC方案
TPH3006PS TPH3206PS TPH3002PS TPH3202PS TPH3205WS TPH3206LD TPH3202LD
PFC的演变史
1， 传统的，整流流桥+单极PFC
功率不能太大。受限于整流桥的VF及MOSFET的开关损耗。低效
AC
2，传统的大功率方案。采用交错式PFC，
AC
采用两个电感，两个MOSFET，体积加大，功率提升但效率不高。
3，采用无桥PFC，但使用的是硅MOSFET，双电感。
由于硅MOSFET体内寄生二极管太慢Trr及MOSFET的开关损耗较大Qgd 有关。同时必须采用碳化硅二极管（价高） 双电感，体积依然大，硅MOSFET工作在高频损耗太大。
4，采用氮化镓MOSFET，无桥，只需一个电感。
利用氮化镓体内无二极管但有二极管特性特点，及氮化镓低低的开关损 耗特性。很容易实现大功率的无桥PFC，只需一个电感，同时无需用碳 化硅二极管。成本/体积上大大优化。
硅无桥PFC与氮化镓无桥PFC的区别
? ? 传统用的无桥需要2MOSFET，2电感，2碳化硅 二极管（D1,D2)才能实现高效率 采用氮化镓的图腾无桥PFC只要一个电感，2个 氮化镓MOS,另D1,D2可以用二极管也可以从等 同内阻的硅MOSFET以实现更高效率 就现阶段氮化镓无桥的方案已比传统的低了 （传统的会用上两个高碳货硅二极管及多用一 个电感） 同时因氮化镓适合高频。采用氮化镓高频化的 无桥PFC后，体积大大变小，综合成本更有优 势/效率依然很高
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传统Dual‐boost无桥PFCPFC
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此设计是利用氮化镓体内二极管超低的 反向恢复特性来实现高效低成本。
氮化镓的图腾无桥 PFC
PFC是一种解决传统AC整流电路引起的电网污染问题的电路.常规整流滤波电路的整流桥只有在输入正弦波电压接近峰值时才会导通,因此导致了输入电流程严重非正弦性,导致输入产生了大量谐波电流成份,降低了电网的利用率同时有潜在的干扰其他电器的可能.PFC电路通过对输入AC电流进行'整形',使输入电流为近似和输入电压同相位的正弦波,达到了输入功率接近1的可能. 常用的PFC电路均为Boost升压拓扑,根据Boost拓扑在不同工作模式(DCM\BCM\CCM)下的特性不同,控制方法可以分为3种。BCM和CCM采用的较多,BCM为变频控制,可以实现零电压开启(降低开通损耗),但是较高的开关管有效电流限制了它只能在中小功率的场合,大功率场合是CCM的天下。 对于CCM的PFC,主要问题是二极管的反向恢复问题,在反向恢复期间产生的大反向电流会产生额外的损耗还有潜在干扰电路的风险.具体可以通过增加RC电路(有损)或者ZVT技术(无损,但是比较复杂)进行解决,这里暂时不进行讨论。由于PFC通常被设计成宽电压输入模式(85-265V输入)，在低输入电压时输入电流会比较大,当输出功率比较大时,各功率器件尤其是输入整流桥的电流压力和散热压力尤为明显.如下图 当开关管开通时,电流会经过2个低速整流二极管,1个mos管,当开关管关闭的时候,电流会经过2个低速整流管和1个快恢复二极管。对于110V情况下输出1500W的PFC来说,整流桥损耗可达30W左右,是一个相当可观的数字，如果能通过改进拓扑取消掉整流桥,将会极大的提高效率.改进的电路如下图,它在每个正周期内和负周期内等效为1个普通的Boost拓扑:
氮化镓 (GaN)技术由于其出色的开关特性和不断提升的品质，近期逐渐得到了电力转换应用的青睐。具有低寄生电容和零反向恢复的安全GaN可实现更高的开关频率和效率，从而为全新应用和拓扑选项打开了 大门。连续传导模式 (CCM)图腾柱PFC就是一个得益于GaN优点的拓扑。与通常使用的双升压无桥 PFC拓扑相比，CCM图腾柱无桥PFC能够使半导体开关和升压电感器的数量减半，同时又能将峰值效率推升到95%以上。本文分析了AC交叉区域内出现电流尖峰的根本原因，并给出了相应的解决方案。一个750W图腾柱PFC原型机被构造成具有集成栅极驱动器的安全GaN，并且展示出性能方面的提升。 关键字—GaN；PFC；图腾柱；数字控制 I.?简介 当按下智能手机上的一个按钮时，这个手机会触发一个巨大的通信网络，并且连接到数千英里之外的数据中心。承载通信数据时的功耗是不可见的，而又大大超过了人们的想象。世界信息通信技术 (ICT) 生态系 统的总体功耗正在接近全球发电量的10% [1]。单单一个数据中心，比如说位于北卡罗来纳州的脸谱公司 的数据中心，耗电量即达到40MW。另外还有两个位于美国内华达州和中国重庆的200MW数据中心正在建设当中。随着数据存储和通信网络的快速增长，持续运行电力系统的效率变得越来越重要。现在比以前任何时候都需要对效率进行空前的改进与提升。 几乎所有ICT生态系统的能耗都转换自AC。AC输入首先被整流，然后被升压至一个预稳压电平。下游的DC/DC转换器将电压转换为一个隔离式48V或24V电压，作为电信无线系统的电源，以及存储器和处理 器的内核电压。随着MOSFET技术的兴起和发展，电力转换效率在过去三十年间得到大幅提升。自2007年生效以来，Energy Star（能源之星）80 PLUS效率评价技术规范 [2] 将针对AC/DC整流器的效率等级 从黄金级增加到更高的白金级，并且不断提高到钛金级。然而，由于MOSFET的性能限制，以及与钛金 级效率要求有关的重大设计挑战，效率的改进与提升正在变慢。为了达到96%的钛金级峰值效率，对于高压线路来说，功率因数校正 (PFC) 电路效率的预算效率应该达到98.5%及以上，对于低压电路，这个值应该不低于96.4%。发展前景最好的拓扑是无桥PFC电路，它没有全波AC整流器桥，并因此降低了相关的传导损耗。[3] 对于不同无桥PFC的性能评价进行了很好的总结。这个性能评价的前提是，所使用的有源 开关器件为MOSFET或IGBT。大多数钛金级AC/DC整流器设计使用图6中所示的拓扑 [3]，由两个电路升压组成。每个升压电路在满功率下额定运行，不过只在一半AC线路周期内运行，而在另外周期内处于 空闲状态。这样的话，PFC转换器以材料和功率密度为代价实现了一个比较高的效率值[4]。通常情况下，由于MOSFET体二极管的缓慢反向恢复，一个图腾柱PFC无法在连续传导模式 (CCM) 下高效运行。然而，它能够在电压开关为零 (ZVS) 的变换模式下实现出色的效率值。数篇论文中已经提到，PFC效率可以达到98.5%-99%。对于高功率应用来说，多个图腾柱升压电路可以交错在一起，以提高功率水平，并且减少输入电流纹波。然而，这个方法的缺点就是控制复杂，并且驱动器和零电流检测电路的成本较高。此外，因此而增加的功率组件数量会产生一个低功率密度设计。因此，这个简单的图腾柱电路需要高效运行在CCM下，以实现高功率区域，并且在轻负载时切换至具有ZVS的TM。通过使用这个方法，可以同时实 现高效率和高功率密度。作为一款新兴半导体开关，氮化镓 (GaN) FET正在逐渐走向成熟，并且使此类应用成为可能。Transphorm公司已经在APEC 2013上展示了一款峰值效率达到99%的基于GaN的图腾柱CCM PFC [9]。[10-12] 还介绍了GaN器件出色的开关特性，以及应用优势。为了更好地理解GaN特性，
无桥PFC的优势及解决方案 无桥PFC 的优势及解决方案 传统有源PFC 中，交流输入经过EMI 滤波后会经过二极管桥整流器，但在整流过程中存在功率耗散，其中既包括前端整流桥中两个二极管导通压降 带来的损耗，也包括升压转换器中功率开关管或续流二极管的导通损耗。据测算，在低压市电应用(@90 Vrms)中，二极管桥会浪费大约2%的能效。有鉴于此，近年来业界提出了无桥PFC 拓扑结构。实际上，如果去掉二极管整流桥，由此带来的能效提升效果很明显。这种PFC 电路采用1 只电感、两只功率MOSFET 和两只快恢复二极管组成。对于工频交流输入的正负半周期而言，这种无桥升压电路可以等效为两个电源电压相反的升压电路的组合。其中左边 的蓝色方框是PH1 为高电平、MOSFET 开关管M2 关闭时的开关单元，右边的橙色方框是PH2 为高电平、MOSFET 开关管M1 关闭时的开关单元。当PH1 为高电平、PH2 为低电平时，电路工作在正半周期，这时M2 相当于体二极管(body diode)，PH2 通过M2 接地;而当PH1 为低电平、PH2 为高电平时，电路工作在负半周期，这时M1 相当于体二极管，PH1 通过M1 接地。 图：传统的无桥PFC 结构示意图。 相对于传统PFC 段而言，这种无桥PFC 节省了由二极管整流桥导致的 损耗，但不工作MOSFET 的体二极管传递线圈电流。最终，这种结构消除了 线路电流通道中一个二极管的压降，提升了能效。但实际上，这种架构也存在 几处不便，因为交流线路电压不像传统PFC 那样对地参考，而是相对于PFC 段接地而浮动，这就需要特定的PFC 控制器来感测交流输入电压，而这种结构中的简单电路并不能完成这项任务。这种架构也不能方便地监测线圈电流。此
无桥Boost PFC电路的EMI分析（转） 默认分类2010-01-15 12:09:51 阅读250 评论1 字号：大中小订阅 摘要：系统地介绍了目前出现的无桥Boost PFC主电路结构，对它们各自导通路径﹑EMI进行了对比分析。采用两种比较有代表性的无桥拓扑作为主电路结构，控制电路采用单周控制芯片IR1150，设计了试验样机，并对两种PFC电路的EMI进行了 测试分析。 关键词：功率因数校正（PFC ：Power Factor Correction）无桥EMI 1 引言 目前，功率因数校正一直在朝着效率高﹑结构简单﹑控制容易实现﹑减小EMI等方向发展，所以无桥Boost PFC电路[1]作 为一种提高效率的有效方式越来越受到人们的关注。 无桥Boost PFC电路省略了传统Boost PFC电路的整流桥，在任一时刻都比传统Boost PFC电路少导通一个二极管，所以降低了导通损耗，效率得到很大提高，本文就常见的几种无桥Boost PFC电路[2]进行了对比分析，并且对两种比较有代表性的无 桥电路进行了实验验证和EMI测试分析。 2 开关变换器电路的传导EMI分析 电磁干扰(EMI)可分为传导干扰和辐射干扰两种，当开关变换器电路的谐波电平在高频段(频率范围30 MHz以上)时，表现为辐射干扰，而当开关变换器电路的谐波电平在低频段(频率范围0.15～30 MHz)表现为传导干扰，所以开关变换器电路中主要是传导干扰。传导干扰电流按照其流动路径可以分为两类：一类是差模干扰电流,另一类是共模干扰电流。 以图1所示的Boost电路为例对开关变换器电路的EMI进行分析，该电路整流时产生的脉动电流给电路系统引入了大量的谐波，虽然在整流输出侧有一个电解电容C能滤除一些谐波，但是由于电解电容有较大的等效串联电感和等效串联电阻，所以电解电容不可能完全吸收这些谐波电流，有相当一部分谐波电流要与电解电容的等效串联电感和等效串联电阻相互作用，形成差模电流Idm返回交流电源侧，差模电流的传播路径如图1中带箭头的实线所示。开关管的高频通断产生很高的d v/d t，它与功率管和散热器之间的寄生电容Cp相互作用形成共模电流Icm，此共模电流通过散热器到达地，地线的共模电流又通过寄生电容Cg1和Cg2耦合到交流侧的相线和中线，从而形成共模电流回路，共模电流的传播路径如图1中带箭头的虚线所示。 图1 开关变换器的传导EMI传播路径 在主电路参数完全相同的情况下，各种常见无桥Boost PFC电路中形成的差模电流是相同的。而不同的是因开关管的位置以及二极管加入等原因造成的共模电流。所以本文主要分析的的是各种电路结构中共模干扰的情况，各点的寄生电容大小以各点到输入侧零线之间的电位变化大小和频率变化快慢来代替分析[3]。 3 常见无桥Boost PFC电路介绍 最基本的无桥PFC主电路结构如图2所示，由两个快恢复二极管（D1、D2）、两个开关管（S1、S2）电感（L1、L2）等组