電子學
箝位電路及倍壓電路
B09422026 廖家煌
箝位電路實驗
Vs=8Vpp ，100Hz ，弦波 Diode ：1N4007 C=100uF
以直流模式觀察Vs 及Vo
Fig.1
VOFF = 0
電路分析：
當輸入電壓Vs 在正半週時，二極體導通，電容開始充電，電容會充電至輸入電壓的峰值Vs ，而輸出的電壓為0V ，輸入電壓Vs 在負半週時，二極體逆偏而不導通，電容開始放電，而放電
時的電壓峰值依然維持Vs ，所以輸出電壓為-2Vs 。 Pspice 模擬波形：
示波器截圖：
Fig.2
T i m e
5m s 10m s
15m s
20m s
25m s
30m s
35m s
40m s
45m s
50m s
V (s :+,-
) V (O ,0)
-8.0V
-6.0V -4.0V -2.0V 0V 2.0V 4.0V (27.49m ,-.324)
(2.479m ,687.43m )
(17.48m ,-3.96)
(2.50m ,3.96)
VOFF = 0
電路分析：
當輸入電壓Vs 在負半週時，二極體導通，電容開始充電，電容會充電至輸入電壓的峰值Vs ，而輸出的電壓為0V ，輸入電壓Vs 在正半週時，二極體逆偏而不導通，電容開始放電，而放電時的電壓峰值依然維持Vs ，所以輸出電壓為2Vs 。 Pspice 模擬波形：
示波器截圖：
T i m e
5m s 10m s
15m s
20m s
25m s
30m s
35m s
40m s
45m s
50m s
V (s :+,-) V (O ,0)
-4.0V
-2.0V 0V 2.0V 4.0V 6.0V 8.0V (27.436m ,-8.729m )
(2.53m ,7.298) (17.52m ,-3.96) (12.479m ,3.6)
Fig.3
VOFF = 0
Vb=2V 電路分析：
當輸入電壓Vs 在負半週時，二極體導通，電容開始充電，電容會充電至Vs-Vb ，所以Vs=-Vb ，輸入電壓Vs 在正半週時，二極體逆偏而不導通，電容開始放電，輸出電壓為Vs+(Vs-Vb)=2Vs-Vb 。 Pspice 模擬波形：
示波器截圖：
倍壓電路實驗
Fig.4
Vs=8Vpp ，100Hz ，弦波 Diode ：1N4007
T i m e
10m s
15m s
20m s
25m s
30m s
35m s
40m s
45m s
50m s
V (O ,0)
-2.0V 0V
2.0V 4.0V 6.0V 8.0V (17.431m ,-20.64m )
12.50m ,758)
C1=C2=100uF
FREQ = 100Hz
VAMPL = 4Vpp VOFF = 0
C1D2
電路分析：
輸入電壓Vs 在負半週時，D1導通而D2不導通，此時C1會充電至Vs ，Vs 在正半週時，D1不導通而D2導通，此時C2會充電而C1會放電，因為C2充電時有加上C1所放的電壓Vs ，所以C2最高充電到2Vs 。 Pspice 模擬波形：
T i m e
10m s 20m s
30m s
40m s
50m s
60m s
70m s
80m s
90m s
10m s
V (s :+,-
) V (O ,0)
-4.0V
-2.0V 0V 2.0V 4.0V 6.0V 8.0V
示波器截圖：
倍压整流电路工作原理
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倍压整流电路：利用滤波电容的存储作用，由多个电容和二极管可以获得几倍于变压器副边电压的输出电压，称为倍压整流电路。电路如图下所示。
T i m e
50m s 10m s
150m s
20
m s 250m s
30m s
350m s
40m s
450m s
50m s
V (s :+,-
) V (O ,0)
-4.0V
-2.0V 0V 2.0V 4.0V 6.0V 8.0V
二倍压整流电路其工作原理
★当u2正半周时节，电压极性如图所示，D1导通，D2截止；C1充电，电流方向和C1上电压极性如图所示，C1电压最大值可达。
★当u2负半周时节，电压极性如图所示，D2导通，D1截止；C2充电，电流方向和C2上电压极性如图所示，C2电压最大值可达。
可见，对电荷的存储作用，使输出电压（即C2上的电压）为变压器副边电压的两倍，利用同样原理可以实现所需倍数的输出电压。
多倍压整流电路其工作原理
如上图所示为多倍压整流电路，在空载情况下，根据上述分析方法可得，C1上的电压为，C2～C6上的电压为。因此，以C1两端作为输出端，输出电压的值为；以C2两端作为
输出端，输出电压的值为；以C1和C3上电压相加作为输出，输出电压的值为……，依此类推，从不同位置输出，可获得的4、5、6倍的输出电压。
倍压整流电路原理仿真及应用
孙淑惠（秦皇岛燕大汽车附件厂，066004）
摘要：利用戴维南定理巧妙地分析了典型的二倍压电路与多级倍压电路产生原理，并通过电子电路仿真软件Multisim10.0进行了仿真。最后，通过故障实例介绍了实际应用。
关键词：戴维南定理；倍压电路；仿真及应用
中图分类号：TN86 文献标识码：A 文章编号：
1004-0420(2009)02-0008-03
Simulation and application of principles in multiple voltages rectifying
circuit
SUN Shu hui
（Qinhuangdao Yanda Automotive Components Co., Ltd, 066004）
Abstract：This paper analyzed skillfully procreant principles of the typical double voltage and multilevel multiple volt age by Thevenin's theorem, and carry through simulation by using electron circuit simulation software Multisim 10.0. At last, this paper introduces practical application of multiple voltage rectifying circuit by fault example.
Key words：Thevenin's theorem; multiple-voltage circuit; simulation and application
0引言
在许多仪器设备当中，如静电喷涂等，需要高电压。升压变压器升压能力有限，且电路中整流元件的耐压相对较低，很难满足实际生产的需要。而倍压电路，主要由多只电容与二极管构成，基于电容的储能作用，共同形成倍压整流电路。倍压整流电路有多种结构，可以按输出电压是输入电压的倍数分为二倍压，三倍压及多倍压电路。戴维南定理指出：任何线性含源一端口网络对于外部性能来说，可以用一个电压源等效代替[1]
1倍压整流电路的工作原理
1.1二倍压整流电路的工作原理
二倍压整流电路的典型结构如图1所示。假定电路中所有元器件都是理想的，不考虑电路中的纹波现象等因素，因此该电路可以等效为普通线性电路。
图1中，Uin为输入电压，C1、C2为电容，D1、D2为二极管，RL为负载，Uout为输出。假设变压器副边电压的有效值为U，最大值为U max=2U。
第一个半周时：副边电压为上正下负，电流依次通过C1、D1，也就是1、2、5、6节点为C1充电。当C1=Umax时充电结束。由于D1两端电压相等，所以C2不充电。
图1二倍压整流电路的典型原理图第二个半周时：副边电压为上负下正，由于D1反向，所以2、5不通。电流依次通过C2、D2、C1，也就是6、5、4、3、2、1节点为C2充电。此时C1两端电压与U电压方向一致，根据戴维南定理，C1将等价于恒压源，并且Umax+UC2+UC1=0，所以UC2=-2Umax，即C2的极性为左正右负。
通过分析，一个周期后，电容充电结束，节点4得到-2Umax电压，即Uout输出为二倍压。
1.2多级倍压整流电路的工作原理
倍压电路通常是每2倍速称为一阶，用n表示。如上述电路中n=1。多倍压整流电路是指n大于1时的倍压整流电路。在多级倍压整流电路中，n=3即六倍压整流电路是一个典型的例子。本文将以六倍压整流电路为例，分析其工作原理，其典型原理图如图2所示。
图2六倍压整流电路的典型原理图
图2中：Uin为输入电压；C1~C6为电容；D1~D6为二极管；RL为负载；Uout为输出。假设变压器副边电压的有效值为U，最大值为Umax=2U。
第一个半周时：副边电压为上正下负，电流依次通过C1、D1，也就是1、2、13、14节点为C1充电。根据戴维南定理，UC1-Umax=0。充电结束时，UC1=Umax。由于D1两端电压相等，所以C2不充电。充电完成后，电路如图3所示。
图3第一半周充电后状态
第二个半周时：副边电压为上负下正，由于D1反向，所以2、13节点间不通。电流依次通过C2、D2、C1，也就是依次通过14、13、12、3、2、1节点为C2充电。此时C1两端电压与U电压方向一致，根据戴维南定理，C1将等价于恒压源。并且Um ax+UC1+UC2=0，所以UC2=-2Umax，即C2的极性为左正右负。充电完成后，电路如图4所示。
图4第二半周充电后状态
第三个半周时：副边电压再次为上正下负，由于D2反向，所以3、12节点间不通。同时，在由1、2、13、14组成的节点网络里，13节点的电压为0，而2点的电压也因副边电压与C1两端电压方向相反，而相互抵消，也为0，从而2、13节点也不通。所以电流依次通过C1、C3、D3、C2，也就是依次通过1、2、3、4、11、12、13、14节点为C3充电。此时C1两端电压与U电压方向一致，根据戴维南定理，C1、C2将等价于恒压源。并且UC2+UC3-UC2-Umax=0，所以UC3=UC2=-2Umax，即C3的极性与电源的极性相反，为左正右负。充电完成后，电路如图5所示。
图5第三半周充电后状态
第四到第六个半周时：类似于前三个半周。第六个半周充电完成后，电路如图6所示。
图6第六半周充电后状态
通过上述分析，三个周期后，电路中电容充电结束，节点8得到3倍-2Umax电压，即Uout输出为
负六倍电压。
2 倍压整流电路的仿真
2 1Multisim 10.0 简介
Electronics Workbench是加拿大IIT公司于20世纪80年代末推出的电子线路仿真软件。现已与NI公司合作，推出Ni Electronics Workbench Circuit Design Suite V10.0版本，也称为Multisim 10.0。它可以对模拟、数字和模拟/数字混合电路进行仿真，克服了传统电子产品的设计与仿真受实验室客观条件的局限性，用虚拟的元件搭建各种电路，用虚拟的仪表进行各种参数和性能指标的测试，因此，在电子工程设计和仿真中得到广泛应用[2]。
2.2二倍压整流电路的仿真
在Multisim V10中搭建二倍压整流电路仿真平台如图7所示。
图7二倍压整流仿真电路
图7中电源为220 V，50 Hz交流电，T1为理想升压变压器，原副线圈匝数比为1/5，理想电容为
4.3 nF，D1与D2为理想二极管。
图8二倍压整流电路仿真曲线
二倍压输出的理论值为：Uout=-220×2×N×2=-3.111 kV（其中N为变压器升压比）。二倍压整流电路仿真曲线如图8所示。由仿真曲线可以看出，第一个半周得到的电压为-1.533 kV，两个半周后电压为-3.110 kV，接近理论输出值。两个半周后，充电基本结束。（注：图中的△表示一个半周标志；横坐标中的时间是指仿真时间；图中波形有曲线，这表明电容在充放电过程中是属于非线性的。）
2.3六倍压整流电路的仿真
在Multisim V10中搭建六倍压整流电路仿真平台如图9所示。
图9六倍压整流电路仿真
图9中电源为220 V，50 Hz交流电，T1为理想升压变压器，原副线圈匝数比为1/5，理想电容为4.3 nF，D1与D2为理想二极管。六倍压输出的理论值为：Uout=-220×2×N×6=-9.334 kV（其中N为变压器升压比）。
六倍压整流电路输出波形如图10所示。由仿真曲线可以得出，六个半周后得到电压为-9.31 kV，接近理论输出值。说明六个半周后，电路基本充电结束。
图10六倍压整流电路仿真曲线
3 实际应用
手提式粉末静电喷涂设备，所用高压发生器，是利用恒压变压器稳压，高压器调压来实现由零至全电压供电的高压特性的[3]。其电气原理简图如图11所示。
图11高压静电发生器的电气原理简图
下面通过故障实例，配合上述原理分析与仿真，来简要说明倍压整流电路的实际应用。
故障现象：调节静电电压至最大值100 kV，而静电电压表指示接近45 kV，静电小，喷涂效果差。
故障分析：静电电压低，故障点肯定出现在高压发生器本体上。从原理图中不难判断这是一个7倍压
整流电路。假设变压器T副边电压的有效值为U，最大值为Umax=2U。那么节点1处的电压为-Umax，节点3处的电压为-3Umax，节点5处的电压为-5Umax，节点Uout处的电压为-7Umax。设静电电压为45 kV时的倍压倍数为n，则有下面的不等式成立，即：
n7＜45100
所以n=3。也就是说，最后得到的静电电压为节点3处的电压值。分析是高压整流硅堆D3被击穿。处理措施：
a.打开高压发生器的下半部分，将高压发生器本体从油箱中提出；
b.用高压摇表摇测高压整流硅堆D3，其正反两端电阻均为零。测量其它元件均正常；
c.更换高压整流硅堆D3，并安装好高压发生器。上电后，一切正常。
4 结束语
本文以二倍压与六倍压电路为例，巧妙地利用了戴维南定理进行了理论分析，并利用Multisim 10.0电子电路仿真软件进行了仿真，直观地展示了倍压电路形成的全过程。在实际应用当中，如果增加倍压的级数，或适当地调整升压的倍数，那么该电路就能够形成超过100 kV的电压，完全满足静电喷涂设备的需要。
参考文献：
[1]邱关源.电路（第四版）[M]. 北京：高等教育出版社，1999.
[2]聂典. Multisim9计算机仿真在电子电路设计中的应用[M].北京：电子工业出版社，2007.
[3]曲振江. 高压静电设备中倍压整流电路的工作状态分析[J]. 高电压技术，2005，31(10).
Best regards,
何凤玲 / 研发部
惠阳帝宇工业有限公司
Tel: 86-752-312 5585 Ext. 6505
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倍压整流电路 倍压整流电路图:如果对电源质量要求不是很高，且功率要求也不是很大，但却不容易得到的相对较高电压的话。如1200伏，要想买相应的变压器是很不容易的。这时不烦考虑使用倍压整流电路，象有些示波器里面的高压就是采用这种电路。以下举个简单的五倍压电路，需要更高的电压不烦依次类推。 五倍压整流电路（交流输入，直流输出） 图5一14是二倍压整流电路。电路由变压器B、两个整流二极管D1、D2及两个电容器C1、 C2组成。其工作原理如下： e2正半周（上正下负）时，二极管D1导通，D2截止，电流经过D1对C1充电，将电容Cl上的电压充到接近e2的峰值，并基本保持不变。e2为负半周（上负下正）时，二极管D2导通，Dl截止。此时，Cl上的电压Uc1＝与电源电压e2串联相加，电流经D2对电容C2 充电，充电电压Uc2＝e2峰值＋1．2E2≈。如此反复充电，C2 上 的电压就基本上是了。它的值是变压器电级电压的二倍，所以叫做二倍压整流电路。
在实际电路中，负载上的电压Usc=2X1.2E2 。整流二极管D1和D2所承受的最高反向电压均为。电容器上的直流电压Uc1=，Uc2=。可以据此设计电路和选择元件。 在二倍压整流电路的基础上，再加一个整流二极管D3和－个滤波电容器C3，就可以组成三倍压整流电路，如图5-15所示。三倍压整流电路的工作原理是：在e2的第一个半周和第二个半周与二倍压整流电路相同，即C1上的电压被充电到接，C2上的电压被充电到接近。当第三个半周时，D1、D3导通，D2截止，电流除经D1给C1充电外，又经D3给C3 充电，C3上的充电电压Uc3= e2峰值＋Uc2一Uc1≈这样，在RFZ，，上就可以输出直流电压Usc＝Uc1i＋Uc3 ≈＋＝3√2 E。，实现 三倍压整流。 在实际电路中，负载上的电压Ufz≈3x1.2E2整流二极管D3所承妥的最高反向电压也是 电容器上的直流电压为。 照这样办法，增加多个二极管和相同数量的电容器，既可以组成多倍压整流电路，见图5一16。当n 为奇数时，输出电压从上端取出：当n 为偶数时，输出电压从下端取出。 必须说明，倍压整流电路只能在负载较轻（即Rfz较大。输出电流较小）的情况下工作，否则输出电压会降低。倍压越高的整疏电路，这种因负载电流增大影响输出电压下降的情况越明显。 用于倍压整流电路的二极管，其最高反向电压应大于。可用高压硅整流堆，
倍压整流电路原理 (1)负半周时,即A为负、B为正时,D1导通、D2截止,电源经D1向电容器C1充电,在理想情况下,此半周内,D1可瞧成短路,同时电容器C1充电到Vm,其电流路径及电容器C1的极性如上图(a)所示。 (2)正半周时,即A为正、B为负时,D1截止、D2导通,电源经C1、D1向C2充电,由于C1的Vm再加上双压器二次侧的Vm使c2充电至最高值2Vm,其电流路径及电容器C2的极性如上图(b)所示、 其实C2的电压并无法在一个半周内即充至2Vm,它必须在几周后才可渐渐趋近于2Vm,为了方便说明,底下电路说明亦做如此假设。 如果半波倍压器被用于没有变压器的电源供应器时,我们必须将C1串联一电流限制电阻,以保护二极管不受电源刚开始充电涌流的损害。 如果有一个负载并联在倍压器的输出出的话,如一般所预期地,在(输入处)负的半周内电容器C2上的电压会降低,然后在正的半周内再被充电到2Vm如下图所示。 图1 直流半波整流电压电路 (a)负半周(b)正半周 图3 输出电压波形 所以电容器c2上的电压波形就是由电容滤波器过滤后的半波讯号,故此倍压电 路称为半波电压电路。
正半周时,二极管D1所承受之最大的逆向电压为2Vm,负半波时,二极管D2所承受最大逆向电压值亦为2Vm,所以电路中应选择PIV 2Vm的二极管。 2、全波倍压电路 图4 全波整流电压电路 (a)正半周(b)负半周 图5 全波电压的工作原理 正半周时,D1导通,D2截止,电容器C1充电到Vm,其电流路径及电容C1的极性如上图(a)所示。 负半周时,D1截止,D2导通,电容器C2充电到Vm,其电流路径及电容C2的极性如上图(b)所示。 由于C1与C2串联,故输出直流电压,V0=Vm。如果没有自电路抽取负载电流的话,电容器C1及C2上的电压就是2Vm。如果自电路抽取负载电流的话,电容器C1及C2上的电压就是与由全波整流电路馈送的一个电容器上的电压同样的。不同之处就是,实效电容为C1及C2的串联电容,这比C1及C2单独的都要小。这种较低的电容值将会使它的滤波作用不及单电容滤波电路的好。 正半周时,二极管D2所受的最大逆向电压为2Vm,负半周时,二极管D1所承受的最大逆向电压为2Vm,所以电路中应选择PVI 2Vm的二极管。
倍压整流电路原理 时间：2009-02-20 14:10:59 来源：资料室作者： （1）负半周时，即A为负、B为正时，D1导通、D2截止，电源经D1向电容器C1充电，在理想情况下，此半周内，D1可看成短路，同时电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容器C1的极性如上图（a）所示。 （2）正半周时，即A为正、B为负时，D1截止、D2导通，电源经C1、D1向C2充电，由于C1的Vm 再加上双压器二次侧的Vm使c2充电至最高值2Vm，其电流路径及电容器C2的极性如上图（b）所示.其实C2的电压并无法在一个半周内即充至2Vm，它必须在几周后才可渐渐趋近于2Vm，为了方便说明，底下电路说明亦做如此假设。如果半波倍压器被用于没有变压器的电源供应器时，我们必须将C1串联一电流限制电阻，以保护二极管不受电源刚开始充电涌流的损害。如果有一个负载并联在倍压器的输出出的话，如一般所预期地，在（输入处）负的半周内电容器C2上的电压会降低，然后在正的半周内再被充电到2Vm如下图所示。 图1 直流半波整流电压电路 （a）负半周（b）正半周
图3 输出电压波形 所以电容器c2上的电压波形是由电容滤波器过滤后的半波讯号，故此倍压电 路称为半波电压电路。ab126计算公式大全 正半周时，二极管D1所承受之最大的逆向电压为2Vm，负半波时，二极管D2所承受最大逆向电压值亦为2Vm，所以电路中应选择PIV >2Vm的二极管。 2、全波倍压电路 图4 全波整流电压电路
（a）正半周（b）负半周 图5 全波电压的工作原理 .正半周时，D1导通，D2截止，电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容C1的极性如上图（a）所示。 .负半周时，D1截止，D2导通，电容器C2充电到Vm，其电流路径及电容C2的极性如上图（b）所示。 .由于C1与C2串联，故输出直流电压，V0=Vm。如果没有自电路抽取负载电流的话，电容器C1及C2上的电压是2Vm。如果自电路抽取负载电流的话，电容器C1及C2上的电压是与由全波整流电路馈送的一个电容器上的电压同样的。不同之处是，实效电容为C1及C2的串联电容，这比C1及C2单独的都要小。这种较低的电容值将会使它的滤波作用不及单电容滤波电路的好。 正半周时，二极管D2所受的最大逆向电压为2Vm，负半周时，二极管D1所承受的最大逆向电压为2Vm，所以电路中应选择PVI >2Vm的二极管。
基于Buck-Booost电路的双向DC-DC变换电路
目录 1系统方案 (4) 1.1 DC-DC双向变换器模块的论证与选择 (4) 1.2 测控电路系统的论证与选择 (4) 2 系统理论分析与计算 (4) 2.1 双向Buck-BOOST主拓电路的分析 (4) 2.2 电感电流连续工作原理和基本关系 (5) 2.3 控制方法与参数计算 (6) 3 电路与程序设计 (7) 3.1 电路的设计 (7) 3.1.1 系统总体框图 (7) 3.1.2 给电池组充电Buck电路模块 (7) 3.1.3 电池放电Boost升压模块 (8) 3.1.4 测控模块电路原理图 (8) 3.1.5 电源 (9) 3.2 程序设计 (9) 4 测试方案与测试结果 (15) 4.1 测试方案 (15) 4.2 测试条件与仪器 (15) 4.3 测试结果及分析 (15) 4.3.1 测试结果(数据) (15) 4.3.2 测试分析与结论 (16)
摘要 双向DC/DC变换器（Bi-directional DC-DC Converter，BDC）是一种可在双象限运行的直流变换器，能够实现能量的双向传输。随着开关电源技术的不断发展，双向DC/DC变换器已经大量应用到电动汽车、太阳能电池阵、不间断电源和分布式电站等领域，其作为DC/DC变换器的一种新的形式，势必会在开关电源领域上占据越来越重要的地位。由于在需要使用双向DC/DC变换器的场合很大程度上减轻系统的体积重量及成本，所以具有重要研究价值。既然题目要求是作用于可充电锂电池的双向的DC-DC变换器，肯定包括降压、升压、电压可调、恒流、等要求。考虑到题目对效率的要求，我们选择降压Buck电路，升压Boost电路，并用反馈电路和运放电路来实现电压可调和恒流等要求，通过一系列的测试和实验几大量的计算，基本上能完成题目的大部分要求。 关键词：双向DC/DC变换器；双向Buck-Boost变换器；效率；恒流稳压 1系统方案 本系统主要由DC-DC双向变换器模块、测控电路模块及辅助电源模块构成，分别论证这几个模块的选择。 1.1 DC-DC双向变换器模块的论证与选择 方案一：采用大功率的线性稳压芯片搭建稳压电路，使充电压恒定，在输入电压高于充电合适电压时，实现对输入电压的降压，为电池组充电。该电路外围简单，稳压充电不需要软件控制，简单方便，但转换效率低。同时采用采用基于NE555的普通升压电路，这种电路设计简单，成本低，但转换效率较低、电池电压利用率低、输出功率小，更不能不易与基
倍压整流电路(图) 作者：佚名文章来源：不详文章录入：zhenfeng更新时间：2007年02月07日浏览：220人次 在一些需用高电压、小电流的地方，常常使用倍压整流电路。倍压整流，可以把较低的交流电压，用耐压较低的整流二极管和电容器，“整”出一个较高的直流电压。倍压整流电路一般按输出电压是输入电压的多少倍，分为二倍压、三倍压与多倍压整流电路。图14是二倍压整流电路。电路由变压器B、两个整流二极管D1、D2及两个电容器C1、C2组成。其工作原理如下： e2正半周（上正下负）时，二极管D1导通，D2截止，电流经过D1对C1充电，将电容Cl上的电压充到接近e2的峰值，并基本保持不变。e2为负半周（上负下正）时，二极管D2导通，Dl截止。此时，Cl上的电压Uc1＝与电源电压e2串联相加，电流经D2对电容C2充电，充电电压Uc2＝e2峰值＋1．2E2≈。如此反复充电，C2上的电压就基本上是了。它的值是变压器电级电压的二倍，所以叫做二倍压整流电路。 在实际电路中，负载上的电压Usc=2X1.2E2。整流二极管D1和D2所承受的最高反向电压均为。电容器上的直流电压Uc1=，Uc2=。可以据此设计电路和选择元件。 在二倍压整流电路的基础上，再加一个整流二极管D3和-个滤波电容器C3，就可以组成三倍压整流电路，如图5-15所示。
三倍压整流电路的工作原理是：在e2的第一个半周和第二个半周与二倍压整流电路相同，即C1上的电压被充电到接，C2上的电压被充电到接近。当第三个半周时，D1、D3导通，D2截止，电流除经D1给C1充电外，又经D3给C3充电，C3上的充电电压Uc3=e2峰值＋Uc2一Uc1≈这样，在RFZ，上就可以输出直流电压Usc＝Uc1i＋Uc3≈＋＝3√2E。，实现三倍压整流。 在实际电路中，负载上的电压Ufz≈3x1.2E2整流二极管D3所承妥的最高反向电压也是电容器上的直流电压为。 照这样办法，增加多个二极管和相同数量的电容器，既可以组成多倍压整流电路，见图5一16。当n为奇数时，输出电压从上端取出：当n为偶数时，输出电压从下端取出。 必须说明，倍压整流电路只能在负载较轻（即Rfz较大。输出电流较小）的情况下工作，否则输出电压会降低。倍压越高的整疏电路，这种因负载电流增大影响输出电压下降的情况越明显。 用于倍压整流电路的二极管，其最高反向电压应大于。可用高压硅整流堆，其系列型号为2DL。如2DL2／0．2，表示最高反向电压为2千伏，整流电流平均值为200毫安。倍压整流电路使用的电容器容量比较小，不用电解电容器。电容器的耐压值要大于1．5x，在使用上才安全可靠。 本文地址：https://www.doczj.com/doc/8212260330.html,/Article/Electron/443.html 转载文章敬请附带本文地址，或注明出处：振峰电子技术网与https://www.doczj.com/doc/8212260330.html, 均可，谢谢合作！ 本文标签：倍压整流电路 回首页
（自学）倍压整流电路原理 二极管倍压整流电路（Voltage doubler rectifer ）如图7.1.9所示。 1．工作原理 设电源变压器二次电压u 2=2U 2sin ωt ，电容初始电压为零。 图7.1.9 倍压整流电路 (1)当u 2正半周 a 端瞬时极性为正， b 端为负，二极管VD 1导通，C 1充电，u C1≈2U 2，极性右正左负。 (2)当u 2为负半周 a 负 b 正，VD 1反偏截止，VD 2正偏导通，C 2充电，u C2=2U 2+ u C1≈22U 2，极性右正左负。 (3)当u 2再次为正半周 VD 1、VD 2反偏截止，VD 3正偏导通，C 3充电，u c3=22U 2+22U 2-u C1≈22U 2，极性右正左负。 (4)当u 2再次为负半周 VD 1、VD 2、VD 3均反偏截止，VD 4正偏导通，C 4充电，u C4≈22U 2，极性右正左负。 依次类推，若在图中e 、f 点后面按照图示结构接二极管和电容时，则每个电容都将充电至22U 2，极性均右正左负。 2．输出电路接法： (1)=o u 23U 2，负载接e 、b 两节点。 (2) =o u 24U 2，负载接f 、a 两节点。 在以上分析中，均未考虑电容放电的影响，而实际应用时，当接上负载后，电容将要对负载放电，使输出电压降低。
3．适用场合 倍压整流电路仅适用于负载电流很小的场合。 4．元器件选择 RM U 22U 2；C 1的耐压值≥N U 2U 2，其余电容的耐压值≥N U 22U 2，电容值可按式τd =R L C ≥(3～5)T /2估算。 三、 滤波电路 1．采用滤波电路的缘由及功用 整流电路输出的电压是脉动的，含有较大的脉动成分。这种电压只能用于对输出电压平滑程度要求不高的电子设备中，如电镀、蓄电池充电设备等。 滤波电路（Filter ）的作用：保留整流后输出电压的直流成分，滤掉脉动成分，使输出电压趋于平滑，接近于理想的直流电压。 2．分类 常用的滤波电路有电容滤波电路（Capacitance filter ）、电感滤波（Inductance filter ）和RC-π型滤波电路等。 （一）半波整流电容滤波电路 1）电路组成与工作原理 注意：（1）二极管导通与否由u C 和u 2共同决定。（2）放τ>>充τ 半波整流电容滤波电路如图1.4.1a 所示。设u 2(0)=0，在0～t 1期间，二极管VD 正偏导通，电流分成两路：①i L ，②i c 充。因充电时间常数τ充=τrc =(r //R L )C ≈rC ，很小，u C 快速上升，在t 1时刻，u C 达到峰值2U 2，其中，r 为二极管导通时的正向电阻及变压器二次绕组直流电阻之和。 二极管的工作状态由变化的u 2与u C 决定。t 1时刻，u 2=u C =2U 2，VD 反偏截止。C 向R L 放电，τ放=τRC =R L C 。R L >>r ，τRC ＞＞τrc ，故放电过程缓慢，u C 下降缓慢，因二极管阳极电位却随u 2迅速下降，使二极管在一段时间内处于截止状态。 当u 2自负半周向正半周上升，在t 2时刻，u 2＞u C ， VD 又开始导通，向电容C 迅速充电，在t 2～t 3期间，u o 波形按图7.2.1b 中B ～C 段变化。 到t 3时刻，u C =u 2，二极管又截止，C 又对R L 放电。 2）波形图 综上所述，画出的输出电压u o 亦即电容C 上电压u C 波形如图1.4.1b 所示。
BUCK BOOST电路原理分析 电源网讯 Buck变换器：也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器。 图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulation脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。 Boost变换器：也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧，称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式 Buck/Boost变换器：也称升降压式变换器，是一种输出电压既可低于也可高于输入电压的单管不隔离直流变换器，但其输出电压的极性与输入电压相反。Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成，合并了开关管。 Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式，开关管Q也为PWM控制方式。 LDO的特点：
① 非常低的输入输出电压差 ② 非常小的内部损耗 ③ 很小的温度漂移 ④ 很高的输出电压稳定度 ⑤ 很好的负载和线性调整率 ⑥ 很宽的工作温度范围 ⑦ 较宽的输入电压范围 ⑧ 外围电路非常简单，使用起来极为方便 DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。其具体的电路由以下几类： （1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压 U0小于输入电压Ui，极性相同。 （2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压 U0大于输入电压Ui，极性相同。 （3）Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。 （4）Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。 DC-DC分为BUCK、BUOOST、BUCK-BOOST三类DC-DC。其中BUCK型DC-DC只能降压，降压公式：Vo=Vi*D BOOST型DC-DC只能升压，升压公式：Vo= Vi/(1-D) BUCK-BOOST型DC-DC，即可升压也可降压，公式：Vo=(-Vi)* D/（1-D） D为充电占空比，既MOSFET导通时间。0 整流、滤波和稳压电路 倍压整流电路 在一些需用高电压、小电流的地方，常常使用倍压整流电路。倍压整流，可以把较低的交流电压，用耐压较低的整流二极管和电容器，“整”出一个较高的直流电压。倍压整流电路一般按输出电压是输入电压的多少倍，分为二倍压、三 倍压与多倍压整流电路。 图5一14是二倍压整流电路。电路由变压器B、 两个整流二极管D1、D2及两个电容器C1、C2组 成。其工作原理如下： e2正半周（上正下负）时，二极管D1导通， D2截止，电流经过D1对C1充电，将电容Cl上 的电压充到接近e2的峰值 ，并基本保持不变。e2为负半周（上负下正）时，二极管D2导通，Dl截止。此时，Cl上的电压Uc1＝ 与电源电压e2串联相加，电流经D2对电容C2 充电，充电电压Uc2＝e2峰值＋1． 2E2≈。如此反复充电，C2 上的电压 就基本上是了。它的值是变压器电级电压的二倍，所以叫做二倍压整流电路。 在实际电路中，负载上的电压Usc=2X1.2E2 。整流二极管D1和D2所承受的最高反向电压均为。电容器上的直流 电压Uc1=， Uc2=。可以据此设计电路和选择元件。 在二倍压整流电路的基础上，再加一个整流二极管D3和－个滤波电容器 C3，就可以组成三倍压整流电路， 如图5-15所示。三倍压整流电路的工作原理是：在e2的第一个半周和第二个半周与二倍压整流电路相同，即C1上的电压被充电到接 ，C2 上的电压被充电到接近 。当 第三个半周时，D1、D3导通，D2截止，电流除经D1给C1充电外，又经D3给C3 充电，C3上的充电电压Uc3= e2峰值＋Uc2一 倍压整流和多倍压整流电路 图4a表示一个半波二倍压整流电路。图4b和图4c绘出了电路的工作过程。为明了起见，假设变压器的瞬间极性如图4b。此时正处在交流电压的负半周，即变压器下端电压为正，上端电压为负，二极管D A导通，近似于短路（D B截止），电容器C1被充电，达到变压器输出的峰值电压√2 E rms,充电电压的极性是左负右正。当交流电压为正半周时，二极管D A截止，D B 导通，并向电容C2充电。加到电容器C2上的电压是交流峰值电压加上电容C1上存储电压，既2√2 E rms，如图4c所示。由此可以看出这个电压也加在处于截止的二极管D A上，因此D A 承受的反向峰值电压为2√2 E rms。在交流电压的下一个负半周，二极管D B截止，D A导通，此时电容C2上存储电压是2√2 E rms,所以D B承受的反相峰值电压是2√2 E rms。对电容C1的最大充电电流为√2 E rms。 如果将图4a改成图5a的形式，可以看出，在这个倍压电路后面再加上一级同样的倍压电路就变成四倍压电路，又加上一级变成六倍压电路，如图5b所示。如此级联下去，既可得到任意的倍压值。 多倍压整流电路每个二极管所承受的最大反向峰值电压与二倍整流电路是相同的，都为2√2 E rms。从图5b中可以看出，除了电容C1所承受的电压为√2 E rms，其余电容所承受的耐压值都为2√2 E rms。电路中R1是限流电阻，限制充电电流，避免烧毁二极管，可选择R1=2√2 E rms /I充。 多倍压整流电路只是在负载电流很小的情况下使用，例如，为示波管、显像管及灭虫高压电网等装置供电用，因此一般对二极管只要求其耐压值，而不要求其电流值。 倍压电路原理详解 Company Document number：WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998 倍压电路原理详解 说明:要理解倍压电路,首先要将充电后的电容看作一个电源.可以和供电电源串联,就像普通的电池串联的原理一样. 一、直流半波整流电压电路 1）负半周时，即A为负、B为正时，D1导通、D2截止，电源经D1向电容器C1充电，在理想情况下，此半周内，D1可看成短路，同时电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容器C1的极性如上图（a）所示。 （2）正半周时，即A为正、B为负时，D1截止、D2导通，此时供电电源和C1串联后电压为2Vm,于是向C2充电，使C2充电至最高值2Vm，其电流路径及电容器C2的极性如上图（b）所示. 图1 直流半波整流电压电路 （a）负半周（b）正半周 需要注意的是: (1)其实C2的电压并无法在一个半周内即充至2Vm，它必须在几周后才可渐渐趋近于2Vm，为了方便说明，底下电路说明亦做如此假设。 (2))如果半波倍压器被用于没有变压器的电源供应器时，我们必须将C1串联一电流限制电阻，以保护二极管不受电源刚开始充电涌流的损害。 (3)如果有一个负载并联在倍压器的输出的话，如一般所预期地，在（输入处）负的半周内电容器C2上的电压会降低，然后在正的半周内再被充电到2Vm如下图所示。 所以电容器c2上的电压波形是由电容滤波器过滤后的半波讯号，故此倍压电路称为半波电压电路。 (4)正半周时，二极管D1所承受之最大的逆向电压为2Vm，负半波时，二极管D2所承受最大逆向电压值亦为2Vm，所以电路中应选择PIV >2Vm的二极管。 图3 输出电压波形 b o o s t升压电路工作原理 boost升压电路是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 基本电路图见图一： 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。 如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充1 AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上). 1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). 2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出时,整流损耗约百分之 十. 3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过单只做不到就多只并联....... 4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付. boost升压电路 2009-06-09 16:18 开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理 the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 基本电路图见图一。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。 如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充 1 AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上). 1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). 2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十. 3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联....... 4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付. 5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以咱建议用土电路就够对付洋电路了. 以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证. 开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。既然如此，提高转换效率就要从三个方面着手：1.尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能；2.尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同时回路的损耗最低；3.尽可能降低控制电路的消耗，因为对于转换来说，控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的，不能转化为负载上的能量。 倍压整流电路原理 （1）负半周时，即A为负、B为正时，D1导通、D2截止，电源经D1向电容器C1充电，在理想情况下，此半周内，D1可看成短路，同时电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容器C1的极性如上图（a）所示。 （2）正半周时，即A为正、B为负时，D1截止、D2导通，电源经C1、D1向C2充电，由于C1的Vm再加上双压器二次侧的Vm使c2充电至最高值2Vm，其电流路径及电容器C2的极性如上图（b）所示. 其实C2的电压并无法在一个半周内即充至2Vm，它必须在几周后才可渐渐趋近于2Vm，为了方便说明，底下电路说明亦做如此假设。 如果半波倍压器被用于没有变压器的电源供应器时，我们必须将C1串联一电流限制电阻，以保护二极管不受电源刚开始充电涌流的损害。 如果有一个负载并联在倍压器的输出出的话，如一般所预期地，在（输入处）负的半周内电容器C2上的电压会降低，然后在正的半周内再被充电到2Vm如下图所示。 图1 直流半波整流电压电路 （a）负半周（b）正半周 图3 输出电压波形 所以电容器c2上的电压波形是由电容滤波器过滤后的半波讯号，故此倍压电 路称为半波电压电路。 正半周时，二极管D1所承受之最大的逆向电压为2Vm，负半波时，二极管D2所承受最大 逆向电压值亦为2Vm，所以电路中应选择PIV 2Vm的二极管。 2、全波倍压电路 图4 全波整流电压电路 （a）正半周（b）负半周 图5 全波电压的工作原理 正半周时，D1导通，D2截止，电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容C1的极性如上图（a）所示。 负半周时，D1截止，D2导通，电容器C2充电到Vm，其电流路径及电容C2的极性如上图（b）所示。 由于C1与C2串联，故输出直流电压，V0=Vm。如果没有自电路抽取负载电流的话，电容器C1及C2上的电压是2Vm。如果自电路抽取负载电流的话，电容器C1及C2上的电压是与由全波整流电路馈送的一个电容器上的电压同样的。不同之处是，实效电容为C1及C2的串联电容，这比C1及C2单独的都要小。这种较低的电容值将会使它的滤波作用不及单电容滤波电路的好。 正半周时，二极管D2所受的最大逆向电压为2Vm，负半周时，二极管D1所承受的最大逆向电压为2Vm，所以电路中应选择PVI 2Vm的二极管。 倍压整流电路原理详解 （1）负半周时，即A为负、B为正时，D1导通、D2截止，电源经D1向电容器C1充电，在理想情况下，此半周内，D1可看成短路，同时电容器C1充电到Vm，其电流路径及电容器C1的极性如上图（a）所示。RJy838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 （2）正半周时，即A为正、B为负时，D1截止、D2导通，电源经C1、D1向C2充电，由于C1的Vm再加上双压器二次侧的Vm使c2充电至最高值2Vm，其电流路径及电容器C2的极性如上图（b）所示.其实C2的电压并无法在一个半周内即充至2Vm，它必须在几周后才可渐渐趋近于2Vm，为了方便说明，底下电路说明亦做如此假设。如果半波倍压器被用于没有变压器的电源供应器时，我们必须将C1串联一电流限制电阻，以保护二极管不受电源刚开始充电涌流的损害。如果有一个负载并联在倍压器的输出出的话，如一般所预期地，在（输入处）负的半周内电容器C2上的电压会降低，然后在正的半周内再被充电到2Vm 如下图所示。 图1 直流半波整流电压电路 （a）负半周（b）正半周 图3 输出电压波形 所以电容器c2上的电压波形是由电容滤波器过滤后的半波讯号，故此倍压电RJy838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 路称为半波电压电路。ab126计算公式大全RJy838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 正半周时，二极管D1所承受之最大的逆向电压为2Vm，负半波时，二极管D2所承受最大逆向电压值亦为2Vm，所以电路中应选择PIV >2Vm 的二极管。RJy838电子-技术资料-电子元件-电路图-技术应用网站-基本知识-原理-维修-作用-参数-电子元器件符号 2、全波倍压电路 BUCkDC／DC变换器控制模块电源设计思路 发布:2011-09-07 | 作者: | 来源: ducuimei | 查看:514次| 用户关注： 直流斩波电路实验的内容包括两种最基本的斩波电路：降压斩波电路和升压斩波电路。图1所示的是降压斩波电路的原理图。降压斩波电路的基本原理是：在开关V导通期间，电源F向负载供电，负载电压uo＝E，负载电流按指数曲线上升；在V关断期间，负载电流经二极管VD续流，负载电压1／0近似为0，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常使串接的电感L 值较大，负载电压的平均值为：图1降压斩波电路原理图图2所示为升压斩直流斩波电路实验的内容包括两种最基本的斩波电路：降压斩波电路和升压斩波电路。图1所示的是降压斩波电路的原理图。 降压斩波电路的基本原理是：在开关V导通期间，电源F向负载供电，负载电压uo＝E，负载电流按指数曲线上升；在V关断期间，负载电流经二极管VD续流，负载电压1／0近似为0，负载电流呈指数曲线下降。为了使负载电流连续且脉动小，通常使串接的电感L值较大，负载电压的平均值为： 图1 降压斩波电路原理图 图2所示为升压斩波电路的原理图。分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感L值很大，电容C值也很大，在V处于通态期间，电源E向电感L充电。充电电流基本恒定为I1，同时电容C上的电压向负载R供电，因C 值很大，基本保持输出电压uo为恒值，记为Uo。 图2 升压斩波器原理图 设V处于通态的时间为ton，此时电感L上积蓄的能量为EI1ton。当V处于断态时E和L共同向电容C充电并向负载R提供能量。设V处于断态的时间为toff，贝刂在此期间电感L释享308PIC单片机应用开发典型模块放的能量为（UO－E）I1toff°当电路工作于稳态时，一个周期T中电感L积蓄的能量与释放的能量相等，即： 二倍压整流电路充放电过程解析 [摘要]本文比较详细地分析了二倍压整流电路充放电过程，说明了不同周期不同时刻不同电容、二极管的状态及其变化情况，得出了规律性结论。 [关键词]电压；电量；电容；充放电 利用二极管的单向导电性及滤波电容的储存作用，由多个二极管及电容可以获得几倍于电源变压器副边电压的直流电压，获得此电压的电路叫倍压整流电路。 图1所示二倍压整流电路，U2为电源变压器副边电压有效值，整流电路工作过程可以叙述如下： 图1二倍压整流电路 第一周期，当u2在前1/4周期时，A点为”+”，B点为“-”，使得二极管D1导通，D2截止；C1充电，电流方向如图中实线所示；C1电压极性为右“+”，左“-”，因为u2为正弦电压，不妨认为u2从零按正弦规律逐渐增大，如果忽略二极管的正向导通电压（后面都忽略），则C1两端电压和A、B两点电压相等，C1也按正弦规律进行充电，最大值可达2U2。当u2在第二个1/4周期时，因为A点的电位比E点的低，所以D1截止，D2导通，C1 放电且过程按正弦规律进行；C2充电（上“-”下“+”）且过程也按正弦规律进行，并且因为电荷的守恒性，C1 放电电量和C2充电电量始终相等。如果C1、C2的容量相等，则C1上电压的减小量和C2上电压的增加量始终相等。当u2为零时，C1、C2中的电量相等，电压大小相等，极性如图所示。当u2在第三个1/4周时，A点为“-”，B点为“+”，C1 继续按正弦规律放电，C2继续按正弦规律充电，当A、B两点电压达到负最大值2U2时，C1中电量全部放完，电量为零，电压为零；C2获得了C1的全部电量（不妨认为是单位电量q），C2上的电压为2U2。当u2在第四个1/4周期时，D1、D2均截止，C1、C2电压、电量均不变。 第二周期，当u2在第一个1/4周期时，二极管D1导通，D2截止。C1又按正弦规律充电，最大充入电量仍为q，电压最大达2U2；C2电压、电量均不变。当u2在第二个1/4周期时，和第一周期一样，D1截止，D2导通，C1按正弦规律放电；C2按正弦规律充电。当u2为零时，C1、C2中的电量相等，电压大小相等。当u2在第三个1/4周时，C1 继续按正弦规律放电，C2继续按正弦规律充电，但和第一周期不同的是：当A、B两点电压达到负最大值2U2时，C1中电量没有放完，只放了一半，还剩1/2的电量，电压为122U2；C2又获得了C1的一半电量，C2上的电压为322U2。当u2在第四个1/4周期时，D1、D2均截止，C1、C2电压、电量不变。 第三周期，当u2从零往上增加，D1开始时截止，至到A、B间电压达到122U2后，D1才导通，仍按正弦规律向C1充电，至到充至最大2U2；此1/4周 倍压整流电路原理 (１)负半周时,即A为负、B为正时,D1导通、D２截止,电源经Ｄ１向电容器Ｃ1充电,在理想情况下,此半周内,D1可瞧成短路,同时电容器C1充电到Ｖｍ,其电流路径及电容器C１得极性如上图(a)所示。 (２)正半周时,即A为正、B为负时,D1截止、D2导通,电源经C1、Ｄ1向C2充电,由于C1得Ｖm再加上双压器二次侧得Vm使c２充电至最高值２Ｖｍ,其电流路径及电容器C2得极性如上图(b)所示. 其实C2得电压并无法在一个半周内即充至２Vm,它必须在几周后才可渐渐趋近于2Ｖm,为了方便说明,底下电路说明亦做如此假设。 如果半波倍压器被用于没有变压器得电源供应器时,我们必须将C1串联一电流限制电阻,以保护二极管不受电源刚开始充电涌流得损害、 如果有一个负载并联在倍压器得输出出得话,如一般所预期地,在(输入处)负得半周内电容器C2上得电压会降低,然后在正得半周内再被充电到2Vｍ如下图所示。 图1 直流半波整流电压电路 (a)负半周(b)正半周 图３输出电压波形 所以电容器c２上得电压波形就是由电容滤波器过滤后得半波讯号,故此倍压电 路称为半波电压电路。 正半周时,二极管D1所承受之最大得逆向电压为２Vm,负半波时,二极管Ｄ2所承受最大逆向电压值亦为２Vｍ,所以电路中应选择PIV 2Vｍ得二极管。 2、全波倍压电路 图4全波整流电压电路 (a)正半周(b)负半周 图５全波电压得工作原理 正半周时,D1导通,Ｄ2截止,电容器C１充电到Vｍ,其电流路径及电容C1得极性如上图(a)所示。 负半周时,Ｄ1截止,D2导通,电容器C2充电到Ｖm,其电流路径及电容C2得极性如上图(b)所示、 由于Ｃ1与C2串联,故输出直流电压,Ｖ0=Vｍ。如果没有自电路抽取负载电流得话,电容器C1及C2上得电压就是２Vm、如果自电路抽取负载电流得话,电容器C1及Ｃ2上得电压就是与由全波整流电路馈送得一个电容器上得电压同样得、不同之处就是,实效电容为C1及C2得串联电容,这比C1及C2单独得都要小。这种较低得电容值将会使它得滤波作用不及单电容滤波电路得好。 正半周时,二极管D2所受得最大逆向电压为２Vm,负半周时,二极管Ｄ１所承受得最大逆向电压为2Vm,所以电路中应选择PVI 2Vm得二极管。 龙源期刊网 https://www.doczj.com/doc/8212260330.html, 升压电路的原理与实现 作者：袁幸杰郑轶卢涛冯向超 来源：《电子技术与软件工程》2018年第05期 摘要随着新能源技术的不断发展，对电力变换技术也提出了更高的要求，尤其许多新能源电池自身的属性决定其输出的电压较低而电流较大，无法被用电设备直接使用，需要进行电力变换。本文针对新能源电池输出电压低、电流大这一特点。对三种不同的升压方式进行了对比，提出并实现了一种基于BOOST拓扑的升压变换电路并在此基础上进行了损耗分析。最后针对溶解氧海水电池搭建了一套电池升压管理系统，实现了低电压大电流的条件下的高效率直流升压变换，并在近海测试中取得了较好的测试效果，有效解决了该问题。 【关键词】BOOST升压电路海水电池超低压升压电池管理 随着新能源电池的不断涌现对电力变换技术也提出了更高的要求，尤其是在光伏及海水发电等领域，通常电池本身输出的电压较低而电流较大，不能直接为用电设备所用。而现有的电力变换技术通常不能够高效率的进行电能由此造成了电能无法得到充分利用。国外如荷兰等国家已经针对这一问题进行了较多的探索，其采用DCDC方式能够高效率的进行电能转换，而 目前国内并没有相应的成熟技术与产品在实际中应用。文章在对比了推挽、全桥等多种升压方法的基础上提出了一种基于BOOST拓扑的超低压升压的实现方法，能够实现升压比大于10 的低电压、大电流情况下的高效率电压转换，转换效率达到75%以上。 溶解氧海水电池作为一种以海水为电解质能够提供长期、稳定电能的新型电池，对深海观测具有重要意义，应用前景非常广泛。但是由于海水电池采用开放式结构，输出电压低电流大并且各组电池无法进行串联对海水电池输出的低电压进行升压变换是海水电池应用于水下设备的必由之路。 1 工作原理 1.1 升压方案选择 目前，DC-DC直流升压变换电路有多种结构形式，主要方式有：单端式、半桥式、全桥式、推挽式。 其中推挽式是基于逆变升压的原理，推挽式升压电路必须使用带有中心抽头的变压器，增大了变压器偏磁的风险，而且推挽式开关电源方案不适合负载变化较大的场合。桥式升压电路同样是基于逆变升压的原理。采用推挽式与桥式升压方式需要先对海水电池输出的直流电进行逆变而后再进行整流，这两种升压方式由于结构较为复杂，转换过程中的开关损耗过高，而且由于输入过低对变压器的性能要求较高，难以实现高效率的升压变换。倍压整流电路说明
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