无线路径损耗之射线追踪模型
1概述
在一个典型的市区或室内环境中，从一个固定源发射出来的无线信号会在环境中碰到多个物体，产生发射信号的反射复制信号、衍射复制信号、散射复制信号等（如下图所示）。这些发射信号的额外复制品——也被称为多径信号分量——与接收器接收到的LOS信号相比，可能有功率上的衰减，可能有时间的延迟，可能有相位和/或频率上的偏移。多径信号和发射信号在接收器端叠加在一起，经常使得接收信号相对发射信号出现严重的扭曲。
在射线追踪模型中，我们假设存在有限数量的反射物，并且这些反射物的位置和导电特性已知。前面说过，借助恰当的边界条件，我们能够通过求解麦克斯韦方程组解出多径传播的细节。然而，计算的复杂性让这个解决方法失去实用性，无法成为一个通用模型。而射线追踪模型用简单例子来代表电磁波的波阵面，从而对信号传播进行了简化。这样，波阵面上的反射、折射和衍射效果就由复杂的麦克斯韦波方程简化为简单的几何方程。当接收器离开最近的散射体的距离大大超过波长，并且所有散射体相对波长足够大、散射体相当平滑时，射线追踪模型
的近似误差非常小。将射线追踪模型和经验测试数据比较后显示，它能够在乡村区域、发射器和接收器都接近地面的城市道路，及附加适当衍射系数的室内环境准确模拟接收信号的功率。不过，射线追踪模型不能准确捕捉除接收功率变化之外的其它传播效应，比如多径信号的时延扩展（delay spread）。
最常用的射线追踪模型包括了所有衰减多径分量、衍射多径分量和散射多径分量。这个模型使用了发射器和接收器周围所有物体的几何特征和导电特征。基于射线追踪的计算机程序，比如朗讯的Wireless Systems Engineering software (WiSE)、Wireless Valley的SitePlannerR和Marconi的PlanetR EV被广泛使用于室内和室外环境的系统规划。在这些程序中，计算机图形和航空照片（室外无线信道）或者建筑结构图（室内无线信道）结合，以获得环境的三维地理图像。
下面的章节依照复杂度的增加描述了几个射线追踪模型。我们从简单的双路径（two-path）模型开始。这个模型预测了LOS路径信号与一个地面反射信号干扰后产生的信号变化。这个模型描绘了几乎没有反射体的孤立区域的信号传播的特性，比如乡村道路或高速公路。通常，对室内环境来说，这不是一个好模型。接下来我们呈现了一个十射线（ten-ray）反射模型，它预测了沿着直路或者走廊的信号传播的变化。最后，我们描述了一个通用模型，它预测了任何传播环境的信号传播。双射线（two-ray或two-path）模型只需要有关天线高度的信息，而十射线模型需要知道天线高度和街道/走廊的宽度信息，通用模型则除了需要上述参数外，还需要知道环境中的反射体、衍射体和散射体的详细的几何和导电特性。
2双路径（two-path）模型
双路径模型用于多径效应只由单一的地面反射决定的情景（如图2.3）。接收信号包括两个分量：1，直达或LOS分量——发射信号经由自由空间传播而到达接收端；2，反射分量——发射信号经过地面反射后到达接收端。
接收端的LOS分量根据自由空间传播损耗公式计算得到（公式2.3）。图2.3中的反射射线则取决于线段r和线段r’。如果我们忽略表面波的衰减效应，通过叠加，双路径模型的接收信号为：
其中τ=(r+r’-l)/c是地面反射分量相对LOS分量的时间延迟，是LOS
方向的发射天线和接收天线的场辐射方向图（field radiation patterns）的乘积，R 是地面反射系数，r和射线r’相关的发射天线和接收天线的
场辐射方向图（field radiation patterns）的乘积。双路径模型的时延扩展仅仅是地面反射的附加时延（excess delay）：(r+r’-l)/c。
如果发射信号相对时延是窄带信号（τ?），那么u(t)≈u(t-τ)。这样，对于窄带信号传输的双路径模型的接收功率有：
其中ΔΦ=2π(r+r’-l)/λ是两个接收信号分量的相位差。方程2.7的计算已经非常接近经验测试数据了。如果d代表发射天线和接收天线之间的水平距离，h t代表发射天线高度，而h r代表接收天线高度，根据平面几何公式可以算出：
当d远远大于h t+h r时，对公式2.8应用泰勒级数近似(Taylor series approximation)能够得到：
地面反射系数是：
其中
并且εr是地面的导电常数。对于地面或者道路表面来说是这个参数被近似为一个纯导电介质（εr=15）。
根据图2.3和公式2.10，考虑到d比较大的情况，则有r+r’≈l≈d，θ≈0，
G l ≈G
r
，R≈-1。将这些近似代入公式2.7，在渐进极限下得到，接收信号功率约
等于
用dB衰减的形式表达，则有
这样，当对较大的d取渐进极限时，接收信号功率与距离的四次方成反比，且与波长λ无关。接收信号与波长λ无关的原因在于，两个多径分量的相互抵消改变了接收天线的有效截面（effective area）。公式2.13作为一个随距离变化的函数的图形变化显示在图2.4中，其中f=900MHz，R=-1，h t=50m，h r=15m，G l=1，G r =1，发射功率进行了归一化处理，因此这张图开始于0dBm。根据这张图可以看出，一旦超出临界距离d c，两条信号射线会发生明显的相加干涉和相消干涉，产生由一系列宽幅振荡的波峰波谷组成的波形图。在临界距离d c之后，干涉以相消干涉为主，两个信号分量的相位偏差超过π，因此这个临界距离d c可以算是
基站的自然半径。要近似计算d c，可以认为公式2.9中ΔΦ=π，于是得到d c=4h
t h r /
λ。在这个自然半径外，由相消干涉引起的信号衰落远远大于距离增大引起的信号衰落。当然，实际的基站半径不会这么大。为了提高容量，降低发射功率，实际的基站半径会远远小于临界距离d c。因此，在这些小半径基站的区域，双路径模型的信号衰减与距离的平方成反比。
实例2.2：计算f c = 2 GHz，双路径模型下，一个市区微基站的临界半径（h t = 10m,h r = 3 m），和一个室内微基站（h t = 3m, h r =0.5 m）的临界半径。
解答：对于市区室外宏基站，
d c=4h t h r/λ=（4*10*3）/(300000000/2000000000)=4*10*20=800米；
对于室内微基站，
d c=4h t h r/λ=（4*3*0.5）/(300000000/2000000000)=4*0.5*20=40米；
在市区，一个半径为800米的室外微基站是太大了：现在，市区室外微基站的半径数量级大约是100米，以便获得较大的容量。当然，如果我们坚持这些理论参数，让小区半径达到800米，也有好处，因为小区内（800米）的信号衰减与d2成正比，邻小区过来的信号衰减与d4成正比，两者之间很难产生干扰。类似的，对于室内微基站来说，40米的半径也太大了，因为室内有很多墙，要求信号穿透这么多墙到达40米的半径是勉为其难的。因此室内系统的半径通常小得多，大致在10到20米的数量级。
根据公式（2.7），平均功率损耗可以根据功率损耗曲线被大致分成两个区域。对于d
3Dielectric Canyon模型（十射线模型）
我们现在看由Amitay提出的应用于市区区域信号传播的模型。这个模型假设街道是直线的，建筑物分布在街道两侧，而发射天线和接收天线的高度低于建筑物的高度。建筑和直线街道构成了给信号传播的电介质峡谷，所以这个模型又叫做电介质峡谷（dielectric canyon）模型。理论上，无数的射线会从建筑物的正面反射并最终到达接收器；此外，射线也可以在发射器或接收器后面的建筑物发生背面反射。然而，由于每一次的反射会造成信号能量的浪费，发生过3次以上反射的信号分量基本上可以忽略不计。当街道是笔直的时候，建筑物的背面反射也可以忽略。实验数据显示，一个由10个发生反射的射线组成的模型能相当近似地模拟电介质峡谷（dielectric canyon）的信号传播。10反射射线模型包含了所有发生了一次、两次或三次反射了信号分量：其中特别包括了LOS信号分量、地面反射信号分量GR、单墙反射信号分量SW、双墙反射信号分量DW、三墙反射信号分量TW、墙地反射信号分量WG、地墙反射信号分量GW。10反射射线模型如图2.5所示。
对于10反射射线模型，接收信号由下面的公式得到：
其中r i代表第i个反射路径的路径长度，τi=(r i-l)/c，而是与第i个射线相关
的接收天线增益与发射天线增益的乘积。对于每个反射路径，R i要么是（2.10）给出的单一反射系数，要么是组成多反射的每个反射路径的反射系数的乘积。（2.10）中使用的电介质常数约等于地面电介质常数，因此εr=15被用于计算所有的R i。如果我们假定这是个窄带模型，这样对所有i有u(t)≈u(t-τi)，这样（2.14）对应的接收功率为：
其中ΔΦi=2π(r i-l)/λ。这个模型的时延扩展(delay spread)是max i[(r i-l)/c]。
10射线模型和城市测试数据都显示，对于发射天线位于建筑物天际线上下的情况，功率的衰减与距离的平方成反比——即便距离很远也是如此。而且，这种衰减指数对天线高度不敏感。
4通用射线追踪模型
通用射线追踪模型（General Ray Tracing，GRT）可以被用于预测电磁场强度和时延扩展，不管建筑物结构和天线配置如何。对于这个模型，必须事先准确知道建筑物数据库（高度、位置、电介质性质等）和发射/接收天线相对建筑物的位置。由于这些数据都取决于具体的场点，GRT模型不是被用来获得有关系统性能和布局的通用理论；实际上，它解释了市区信号传播的基本机制，能够获得某个特定发射器或接收器结构的时延和信号强度信息。
GRT模型用几何光学原理追踪LOS信号分量和反射信号分量的传播路径，以及由建筑物衍射和漫反射产生的信号分量。对于一个特定的信号接收器位置来说，没有多径分量的数量限制：每个信号分量的强度都基于建筑物位置和电介质属性而明确得到。通常，LOS分量和反射分量构成了接收信号的主要部分，因为衍射和散射分量的衰减大得多。然而，在一些靠近散射和衍射表面的区域——这些区域往往与LOS分量和反射信号隔绝——这些多径分量往往占据主导地位。
直达分量和反射分量的传播模型已经在前面给出。Wedge衍射模型给出了有关信号在街道拐角的衍射机制的准确模型，尽管knife-edge衍射模型由于其简单性而更被优先使用。Wedge衍射模型的几何原理如图2.6所示。衍射的几何原理产生了有关接收衍射信号的下列公式：
其中是天线增益，而D表示衍射系数——取决于信号极化方式、wedge（楔
形）角度、入射角度和衍射角度（Φ和Φ’）
一条散射射线——如图2.17中的s和s’——的路径损耗与s和s’的乘积成比例。这种乘积依赖性是由于发生散射后射线额外经历的发散损耗。散射射线的接收信号由bistatic radar方程得到：
其中单位σ（平方米）是散射物体的雷达有效截面面积，取决于散射物体的硬度、
大小和形状，而是天线增益。这个模型假设信号从发射器到散射物体之间是
自由空间传播，然后信号被散射体重新发射，发射功率是散射体接收到的功率的σ倍。根据（2.17），散射损耗可以用dB形式表示为：
通用射线追踪模型总的接收信号可以表示为：
其中τi是给定多径分量的时延。
室内传播与路径损耗计算及实例 RFWaves公司 Adi Shamir 摘要:通过对传播路径损耗得估算来预测无线通信系统在其工作环境下得性能;解释了自由空间传播损耗得计算;电磁波在介质中得发射与反射系数得理论计算就是预测反射与发射系数得工具。下面得一些实例与模型就是在2、4GHz工作频率时给出得。 ------------------------------------------------------------------------------------------- 1、简介 大多数无线应用设计人员最关心得问题就是系统能否正常工作在无线信道得最大距离。最简单得方法就是计算与预测:a)系统得动态范围;b)电磁波得传播损耗。 动态范围对设计者而言就是一个重要得系统指标。它决定了传输信道上(收发信机之间)允许得最大功率损耗。决定动态范围得主要指标就是发射功率与接收灵敏度。例如:某系统有80dB得动态范围就是指接收机可以检测到比发射功率低80dB得信号电平。传播损耗就是指传输路径上损失得能量,传播路径就是电磁波传输得路径(从发射机到接收机)。例:如果某路径得传播损耗就是50dB,发射机得功率就是10dB,那末接收机得接收信号电平就是-40dB。 2.自由空间中电磁波得传播 如上所述,当电磁波在自由空间传播时,其路径可认为就是连接收发信机得一条射线,可用Ferris公式计算自由空间得电波传播损耗: Pr/Pt= Gt、Gr、 (λ/4πR)2 (2、1) 式中Pr就是接收功率,Pt就是发射功率,Gt与Gr分别就是发射与接收天线得增益,R就是收发信机之间得距离,功率损耗与收发信机之间得距离R得平方成反比。公式2、1可以对数表示为: PL=-Gr-Gt+20log(4πR/λ)=Gr+Gt+22+20log(R/λ) (2、2) 式中Gr与Gt分别代表接收天线与发射天线增益(dB),R就是收发信机之间得距离,λ就是波长。 当λ=12、3cm时(f=2、44GHz)可得出: PL2、44=-Gr-Gt+40、2+20log(R) (2、3) R得单位为米。 图2-1表示了信号频率2、44GHz,天线得增益为0dBi时得自由空间得损耗曲线。 注意:在此公式中收发天线得极化要一致(匹配),天线得极化不同会产生另一损耗系数。一般情况下对于理想得线极化天线,极化损耗同两个天线得极化方向得夹角得余弦得平方成正比。例如:两个偶极天线得方向夹角为45°时,极化损耗系数为-3dB左右。
简化的路径损耗模型 信号传播的复杂性使得用一个单一的模型准确描述信号穿越一系列不同的环境的路径损耗的特征非常困难。准确的路径损耗模型可以通过复杂的射线追踪模型或者经验测量获得，其中必须满足严格的系统规范，或者基站和接入点的布局必须在最佳的位置。然而，出于对不同系统设计的通用权衡分析，有时候最好的方式是用一个简单的模型抓住信号传播的本质特征，而不是求助于复杂的路径损耗模型，后者也仅仅是真实的信道的近似。这样，下面这个路径损耗（以距离为自变量的函数）的简单模型成为系统设计的常用方法。 (2.20) 如果用dB衰减的形式表达，则为： (2.21) 在这个近似公式中，K是无单位常数，取值取决于传播、天线参数和阻塞引起的平均衰减，d0是天线远场的参考距离，γ是路径损耗指数。由于在天线近场存在散射现象，模型（2.20）通常只适用于传播距离d＞d0，其中室内环境下假设d0的范围是1-10米，室外环境下假设d0的范围是10-100米。K的值小于1，而且通常被设定为在距离d0处的自由空间路径损耗（这个设定已经被经验测试数据证实）： (2.22) 或者K也可以由在d0处的测量数据决定，并且进行进一步的优化，以便模型或者经验数据之间的均方误差（MSE）能够最小化。γ的值取决于传播环境：对于近似遵循自由空间模型或者双路径模型的传播来说，γ值相应地取为2—4。在更复杂的环境中，γ值可以通过拟合经验测试数据的最小均方误差（MMSE，Mimimum Mean Square Error）来取得（如下面的例子所示）。或者γ值也可以由考虑了载频和天线高度的经验模型（如Hata模型、Okumura模型等）来取得。表格2.1概括了900MHz下不同的室内环境和室外环境下的γ值。如果载频更高，则路径损耗指数γ也会更高。主要指出的是，室内环境下γ的取值范围变化比较大，这是由地板、隔墙和物体引起的信号衰减导致的。
ITU-R P. 1791建议书* 用于评估超宽带设备影响的传播预测方法 （ITU-R 第211/3号课题） （2007年） 范围 本建议书提供适用1-10 GHz频率范围的方法，以计算视距（LoS）和障碍路径环境下室内和室外超宽带（UWB）系统的路径损耗，并评估传统窄带接收机从UWB发射机接收功率的情况。 国际电联无线电通信全会， 考虑到 a) 超宽带（UWB）技术是一项迅速发展的无线技术； b) 采用UWB技术的设备使用多个高速数据流，并覆盖广泛带宽； c) 了解传播特性对于评估UWB设备的影响至关重要； d) 人们既需要了解有关干扰评估的实验（即适用各站址）模型和意见，又需要了解进行详细传播预测所需的确定性（或针对具体站址的）模型， 注意到 a) ITU-R P. 525建议书提供有关自由空间衰减的计算方法； b) ITU-R P. 528建议书提供VHF、UHF和SHF频段航空移动和无线电导航业务的传播曲线； c) ITU-R P. 618建议书提供地对空链路的传播数据和预测方法； d) ITU-R P. 452建议书阐述约0.7 GHz至30 GHz频率范围内地球表面台站之间微波干扰的评估程序； e) ITU-R P. 1238建议书提出有关900 MHz至100 GHz频率范围的室内传播指导； f) ITU-R P. 1411建议书提供约300 MHz至100 GHz频率范围室外短路径的传播方法； *应提请无线电通信第1研究组注意本建议书。
g) ITU-R P.1546建议书提出有关30 MHz至3 GHz频率范围距离为1公里或1公里以上系统的传播指导； h) ITU-R P. 530建议书提供地面视距（LoS）系统设计的传播数据和预测方法， 建议 1应采用本建议书附件1提供的信息和方法计算1 GHz至10 GHz频率范围内UWB设备的路径损耗； 2应采用本建议书附件2提供的信息评估传统窄带接收机从UWB发射机接收的功率。 附件 1 1 引言 UWB视距传输损耗对频率的依赖主要由天线特性决定。因此，通常用于窄带信号传播建模的传统路径损耗模型对于计算UWB信号的路径损耗十分有益。 迄今为止，人们已在复杂多样的环境条件下对UWB传播进行了广泛研究和实验，从而建立了UWB的传播模型及其参数。 UWB设备既可能用于室内，也可能用于室外。在进行传播研究时，人们需要详细了解室内站址的具体情况，包括其几何图形、材料和家具等。对于室外传播，有关建筑物和树木的信息对传播计算至关重要。这些因素往往造成UWB接收机能够解决的、多径效应的产生。因此，UWB传播模型应当容纳UWB设备将运行其中的、典型环境的路径损耗和多径特性。能够广泛代表相关环境传播特性的模型更有助于人们实现上述目标。通常而言，这些模型不需要用户获得大量输入信息即可以进行计算工作。 本建议书确定相关的运行环境和路径损耗类别，并提供估算此类条件下UWB路径损耗的方法。应在确定UWB链路预算工作中采用本建议书。 2 实际运行环境 本建议书仅从无线电传播的角度对环境加以分类。本建议书确定两种不同的室内传播环境和一种室外传播环境。人们认为，这些环境是最具代表性的环境。表1列出了上述三种环境。由于认识到在各类别中存在多种不同的环境，因此本建议书并非旨在对每一种可能的情况都进行建模，而是给出能够代表人们通常遇到的环境的传播模型。
最短路径法射线追踪的MATLAB 实现 李志辉 刘争平 （西南交通大学土木工程学院 成都 610031） 摘 要：本文探讨了在MA TLAB 环境中实现最短路径射线追踪的方法和步骤，并通过数值模拟演示了所编程序在射线追踪正演计算中的应用。 关键词：最短路径法 射线追踪 MATLAB 数值模拟 利用地震初至波确定近地表介质结构，在矿产资源的勘探开发及工程建设中有重要作用。地震射线追踪方法是研究地震波传播的有效工具，目前常用的方法主要有有限差分解程函方程法和最小路径法。最短路径方法起源于网络理论，首次由Nakanishi 和Yamaguchi 应用域地震射线追踪中。Moser 以及Klimes 和Kvasnicha 对最短路径方法进行了详细研究。通过科技人员的不断研究，最短路径方法目前已发展较为成熟，其基本算法的计算程序也较为固定。 被称作是第四代计算机语言的MA TLAB 语言，利用其丰富的函数资源把编程人员从繁琐的程序代码中解放出来。MA TLAB 用更直观的、符合人们思维习惯的代码，为用户提供了直观、简洁的程序开发环境。本文介绍运用Matlab 实现最短路径法的方法和步骤，便于科研院校教学中讲授、演示和理解最短路径方法及其应用。 1 最短路径法射线追踪方法原理 最短路径法的基础是Fermat 原理及图论中的最短路径理论。其基本思路是，对实际介质进行离散化，将这个介质剖分成一系列小单元，在单元边界上设置若干节点，并将彼此向量的节点相连构成一个网络。网络中，速度场分布在离散的节点上。相邻节点之间的旅行时为他们之间欧氏距离与其平均慢度之积。将波阵面看成式由有限个离散点次级源组成，对于某个次级源（即某个网格节点），选取与其所有相邻的点（邻域点）组成计算网格点；由一个源点出发，计算出从源点到计算网格点的透射走时、射线路径、和射线长度；然后把除震源之外的所有网格点相继当作次级源，选取该节点相应的计算网格点，计算出从次级源点到计算网格点的透射走时、射线路径、和射线长度；将每次计算出来的走时加上从震源到次级源的走时，作为震源点到该网格节点的走时，记录下相应的射线路径位置及射线长度。 图1 离散化模型（星点表示震源或次级震源，空心点为对应计算网格点） 根据Fermat 原理逐步计算最小走时及射线方向。设Ω为已知走时点q 的集合，p 为与其相邻的未知走时点，tq 分别和p 点的最小走时，tqp 为q 至p 最小走时。r 为p 的次级源位置，则 )}(min :{qp q P t t t q r q +==Ω ∈ 根据Huygens 原理，q 只需遍历Q 的边界（即波前点），当所有波前邻点的最小走时都求出时，这些点又成为新的波前点。应用网络理论中的最短路径算法，可以同时求出从震源点传至所有节点之间的连线近似地震射线路径。 2 最短路径法射线追踪基本算法步骤 把网格上的所有节点分成集合p 和q ，p 为已知最小旅行时的结点总数集合，q 为未知最小旅行时的节点的集合。若节点总数为n ，经过n 次迭代后可为求出所有节点的最小旅行时。过程如下： 1) 初始时 q 集合包含所有节点，除震源s 的旅行时已知为ts ＝0外，其余所有节点的旅行时均为ti ＝（i 属于Q 但不 等于s ）。P 集合为空集。 2) 在Q 中找一个旅行时最小的节点i ，它的旅行时为ti ； 3) 确定与节点i 相连的所有节点的集合V ； 4) 求节点j （j 属于V 且j 不属于P ）与节点i 连线的旅行时dtij ； 5) 求节点j （）的新旅行时tj （取原有旅行时tj 与tj ＋dtij 的最小值）； 6) 将i 点从Q 集合转到P 集合； 7) 若P 集合中的节点个数小于总节点数N ，转2，否则结束旅行时追踪； 8) 从接收点开始倒推出各道从源点道接收点的射线路径，只要每个节点记下使它形成最小旅行时的前一个节点号，
无线局域网的路径损耗分析 摘要：首先描述了无线局域网（WLAN）的基本定义、应用范围及优缺点，之后对WLAN的发展现状及前景进行了概述。WLAN发展所呈现的趋势，使得对无线局域网路径损耗的分析成了规划无线局域网的重要项。本文通过对自由空间传播损耗计算和电磁波在介质中传播路径损耗的估算来预测无线通信系统在其工作环境下的性能。 一、无线局域网的基本定义及应用范围 无线局域网络（Wireless Local Area Networks; WLAN）是相当便利的数据传输系统，它利用射频（Radio Frequency; RF）的技术，取代旧式碍手碍脚的双绞铜线（Coaxial）所构成的局域网络，使得无线局域网络能利用简单的存取架构让用户透过它，达到「信息随身化、便利走天下」的理想境界。 无线局域网拓扑结构是基于IEEE802.11标准的无线局域网允许在局域网络环境中使用未授权的2.4或5.3GHz射频波段进行无线连接。它们应用广泛，从家庭到企业再到Internet接入热点。 无线局域网络应用：大楼之间：大楼之间建构网络的连结，取代专线，简单又便宜。餐饮及零售：餐饮服务业可使用无线局域网络产品，直接从餐桌即可输入并传送客人点菜内容至厨房、柜台。零售商促销时，可使用无线局域网络产品设置临时收银柜台。医疗：使用附无线局域网络产品的手提式计算机取得实时信息，医护人员可藉此避免对伤患救治的迟延、不必要的纸上作业、单据循环的迟延及误诊等，而提升对伤患照顾的品质。企业：当企业内的员工使用无线局域网络产品时，不管他们在办公室的任何一个角落，有无线局域网络产品，就能随意地发电子邮件、分享档案及上网络浏览。仓储管理：一般仓储人员的盘点事宜，透过无线网络的应用，能立即将最新的资料输入计算机仓储系统。货柜集散场：一般货柜集散场的桥式起重车，可于调动货柜时，将实时信息传回office,以利相关作业之逐行。监视系统：一般位于远方且需受监控现场之场所，由于布线之困难，可藉由无线网络将无方之影像传回主控站。展示会场：诸如一般的电子展，计算机展，由于网
《地震走时成像方法及技术》实验一打靶法进行射线追踪实验 专业名称：地球物理学 学生姓名： 学生学号： 指导老师：白超英 提交日期：2016-12-6
一．试验目的； 一维线性增加模型中会用打靶法进行射线追踪； 二．试验设备； 计算机，射线路径转换软件，正演模型软件 三．试验内容及要求； 1、构建包含速度异常体的井间模型，计算并绘制： 1）单炮走时场及射线路径； 2）模型和射线分布图。 注意：由于是井间模型，震源和检波器应位于井内(检波器可位于地表，即VSP)； 模型速度范围2-4km/s 为宜； 模型尺度：横向100-800m左右，纵向400m-2000m左右； 2、构建一速度随深度线性增加的模型，同样绘制： 1）单炮走时场及射线路径； 2）模型和射线分布图。 注意：震源和检波器均位于地表； 模型速度范围4-8km/s 为宜； 模型尺度：横向100-200km左右，纵向40-90km左右； 3、构建均匀模型，分析对比解析解和数值解的绝对误差和相对误差（图4）。 解析解直接由距离除以速度得到； 绝对误差= 解析解- 数值解 相对误差= 绝对误差/ 解析解* 100% 四．试验结果； 1.所选模型：水平层状，线性速度增加深地震测深模型 2.模型参数：以地面作为X轴，井间为Z轴，震源为（0，0），检波器在x=40的井间；第一层速度为v1= 3.8km/h,增加速度为0.2km/h.
图1 均匀线性增加多层介质单炮走时场及射线路径（真实情况z 轴应倒转） 计算走时 理论走时 绝对误差 相对误差 图2 走时误差分析（真实情况z 轴应倒转） 五．结果分析； 经测试，对于水平层状，线性速度增加深地震测深模型，打靶法能较好地追踪射线得到一个较准确的走时场模型。 X/distance （km ） Z /d e p t h (k m )
ITU-R P.1238-5建议书 用于规划频率范围在900 MHz到100 GHz内的室内无线电 通信系统和无线局域网的传播数据和预测方法 （ITU-R第211/3号课题） （1997-1999-2001-2003-2005-2007年） 范围 本建议书介绍了在900 MHz 至100 GHz频率范围内的室内传播的指导原则，主要内容如下： –路径损耗模型； –时延扩展模型； –极化和天线辐射图的效应； –发射机和接收机选址的效应； –建材装修和家具的效应； –室内物体移动的效应。 考虑到 a）正在开发将在室内工作的许多短距离（工作范围短于1 km）的个人通信应用； b）正如许多现有产品和热门的研究活动所表明的那样，无线局域网（RLAN）和无线专用交换机（WPBX）需求很旺盛； c）希望设立无线局域网标准，可与无线和有线通信都兼容； d）采用非常低功率的短距离系统在移动和个人环境下提供业务有许多优点； e）在建筑物内的传播特性和在同一区域内许多用户引起的干扰这两方面的知识，对系统的有效设计是非常重要的； f）用于系统初步规划和干扰估算的通用（即与位置无关）模型和用于某些细致评估的定型（或具体地点）模型都是需要的； 注意到 a）ITU-R P.1411建议书为频率范围在300 MHz到100 GHz的室外短距离电波传播提供了指导，并且该建议也应该作为同时存在室内和室外传播条件的那些情况下的参考文件。 建议 1 对工作于900 MHz到100 GHz之间的室内无线电系统的传播特性进行评估时，采用附件1中的资料和方法。
附件 1 1 引言 室内无线电系统的传播预测在某些方面是与室外系统有区别的。跟室外系统中一样，根本目的是保证在所要求的区域内有效覆盖（或在点对点系统情况下保证有可靠的传播路径）和避免干扰，包括系统内的干扰以及其他系统的干扰。然而，在室内情况下，覆盖的范围是由建筑物的几何形状明确地限定的，而且建筑物本身的各边界将对传播有影响。除了一建筑物的同一层上的频率要重复使用外，经常还希望在同一建筑物的各层之间要频率共用。这样就增添了三维干扰问题。最后，距离很短，特别是使用毫米波频率的场合，意味着无线电路径附近环境的微小变化可能会对传播特性有重大的影响。 由于这些因素的复杂性，若要着手室内无线电系统的具体规划，就需要知道特定位置的详细情况，如几何形状、材料、家具、预期的使用模型等。但是，为了进行系统初步规划，必须估计出覆盖该区域内所分布的移动站所需要的基站数目以及要估计与其他业务的可能干扰或系统之间的潜在干扰。对这些系统规划的情况而言，通常必须要有代表该环境中的传播特性的模型。同时，为了完成计算，该模型不应该要求使用者提供许多输入信息。 本附件主要说明了在室内无线电环境中遇到的传输损伤的通用的、与位置无关的模型和定性的建议。如有可能，也给出与位置有关的专用模型。在许多情况下，基本模型可用的数据受限于频率或试验环境。当可以取得更多的数据时，希望将附件中的建议加以扩充。同样，要根据使用这些模型过程中取得的经验来改善这些模型的精度。但是，本附件代表了目前可以使用的最佳建议。 2 室内无线电系统中的传播损伤和质量的度量标准 室内无线电信道的传播损伤主要由下列因素所造成： —来自房间内的物体（包括墙和地板）的反射和物体附近的衍射； —穿过墙、地板和其他障碍物的传输损耗； —高频情况下能量的通道效应，特别时走廊中这个效应更明显； —房间中人和物体的运动，包括在无线电链路的一端或两端可能的运动，而引起的传播损伤如下： —路径损耗——不仅有自由空间损耗，还有由于障碍物以及穿过建筑物材料传输引起的附加损耗，并且由于通道效应，自由空间损耗可能会减小； —路径损耗随时间和空间的变化； —从波的反射分量和衍射分量而引起的多径效应； —由于移动终端的随机位置变化而引起的极化失配。 室内无线通信业务可以由如下特性来表征： —高/中/低数据速率；
室内传播和路径损耗计算及实例 RFWaves公司 Adi Shamir 摘要：通过对传播路径损耗的估算来预测无线通信系统在其工作环境下的性能；解释了自由空间传播损耗的计算；电磁波在介质中的发射和反射系数的理论计算是预测反射和发射系数的工具。下面的一些实例和模型是在工作频率时给出的。 ------------------------------------------------------------------------------------------- 1.简介 大多数无线应用设计人员最关心的问题是系统能否正常工作在无线信道的最大距离。最简单的方法是计算和预测：a)系统的动态范围；b)电磁波的传播损耗。 动态范围对设计者而言是一个重要的系统指标。它决定了传输信道上(收发信机之间)允许的最大功率损耗。决定动态范围的主要指标是发射功率和接收灵敏度。例如：某系统有80dB的动态范围是指接收机可以检测到比发射功率低80dB的信号电平。传播损耗是指传输路径上损失的能量，传播路径是电磁波传输的路径(从发射机到接收机)。例：如果某路径的传播损耗是50dB，发射机的功率是10dB，那末接收机的接收信号电平是-40dB。 2．自由空间中电磁波的传播 如上所述，当电磁波在自由空间传播时，其路径可认为是连接收发信机的一条射线，可用Ferris公式计算自由空间的电波传播损耗： Pr/Pt= . (λ/4πR)2 式中Pr是接收功率，Pt是发射功率，Gt和Gr分别是发射和接收天线的增益，R是收发信机之间的距离，功率损耗与收发信机之间的距离R的平方成反比。公式可以对数表示为： PL=-Gr-Gt+20log(4πR/λ)=Gr+Gt+22+20log(R/λ) （） 式中Gr和Gt分别代表接收天线和发射天线增益（dB）,R是收发信机之间的距离，λ是波长。 当λ=时(f=可得出： =-Gr-Gt++20log(R) （） R的单位为米。 图2-1表示了信号频率，天线的增益为0dBi时的自由空间的损耗曲线。
*本文受到国家自然科学基金(40474041)、CNPC 中青年创新基金(04E7040)、中原油田博士后科研工作站和CNPC 物探重点实验室中国石油大学(华东)研究室资助。 作者简介:孙小东,1980年生,博士研究生;2002年毕业于中国石油大学资源系物探专业;长期从事地震波传播、射线追踪和偏移成像方面的研究。地址:(257061)山东省东营市北二路271号。电话:(0546)8391423。E -m ail:w anliliu yun@https://www.doczj.com/doc/81550766.html, 波前构建法三维射线追踪* 孙小东 李振春 栗宝鹃 滕厚华 (中国石油大学地球资源与信息学院) 孙小东等.波前构建法三维射线追踪.天然气工业,2007,27(增刊A):275-277. 摘 要 在许多三维深度域成像方法中,都要涉及到旅行时和射线路径的计算。将四面体网格化模型和三维波前构建法(WF)射线追踪技术结合使用,实现了旅行时和射线路径的准确快速计算。WF 法射线追踪过程中可以保证稳定合理的射线密度,克服了常规射线追踪方法存在阴影区的问题。该方法在三维复杂构造如盐下成像方面有独特的优势 。在复杂模型中,采用笛卡尔网格表达射线和波前不够准确,因此只能对网格进行细化和过度平滑,这必然导致射线追踪的精度和内存的开销。四面体网格在表达复杂模型时更加准确有效,而且不需太多的网格数目,从而提高了射线追踪的精度和效率。对三维凹陷模型的射线追踪结果验证了该方法的正确性,目前W F 射线追踪方法在Kirchhoff 偏移中的应用正在研究中。 主题词 三维 地质勘探 偏移成像 射线跟综法 模型 二维W F 射线追踪首先由Vinje 等人提出。Chilco at 和Hildebr and 等人将二维算法推广到了三维。W F 方法在三角网格化模型里面追踪射线,使得描述波前、内插新的射线和计算射线参数变得简单高效。相对于常规笛卡尔网格化模型,A lbert in 和W igg ins 提出的四面体网格化模型(包括模型中三角网格化界面)以及Stanko vic 和A lbertin 提出的四面体网格化模型中射线追踪的算法都显示出了WF 方法的优越性[1-3]。利用四面体网格可以对复杂模型做精细描述而且不需太多的网格数目,从而能节省内存开销和提高计算效率。W F 射线追踪可以在计算过程中对每一时间步长得到的波前进行分析,通过插入一些新的射线的办法保持追踪过程中合理的射线密度,从而克服了常规射线追踪存在阴影区的问题。 对于许多三维地震深度成像方法,比如K irchhoff 叠前和叠后偏移与反演、偏移速度分析和层析成像等,都需要做旅行时和射线路径的计算。因此对旅行时和射线路径的快速计算有着重要的意义[4-7]。以下对四面体网格化模型的建造和WF 射线追踪算法的具体实现过程作详细的论述。 一、实现方法 1.三维模型的四面体网格化描述 对地质模型的描述不只是用在射线追踪中,其他处理方法(如偏移、层析等)也需要对模型做准确描述以得到最终的高质量的成像效果。 对模型的描述包含两个方面即层和界面。层是物性参数(如速度)连续的介质,层与层之 间是界面,是介质的物性参数不连续的分界面。众所周知,单纯形是建立描述模型最有效的手段,比如在一维情况下的线段、在二维情况下的三角形、在三维情况下的四面体等都是最基本的元素。在这里,用三角形网格来描述界面和波前,用四面体网格来描述界面之间的区域。 利用四面体网格描述速度参数不连续的介质较为准确。但是对于速度参数连续的介质,利用四面体网格不如利用笛卡尔网格效率高,而且计算射线路径与界面的交点比较麻烦。因此采用了四面体网格和笛卡尔网格相结合的办法来描述三维模型。速度参数不连续的 2.界面的三角网格化描述 面最有效的剖分方式如下:我们先用一个3个函数来表达界面,x (u,v)、y (u,v)和z (u,v ),其中有两个参数u 和v 。对x 、y 和z 的离散化要考虑到界面的起伏程度。对于起伏变化剧烈的地方,应加密采样才能准确地表达出界面的形态。连接所有的节点便得到了用许多三角网格描述出来的界面。在图1中,一个盐丘就是以这样的方式来参数化表示的。可以看到,网格的大小疏密与界面的起伏变化程度有关,无论是陡倾角还是缓倾角的地方都得到了准确地描述。 图1 由3个函数定义的盐丘界面图 另外,做运动学射线追踪时,需要知道界面上每一三角网格单元的法线方向,它是界面坐标的线性函数。在网格化模型时计算并存储这些信息可以避免以后在射线追踪过程中的重复计算,加快射线追踪的速度。 3.三角网格化界面的平滑 对界面三角网格化后,还需要做平滑,这在射线追踪中 275 第27卷 增刊A 天 然 气 工 业 综 合 研 究
室传播和路径损耗计算及实例 RFWaves公司 Adi Shamir 摘要：通过对传播路径损耗的估算来预测无线通信系统在其工作环境下的性能；解释了自由空间传播损耗的计算；电磁波在介质中的发射和反射系数的理论计算是预测反射和发射系数的工具。下面的一些实例和模型是在2.4GHz工作频率时给出的。 ------------------------------------------------------------------------------------------- 1.简介 大多数无线应用设计人员最关心的问题是系统能否正常工作在无线信道的最大距离。最简单的方法是计算和预测：a)系统的动态围；b)电磁波的传播损耗。 动态围对设计者而言是一个重要的系统指标。它决定了传输信道上(收发信机之间)允许的最大功率损耗。决定动态围的主要指标是发射功率和接收灵敏度。例如：某系统有80dB的动态围是指接收机可以检测到比发射功率低80dB的信号电平。传播损耗是指传输路径上损失的能量，传播路径是电磁波传输的路径(从发射机到接收机)。例：如果某路径的传播损耗是50dB，发射机的功率是10dB，那末接收机的接收信号电平是-40dB。 2．自由空间中电磁波的传播 如上所述，当电磁波在自由空间传播时，其路径可认为是连接收发信机的一条射线，可用Ferris公式计算自由空间的电波传播损耗： Pr/Pt= Gt.Gr. (λ/4πR)2 (2.1) 式中Pr是接收功率，Pt是发射功率，Gt和Gr分别是发射和接收天线的增益，R是收发信机之间的距离，功率损耗与收发信机之间的距离R的平方成反比。公式2.1可以对数表示为： PL=-Gr-Gt+20log(4πR/λ)=Gr+Gt+22+20log(R/λ) （2.2） 式中Gr和Gt分别代表接收天线和发射天线增益（dB）,R是收发信机之间的距离，λ是波长。 当λ=12.3cm时(f=2.44GHz)可得出： PL2.44=-Gr-Gt+40.2+20log(R) （2.3） R的单位为米。 图2-1表示了信号频率2.44GHz，天线的增益为0dBi时的自由空间的损耗曲线。 注意：在此公式中收发天线的极化要一致（匹配），天线的极化不同会产生另一损耗系数。一般情况下对于理想的线极化天线，极化损耗同两个天线的极化方向的夹角的余弦的平方成正比。例如：两个偶极天线的方向夹角为45°时，极化损耗系数为-3dB左右。
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２００８年第１期蒋铁珍：分布式雷达探测巡航导弹的信号融合研究４７ 发射与接收站数增加到１０时，检测性能提高基本上趋于平稳，可以看出发射接收站数不是越多检测性能越好。 图６ＰＤＶＳＭ＆Ｎ 相干积累分布式雷达的检测性能效果会更好，但相对于系统实现来说，相干处理较复杂，还有待进一步研究。总体来看，采用分布式雷达利用空间分集的特性，检测性能好，能够很好地检测巡航导弹之类的隐身目标。 ４结语 综合本文对分布式雷达的分析，可以看出分布式雷达通过角度分集、空间分集以及频率分集等技术大大提高了一般防空雷达的灵敏度、分辨力等问题，同时由于分布式雷达从多个角度对防空隐身目标进行探测，能够很好的实现目标识别，辨别敌我真假目标。本文除了对分布式雷达的性能进行了简单的分析外，对于分布式雷达的信号级融合只是从非相干层次的目标检测级进行了融合，要想充分的了解分布式雷达的优缺点，还有大量的工作需要做，不过可以看出分布式雷达在巡航导弹一类隐身目标检测方面有着很大的应用前景。参考文献： ［１］张东洋，张鹏，王凤山．巡航导弹防御作战传感器组网优化研究［Ｊ］．飞航防御，２００７（２）：５６－５８． ［２］ＨＡＮＬＥＥ．ＳｏｍｅＮｅｗＡｓｐｅｃｔｓｏｆＬｏｗ－ｅｌｅｖａｔｉｏｎ［ｚ］／／ＲａｄａｒＣｏｖｅｒａｇｅ．Ｒａｄａｒ－８５Ｃｏｎｆ．Ｐａｐｅｒ． ［３］杨振起，张永顺，骆永军．双（多）基地雷达系统［Ｍ］．北京：国防工业出版社，１９９８． ［４］ＦＡＲＩＮＡＡ，ＳＴＵＤＥＲＦＡ．ＤａｔａＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇｆｏｒＮｅｔｔｅｄＲａｄａｒＳｙｓｔｅｍｓ［Ｍ］／／ＲａｄａｒＤａｔａＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，Ｖ．２－Ａｄ－ ｖａｎｃｅｄＴｏｐｉｃｓａｎｄＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ。ＨｅｒｔｆｏｒｄｓｈｉｒｅＵＫ：Ｒｅ? ｓｅａｒｃｈＳｔｕｄｉｅｓＰｒｅｓｓＬＴＤ．，１９８６． ［５］中航雷达与电子设备研究所．雷达系统［Ｍ］．北京：国防工业出版社，２００５． ［６］ＢＡＫＥＲＣＪ，ＨＵＭＥＡＬ．ＮｅｔｔｅｄＲａｄａｒＳｅｎｓｉｎｇ［Ｊ］．ＡｅｒｏｓｐａｃｅａｎｄＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃＳｙｓｔｅｍｓ，ＩＥＥＥ，２００３，１８（２）： ３—６． ［７］黄培康，殷红成，许小剑．雷达目标特性［Ｍ］．北京：电子工业出版社，２００５． ［８］丁鹭飞，耿富录，雷达原理［Ｍ］．西安：西安电子科技大学出版社，１９８４． ［９］ＭＥＲＲＩＬＬｌＳＫＯＬＮＩＫ．雷达系统导论［Ｍ］．左群声，徐国良，马林，等，译．北京：电子工业出版社，２００６． ［１０］何友，关键，彭应宁．雷达自动检测与恒虚警处理［Ｍ］．北京：清华大学出版社，１９９９． 作者简介 蒋铁珍（１９７７一），女，江苏南通人，中 国电子科技集团公司第１４研究所博士后 科研工作站在站博士后，中国科学院上海 微系统所博士，目前主要研究方向为雷 达系统及雷达信号处理。 ¨◆…１◆¨¨◆川Ｉ◆川Ｉ◆¨¨◆¨¨◆…Ｉ◆川Ｉ◆川Ｉ◆…ｌ◆川Ｉ◆川Ｉ◆川ｌ◆川ｌ◆川Ｉ◆…Ｉ◆¨¨◆川Ｉ◆川Ｉ◆川Ｉ◆川ｆ◆川Ｉ◆川Ｊ◆…ｌ◆川Ｉ◆川Ｉ◆…◆…◆川Ｉ◆川Ｉ◆川Ｉ◆¨¨◆…Ｉ◆川Ｉ◆川Ｉ◆…Ｉ◆¨¨◆…◆川Ｉ◆…Ｉ◆川Ｉ◆…Ｉ◆川ｌ◆川Ｉ◆川Ｉ◆ＩＩ （上接第４３页）ＣｈｅｎＹｉｆ抽（１９８０一），男，福建人，博士，研究方向为无 线信道建模、超宽带无线技术； 作者简介 扈罗全（１９７２一），男，江苏宜兴人， 博士，苏州出入境检验检疫局信息产品检 测中心电磁兼容实验室主任，已在包括ＩＥＥＥ／ＩＥＴ学报在内的国内外各类学术刊物和学术会议上发表论文６０余篇。ＳＣＩ／ＥＬ／ＩＳｒＩ＇Ｐ收录２０余篇，研究方向为无线通信与电磁兼容，随机模型； 陆全荣（１９６５一），男，江苏苏州人，工程师，实验室主任，研究方向为电子产品 的检测与测量。 万方数据
室内传播和路径损耗计算及实例 摘要：通过对传播路径损耗的估算来预测无线通信系统在其工作环境下的性能；解释了自由空间传播损耗的计算；电磁波在介质中的发射和反射系数的理论计算是预测反射和发射系数的工具。下面的一些实例和模型是在2.4GHz工作频率时给出的。 1.简介 大多数无线应用设计人员最关心的问题是系统能否正常工作在无线信道的最大距离。最简单的方法是计算和预测：a)系统的动态范围；b)电磁波的传播损耗。 动态范围对设计者而言是一个重要的系统指标。它决定了传输信道上(收发信机之间)允许的最大功率损耗。决定动态范围的主要指标是发射功率和接收灵敏度。例如：某系统有80dB的动态范围是指接收机可以检测到比发射功率低80dB的信号电平。传播损耗是指传输路径上损失的能量，传播路径是电磁波传输的路径(从发射机到接收机)。例：如果某路径的传播损耗是50dB，发射机的功率是10dB，那末接收机的接收信号电平是-40dB。 2．自由空间中电磁波的传播 如上所述，当电磁波在自由空间传播时，其路径可认为是连接收发信机的一条射线，可用Ferris公式计算自由空间的电波传播损耗： 式中Pr是接收功率，Pt是发射功率，Gt和Gr分别是发射和接收天线的增益，R是收发信机之间的距离，功率损耗与收发信机之间的距离R的平方成反比。公式2.1可以对数表示为： PL=-Gr-Gt+20log(4πR/λ)=Gr+Gt+22+20log(R/λ) （2.2）
式中Gr和Gt分别代表接收天线和发射天线增益（dB）,R是收发信机之间的距离，λ是波长。 当λ=12.3cm时(f=2.44GHz)可得出： PL2.44=-Gr-Gt+40.2+20log(R)（2.3） R的单位为米。 图2-1表示了信号频率2.44GHz，天线的增益为0dBi时的自由空间的损耗曲线。 注意：在此公式中收发天线的极化要一致（匹配），天线的极化不同会产生另一损耗系数。一般情况下对于理想的线极化天线，极化损耗同两个天线的极化方向的夹角的余弦的平方成正比。例如：两个偶极天线的方向夹角为45°时，极化损耗系数为-3dB左右。 当收发信机之间的距离很近时，自由空间的传播模型同实际传播相近似。例：在室外环境中天线间的距离远小于它们距地面的高度时，反射波不会对其构成干扰。 3．室内无线电波的传播 今天很多应用都着眼于室内环境（居民小区和办公大楼）。室内环境中的传播损耗预测很复杂，主要问题是要有特定场景的模拟工具。作为模型输入数据的一部分，它们需要地点和结果的物理描述，因此就有了一个更通用更简单的模型方式。 预测室内环境传播损耗的最常用方法是经验公式法。经验公式是基于某一特定环境下的实际测量结果。在实际中发射机和接收机在特定环境中置于不同的距离和位置，测量其功率损耗，通过收集大量的数据导出功率损耗曲线及其函数。 平均值结果显示其功率衰落要远大于自由空间的传播公式所得出的结果。在自由空间模型中，功率衰落同收发信机的距离的平方成反比。室内传播经验公式显示在室内环境中的功率衰落同距离的3或4次方成反比。这是因为通过不同路径到达接收天线的电磁波产生的多径效应对主信号产生严重干扰的结果。
无线信道传播特性分析总结 班级学号姓名 随着科学技术的发展，无线通信已经渗透到我们生活的各个方面，对我们的生活工作有着巨大的影响。在无线通信系统中，无线通信的信道的特性对整个系统有着巨大的影响。 1、无线信道的概念 要想搞明白无线信道具有哪些特性，就要先了解什么是无线信道。信道是对无线通信中发送端和接收端之间的通路的一种形象比喻，对于无线电波而言，它从发送端传送到接收端，其间并没有一个有形的连接，它的传播路径也有可能不只一条，但是我们为了形象地描述发送端与接收端之间的工作，我们想象两者之间有一个看不见的道路衔接，把这条衔接通路称为信道。信道具有一定的频率带宽，正如公路有一定的宽度一样。 与其它通信信道相比,无线信道是最为复杂的一种,其衰落特性取决于无线电波传播环境。不同的环境,其传播特性也不尽相同。无线信道可能是很简单的直线传播,也可能会被许多不同的因素所干扰,例如:信号经过建筑物,山丘,或者树木所有反射而产生的多径效应,使信号放大或衰落。在无线信道中,信号衰落是经常发生的,衰落深度可达30。对于数字传输来说,衰落使比特误码率大大增加。这种衰落现象严重恶化接收信号的质量,影响通信可靠性。移动信道与非移动点对点无线信道相比,信号传输的误比特率前者比后者高106倍。 另外,在陆地移动系统中,移动台处于城市建筑群之中或处于地形复杂的区域,其天线将接收从多条路径传来的信号,再加移动台本身的运动,使得信号产生多普勒效应,并且信道的特性也随时间变化而变化,增加了信号的不确定性,使得移动台和基站之间的无线信道多变且难以控制。所以,与传统模型相比,无线信道多径数目增多,时延扩展加大,衰落加快。 2、无线信道的特性 信号从发射天线到接收天线的传输过程中，会经历各种复杂的传播路径，包括直射路径、反射路径、衍射路径、散射路径以及这些路径的随机组合。同时，电波在各条路径的传播过程中，有用信号会受到各种噪声的污染，包括加性噪声
无线通信系统中电波传播路径损耗模型研究 作者:吴彦鸿, 王聪, 徐灿, Wu Yanhong, Wang Cong, Xu Can 作者单位:吴彦鸿,Wu Yanhong(装备指挥技术学院光电装备系,北京,101416, 王聪,徐灿,Wang Cong,Xu Can(装备指挥技术学院研究生管理大队,北京,101416 刊名: 国外电子测量技术 英文刊名:FOREIGN ELECTRONIC MEASUREMENT TECHNOLOGY 年,卷(期:2009,28(8 被引用次数:1次
参考文献(7条 1.MOLISH A F;Molish;田斌无线通信 2008 2.WALFISCH J;BERTONI H A theorical model of UHF propagation in urban environments 3.CAVDAR I H A statistical approach to Bertoni-Walfisch propagation model for mobile radio design in urban areas 2001 4.MARK J;ZHUANG W无线通信与网络 2004 5.HAYKIN S;MOHER M现代无线通信 2006 6.李焜;王喆无线通信电波传播模型的研究[期刊论文]-无线通信技术 2008(01 7.郭梯云移动通信 2005 相似文献(10条 1.学位论文刘海涛无线通信中电波传播和场强预测的研究2005 无线通信中电波传播和场强预测问题是整个无线通信网络规划的基础性问题,随着移动通信用户数量的增多,原先的蜂窝大区制逐渐被微蜂窝甚至微微蜂窝小区制所取代,在这些无线环境中,建筑物的数量增多,地形的几何尺寸各异,建筑物的平均高度往往高于基站天线的高度,传统的适用于大区制的电波预测经验模型难以得到足够精度的预测结果,给无线网络规划中的场强预测带来困难。因此,以射线跟踪算法为基础的新型的、基于特定环境的电波预测模型正逐渐显示出优势。 射线跟踪模型是以几何光学理论和几何绕射理论为基础,通过电磁波的高频射线近似特性来实现电波传播路径跟踪的数值计算方法,具有很高的精度。但是长期以来,技术发展存在两方面的问题:
WLAN室内传播模型 无线局域网室内覆盖的主要特点是：覆盖范围较小，环境变动较大。一般情况下我们选取以下两种适用于WLAN的模型进行分析。由于室内无线环境千差万别，在规划中需根据实际情况选择参考模型与模型系数。 (1) Devasirvatham模型 Devasirvatham模型又称线性路径衰减模型，公式如下： Pl(d,f)[dB]为室内路径损耗＝ 其中，为自由空间损耗＝ d：传播路径；f：电波频率；a：模型系数 (2) 衰减因子模型 就电波空间传播损耗来说，2.4GHz频段的电磁波有近似的路径传播损耗。公式为： PathLoss(dB) = 46 +10* n*Log D（m） 其中，D为传播路径，n为衰减因子。针对不同的无线环境，衰减因子n的取值有所不同。在自由空间中，路径衰减与距离的平方成正比，即衰减因子为2。在建筑物内，距离对路径损耗的影响将明显大于自由空间。一般来说，对于全开放环境下n的取值为2.0～2.5；对于半开放环境下n的取值为2.5～3.0；对于较封闭环境下n的取值为3.0～3.5。典型路径传播损耗理论计算值如表1。
现阶段可提供的2.4GHz电磁波对于各种建筑材质的穿透损耗的经验值如下： ●隔墙的阻挡（砖墙厚度100mm ~300mm）：20-40dB； ●楼层的阻挡：30dB以上； ●木制家具、门和其他木板隔墙阻挡2-15dB； ●厚玻璃（12mm）：10dB（2450MHz） 开阔空间内，设计覆盖距离尽量不要超过30m。 ●如果天线目标区域之间有20mm左右薄墙阻隔时，设计覆盖距离尽量不要超过20m。 ●如果天线与目标区域之间有较多高于1.5m的家具等阻隔时，设计覆盖距离尽量不要超过20m。 ●如果天线安装在长走廊的一端，设计覆盖距离尽量不要超过20m。 ●如果天线与目标区域之间有一个拐角时，设计覆盖距离尽量不要超过15m。 ●如果天线与目标区域之间有多个拐角时，设计覆盖距离尽量不要超过10m。 ●不要进行隔楼层进行覆盖。
无线信传输损耗 集团文件版本号：（M928-T898-M248-WU2669-I2896-DQ586-M1988）
无线信号传输损耗 AP信号链路损耗计算 根据模型，室内路径损耗随距离成指数增长。接收电平估算公式如下：Pr(dB) = Pt(dB) - Ct(dB) + Gt(dB) - FL(dB) + Gr(dB) - Cr(dB) Pr：接受端灵敏度 Pt: 发送端功率 Cr: 接收端接头和电缆损耗 Ct: 发送端接头和电缆损耗 Gr: 接受端天线增益 Gt: 发送端天线增益 FL: 自由空间损耗 线性路径衰减模型 FL(dB)=20 lg R (m) +20 lg f (GHz) + 32.44 R是两点之间的距离;f是工作频率（f通常为2.4GHZ或5.8GHZ） 衰减因子模型 2.4G频段的电磁波有近似的路径传播损耗公式为： FL(dB) = 46 +10* n*Log R（m） 5.8G频段的电磁波有近似的路径传播损耗公式为： FL(dB) = 56 +10* n*Log R（m） 其中，n为衰减因子。全开放环境下n的取值为2.0～2.5；半开放环境下n的取值为2.5～3.0；较封闭环境下n的取值为3.0～3.5。
另外，在衡量墙壁等对于AP信号的穿透损耗时，需考虑AP信号入射角度，尽量使AP信号能够垂直的穿过（90度角）墙壁或天花板。 2.4G的信号在同轴电缆中传输，根据经验公式频率的开方比可以得到： 同轴电缆5C-FB：33.7db/100m
同轴电缆9C-FB：17.6db/100m 同轴电缆12C-FT：12.7db/100m 目前CATV常用的线缆是SY(W)V-75-5同轴电缆，根据实际测量，SY(W)V-75-5同轴电缆率衰一般是50db/100米左右。