高效率开关电源设计实例-- 10W同步整流Buck变换器
以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。
采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这
个问题。
10W同步整流Buck变换器
应用
此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W
降压Buck变换器)。
在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。
设计指标
输入电压X围： DC+10～+14V
输出电压： DC+5.0V
额定输出电流： 2.0A
过电流限制： 3.0A
输出纹波电压： +30mV(峰峰值)
输出调整：±1％
最大工作温度： +40℃
“黑箱”预估值
输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大)
输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W
功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W
续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W
输入平均电流
低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA
高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A
估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A
设计工作频率为300kHz。
电感设计(参见正激式滤波扼流圈的设计)
最恶劣的工作情况是在高输入电压时。式中Vin(max)——可能的最大输入电压。
Vout——输出电压。
Iout(min)——最小负载时的电流。
f sw——工作频率。
电感是个环形表面封装元件，市场上有多种标准表面封装的电感，这里选择的是Coileraft公司的D03340P-333(33μH)。
功率开关和同步整流器MOSFET的选择
功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET。这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET，以节省PCB空间。最大输入电压是DCl4V。因此，可以选用V DSS 不低于DC+30V、峰值电流是2．8A的MOSFET。
选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大R DS（on），通过热模型可以确定这个值，最大的R DS(on)可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于1W，所以估计的R DS(on)应小于所以选FDS6912A双N沟道MOSFET，它是S0-8封装，10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ。
同步二极管：要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30％的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联，30V时约为0．66A。这里使用MBRSl30，该二极管在流过0．66A 时有0．35V的正向压降。
可替换的元件：在写本书时，仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET，肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上(syncFET)。SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET，与一个28mΩSyncFET一起封装，型号为FDS6982S。
输出电容(参见输出级的设计)
输出电容值由下列公式确定：
输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流。在这个实例中，纹波电流和电感交流电流是相同的，电感电流最大值限定在2．8A，纹波电流峰峰值为1．8A，有效值大约为O．6A(约为峰峰值的1／3)。
采用表面安装钽电容，因为它的ESR只有电解电容的10％～20％。在环境温度+85。C=时，电容将降额30％使用。
最佳的电容是来自AVX公司的，它的ESR非常低，因此可以适应很高的纹波电流，但这是很特殊的电容。在输出端可将下列两种电容并在一起。
AVX：
TPSEl07M01R0150 1OOμF(20％)，10V，150mΩ，O．894A(有效值)
TPSE107M01R0125 100／μF(20％)，10V，125mΩ，0．980A(有效值)
Nichicon：
F750A107MD 100μF(20％)，10V，120mΩ，0．92A(有效值)
输入滤波电容(见功率因数校正)
这个电容要流过与功率开关相同的电流，电流波形是梯形的，从最初的lA很快上升到2.8A。它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多。可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1．8A的三角波，产生大约1．1A的有效值。
电容值由下式计算：
电压越高，电容值越低。电容由两个1OOμF电容并联而成，它们是：
AVX(每个系统需两个)：
TPSl07M020R0085 1OOμF(20％)，20V，85mΩ，1．534A(有效值)
TPSl07M020R0200 100μF(20％)，10V，200mΩ，1．0A(有效值)
选择控制IC芯片(U1)
期望的buck控制IC芯片的特性是：
1．直接从输入电压即可启动的能力。
2．逐周电流限制。
3．图腾柱MOSFET驱动器。
4．功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制。
市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5～+1．8V微处理器调整电源的(如，+12V 的V dd和+5V的V in)。也有很多IC芯片可以提供足够的功能，使用者可以根据应用来选择这些功能。在选择时，初选了两家加利福尼亚公司的产品，发现只有一种IC适合这种要求，就是Unitrode／TI的UC3580-3。
电压误差放大器的内部基准是2．5(1±2．5％)V。
设定工作频率(R7、R8和C8)
R8给定时电容C8充电，而R7给定时电容放电。首先，要确定变换器最大占空比。因为输出电压大约是最低输入电压的50％，所以选择最大占空比为60％。
从数据手册得
充电时间最大值是0．6／300kHz或2μs。参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量。这里采用这个值，因此R8的值是
伏-秒限制器(R4和C5)
这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能。当输入电压增加时，Buck变换器工作脉宽会减少。RC振荡器直接与输入电压相接，并且它的定时值与输入电压成反比。它的定时时间设成比工作脉宽长30％。如果伏．秒振荡器定时时间到了，而调整单元仍旧导通，则调整单元会被关断。
C5也取lOOpF，因为它的定时和振荡器一样，所以R4大约是47kΩ。
设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间
根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算，但仍需要在最初调试时调整R6(死区设定电阻)的值。开始设成lOOns比较好，典型的MOSFET开通延时是60ns，100ns 可以保证不会有短路电流。
IC所产生的死区延时是不对称的。从数据手册的图表上看，100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns，关断延时为180ns。
在最初调试阶段就要设法减少这些延时。延时使得二极管导通的时间太长，损耗就高，但还是工作在安全区。
栅极驱动变压器的设计(T1)
栅极驱动变压器是一个简单的1：1正激式变压器。对变压器没有特别的要求，因为它是小功率、交流耦合(双向磁通)的300kHz变压器。
用0.4in(10mm)的铁氧体磁环就足够了，如TDK公司的K5TIO×2．5×5(B sat是3300G)，或Philips公司的266T125-3D3(B sat是3800G)。
从磁性元件的设计可知，产生1000G(0．1T)或0．3B sat的匝数是
栅极驱动变压器用两根相同导线(约#30AWG)并绕。为了方便，变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”(gull wing)表面安装骨架上。
电流检测电阻(R15)和电压检测电阻分压器(R11和R13)
芯片只提供了一个最小O．4V阈值的关断引脚。这里打算采用一个备用的过电流保护模式。为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸，将采用电流反馈检测电路的一种变型。此处，0．35V是电压检测电阻分压器(R14)上的压降。那么R15为
R15 =0.05V/3A=16.6mΩ(取20mΩ)
戴尔(Dale)电阻是WSL-2010-02-05。
设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1．0mA。这样R13和R14的总电阻是
R sum=2.5V/1.0mA=2.5kΩ
R14 为
R14 =0。35V/1.0mA =350Ω(取360Ω)
则R13 为
R13 =2.5kΩ-360Ω=2.14kΩ(取2.15kΩ,1%精度)
则R11 为
R11 =（5.0V-2.5V）/1mA =2.5kΩ(取2.49kΩ,1%精度)
电压反馈环补偿（见反馈补偿器）
这是一个电压型正激式变换器。为了得到最好的瞬态响应，将采用双极点、双零点补偿法。
确定控制到输出特性:输出滤波器极点由滤波电感和电容决定，且以-40dB／dec穿越OdB线。它的自然转折频率是
输出滤波电容引起的零点（ESR是两个150mΩ并联）是
功率电路直流绝对增
益是
计算误差放大器补偿极点和零点
选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合，这使得瞬态响应时间约为200μs。
f xo=15kHz
首先，假定最终闭合回路补偿网络以-20dB／dec下降，为获得15kHz穿越频率，放大器必须提高输入信号增益，即提高博德图中的增益曲线。
G xo=20lg(f xo/f fp)-G DC=20lg(15kHz/1959Hz)-13.6dB
G xo=G2=+4.1 dB
A xo=A2=1.6 dB（绝对增益）
这是中频段(G2)所需的增益，以获得期望的穿越频率。
补偿零点处的增益是：
=-16.5dB
A1 =0.15（绝对增益）
为补偿两个滤波器极点，在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：
第一个补偿极点置于电容的ESR频率处(4020Hz)：
第二个补偿极点用于抑制高频增益，以维持高频稳定性：
现在可以开始计算误差放大器内部的元件值，见图19。
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主 要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每 一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器(板载的10W降压Buck 变换器)。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在 系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙 之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使 用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。 更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+5.0V 额定输出电流： 2.0A 过电流限制： 3.0A 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +5.0V*2A=10.0W(最大) 输入功率： Pout/估计效率=10.0W／0.90=11.1W 功率开关损耗 (11.1W-10W) * 0．5=0.5W 续流二极管损耗： (1l.lW-10W)*0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时 11.1W／10V=1.1lA 高输入电压时： 11.1W／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
1开关电源主电路设计 1.1主电路拓扑结构选择 由于本设计的要求为输入电压176-264 V 交流电，输出为24V 直流电,因此中间需要将输入侧的交流电转换为直流电，考虑采用两级电路。前级电路可以选用含电容滤波的单相不可控整流电路对电能进行转换，后级由隔离型全桥Buck 电路构成。总体要求是先将AC176-264V 整流滤波，然后再经过BUCK 电路稳压到24V 。考虑到变换器最大负输出功率为1000W ，因此需采用功率级较高的Buck 电路类型，且必须保证工作在CCM 工作状态下，因此综合考虑，本文采用全桥隔离型Buck 变换器。其主电路拓扑结构如下图所示： 图1-1 主电路拓扑结构 1.2开关电源电路稳态分析 下面将对全桥隔离型BUCK 变换器进行稳态分析，主要是推导前级输出电压g V 与后级输出电压V 之间的关系，为主电路参数的设计提供参考。将前级输出电压g V 代替前级电路，作为后级电路的输入，且后级BUCK 变换器工作在CCM 模式，BUCK 电路中的变压器可以用等效电路代替。 由于全桥隔离型BUCK 变换器中变压器二次侧存在两个引出端，使得后级BUCK 电路的工作频率等同于前级二倍的工作频率，如图1-1所示。在S T 2的工作时间内，总共可分为四种开关阶段，其具体分析过程如下： 1) 当S DT t <<0时，此时1Q 、4Q 和5D 导通，其等效电路图如图1-2所示。
i () t R v i ‘ 图1-2 在S DT t <<0时等效电路 g nv v =s （1-1） v nv v g -L = （1-2） R v i i /-C = （1-3） 2) 当S S T t DT <<时，此时1Q ~4Q 全部关断，6D 和5D 导通，其等效电路图如图1-3 所示。此时前级输出g V 为0，假设磁化电流为0，则流过6D 和5D 电流相等，均为L i 2 1 。。 i () t R i ‘ 图1-3 在S S T t DT <<时等效电路 0=s v （1-4） v v -L = （1-5） R v i i /-C = （1-6） 3) 当S S T D t T ）（ +1<<时，此时2Q 、3Q 和6D 导通，其等效电路图如图1-2所示。
两例变频器开关电源电路实例 ——兼论电容C23在电路中的重要作用 先看以下电路实例： 图1 东元7200PA 37kW变频器开关电源电路 CN4 图2 海利普HLPP001543B型15kW变频器开关电源电路
图1、图2电路结构和原理基本上是相同的，下面以图1电路例简述其工作原理。 开关电源的供电取自直流回路的530V直流电压，由端子CN19引入到电源/驱动板。 电路原理简述：由R26~R33电源启动电路提供Q2上电时的起始基极偏压，由Q2的基极电流Ib的产生，导致了流经TC2主绕组Ic的产生，继而正反馈电压绕组也产生感应电压，经R32、D8加到Q2基极；强烈的正反馈过程，使Q2很快由放大区进入饱合区；正反馈电压绕组的感应电压由此降低，Q2由饱合区退出进入放大区，Ic开始减小；正反馈绕组的感应电压反向，由于强烈的正反馈作用，Q2又由放大状态进入截止区。以上电路为振荡电路。D2、R3将Q2截止期间正反馈电压绕组产生的负压，送入Q1基极，迫使其截止，停止对Q2的Ib的分流，R26-R33支路再次从电源提供Q1的起振电流，使电路进入下一个振荡循环过程。 5V输出电压作为负反馈信号（输出电压采样信号）经稳压电路，来控制Q2的导通程度，实施稳压控制。稳压电路由U1基准电压源、PC1光电耦合器、Q1分流管等组成。5V输出电压的高低变化，转化为PC1输入侧发光二极管的电流变化，进而使PC1输出测光电三极管的导通内阻变化，经D1、R6、PC1调整了Q2的偏置电流。以此调整输出电压使之稳定。 这是我的第二本有关变频器维修的书中，对图1电路原理的简述，由于疏漏了对电容C23作用的讲解，给读者带来了一些疑问：1）N2绕组负电压是如何加到Q2基极的？2）电路中C23的作用是什么？3）C23的充、放电回路是怎样走的？这3问题涉及到电路原理的关键部分，无它，开关电管Q2即无法完成由饱和导通→进入放大区→快速截止→重新导通的工作状态转换，三个问题其实又只是一个问题，即图1的C23（或图2中的C38）究竟对电路的工作状态转换起到怎样的重要作用？先不要忙，将这个问题暂且按下不表，先说几句题外话。 在由3844（42/43/34）PWM脉冲芯片为核心构成的开关电源电路，大行其道的今天，像图1、图2这样由两只双极型晶体管构成的开关电源电路（对比于集成器件，或称之为分立元件构成的开关电源），仍占有一席之地，在数个变频器厂家的产品中，得到应用。难道是厂家技术人员有怀旧情结吗？还是为了降低生产成本？其实都不是！采用分立元件做开关电源，设计人员肯定有更全面和深入的考虑。 而我的维修经验而论，我比较倾向和首肯于由分立元件构成的开关电源，理由是其工作可靠性高，故障率低，使用和维修都比较让人放心。电路的质量，并不取决于采用集成器件或分立元件，也不取决于电路采用元器件的数量多少，这些都是形式而非本质。相对于分立元件组成的电路，集电器件是否就具有技术上的先进性和工作上的可靠性？则真的是一个问号，不可一概而论。比较二者电路的设计难度，分立元件的电路，恐怕难度要更高一些。 与分立元件的电源相比，用3844做成的电源电路，更像一个“傻瓜型”电路，有固定的电路模式，与成型外围作成一个电路单元，可以应急取代任意开关电源电路，达到修复目的（有的技术人员已经这样做了）。 电路的元件数量愈少，电路结构越是精简，电路的故障率就越低，这是一个被实践验证的法则。实际维修中，采用图1电路形式的开关电源，故障率和可靠性，要优于用集成器件做成的开关电源。个别电源，停电时还好好儿的，一上电，开关管就炸掉了，说明即使“傻瓜型”电路，在设计上也不可掉以轻心，关
基于TOPSwitch Ⅱ的开关电源设计 1 引言 功率开关管、PWM控制器和高频变压器是开关电源必不可少的组成部分。传统的开关电源一般均采用分立的高频功率开关管和多引脚的PWM集成控制器，例如采用UC3842＋MOSFET是国内小功率开关电源中较为普及的设计方法。 90年代以来，出现了PWM/MOSFET二合一集成芯片，他大大降低了开关电源设计的复杂性，减少了开关电源设计所需的时间，从而加快了产品进入市场的速度。 二合一集成控制芯片多采用3脚，4脚，5脚，7脚和8脚封装，其中美国功率集成公司于97年推出的三端脱线式TOPSwitch Ⅱ系列二合一集成控制器件，是该类器件的代表性产品。 2 TOPSwitch Ⅱ器件简介 TOPSwitch系列器件是三端脱线式PWM开关（Three－terminal Off－line PWM Swtich）的英文缩写。TOPSwitch 系列器件仅用了3个管脚就将脱线式开关电源所必需的具有通态可控栅极驱动电路的高压N沟道功率的MOS场效应管，电压型PWM控制器，100kHz高频振荡器，高压启动偏置电路，带隙基准，用于环路补偿的并联偏置调整器以及误差放大器和故障保护等功能全部组合在一起了。 TOPSwitch Ⅱ系列器件是TOPSwitch的升级产品，同后者相比，内部电路做了许多改进，器件对于电路板布局以及输
入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能有所增强。其型号包括TOP221－TOP227，内部结构如图1所示[1]。 TOPSwitch Ⅱ是一个自偏置、自保护的电流－占空比线性控制转换器。由于采用CMOS工艺，转换效率与采用双集成电路和分立元件相比，偏置电流大大减少，并省去了用于电流传导和提供启动偏置电流的外接电阻。 漏极连接内部MOSFET的漏极，在启动时，通过内部高压开关电流源提供内部偏置电流。 源极连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和基准点。 控制极误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，可激发输入电流，同时也是提供旁路、自动重启和补偿功能的电容连接点。 控制电压控制极的电压V c给控制器和驱动器供电或提供偏压。接在控制极和源极之间的外部旁路电容C T，为栅极提供驱动电流，并设置自动恢复时间及控制环路的补偿。在正常工作（输出电压稳定）时，反馈控制电流给V c供电，并
高效率开关电源设计实 例 文档编制序号：[KKIDT-LLE0828-LLETD298-POI08]
高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PWM设计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器()。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3／4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的(见图20的电路图)。 设计指标 输入电压范围： DC+10～+14V 输出电压： DC+ 额定输出电流： 过电流限制： 输出纹波电压： +30mV(峰峰值) 输出调整：±1％ 最大工作温度： +40℃ “黑箱”预估值 输出功率： +*2A=(最大) 输入功率： Pout/估计效率=／= 功率开关损耗* 0．5= 续流二极管损耗：*= 输入平均电流 低输入电压时／10V= 高输入电压时：／14V=0．8A 估计峰值电流： 1．4Iout(rated)=1．4×2．0A=2．8A 设计工作频率为300kHz。
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电又如何使直流电压（电流）稳定这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A；
③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=±； 发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
典型半导体案例失效分析 Author:朱秋高 光宝电子(东莞)有限公司 E-mial: Collins.zhu@https://www.doczj.com/doc/7d16448666.html, 摘要: 开关电源与地之间走线的电感对主开关Mosfet 驱动影响和失效案例 关键词: PWM 驱动信号的布线要点: 在开关转换期间,某些走线 (PCB上的敷铜线路) 电流会瞬间停止,而另外一些走线电流同时瞬间导通(均在开关转换时间100ns 之内发生). 这些走线被认为是开关调整器PCB布线的”关键走线”. 每个开关转换瞬时,这些走线中都产生很高的Di/dt .如图1-1所示,整个线路混杂着细小但不低的电压尖峰.由经验可知,不难理解这是方程V=L*Di/dt 在走线中起作用,L是PCB走线的寄生电感.根据经验,每英寸走线的寄生电感约为20nH 图1-1 确定三种拓扑中的关键走线 噪声尖峰一旦产生,不仅传递到输入/输出(影响电源性能),而且渗透到IC控制单元,使控制功能失稳失常,甚至使控制的限流功能失效,导致灾难性后果. 199
引言: 设计开关调整器PCB时,需知最终产品的好坏完全取决于它的布线,当然,有些开关IC可能会比其他开关IC对干扰更敏感.有时,从不同供应商购得的 “ 同类” 产品也可能有完全不同的噪声敏感度,.此外,某些开关IC结构本身也会比其他IC对噪声更敏感(如电流模式控制芯片比电压模式控制芯片”布线敏感度”高很多). 事实上,用户必须面对这样的现实: 半导体器件生产商不会提供其产品噪声敏感度的资料. 而作为设计人员,往往对布线不够重视,结果将似乎可稳定工作的IC弄得波形震荡,易受干扰,以致误动作,甚至导致灾难性的后果(开关烧掉). 另外,这些问题在调试后期往往很难纠正或补救,因此开始阶段就正确布线非常重要. 试验方法: 1. MOSFET 的驱动信号通常由IC内的驱动级产生,故MOSFET的源极应接至IC接地端.但MOSFET的实际表现并不由施加在栅极与参考间的电压所决定, 而是取决于栅极与源极间的电压,即完全取决于实际的V GS. 实例1,如果源极与地之间的走线有点长的话,在开关转换瞬间它上面会出现很大的电感反冲, 不严重的话只是降低开关转换的速度,严重时会使MOSFET错误地开通或关断,导致管子毁坏. 图1-2 是在关断瞬间可能发生的相当安全的情形.栅极控制MOSFET关断,但源极的PCB走线阻抗刚才也流过了电流,并产生小电压源(尖峰) 以阻止电流减小,电流持续流动直到能量消耗光.这使V GS波形发生改变从而使开关转换速度降低.然而,这种降低转换速度的方法并不值得推荐,根据我所知其结果不可预知,因为它本质上是基于寄生参数的. 图 1-2 关断时源极寄生电感的影响 2. 实例2, 图1-3 是一款使用在网络产品上的电源布线图,我们不难发现驱动信号到MOSFET的栅极之间的走线过长,(约为63mm) .且高频电感离驱动信号非常近,而导致在系统使用时,不时发生MOSFET 烧毁和PCB板大面积烧黑的现象, 200
经典LED驱动电源参考设计大集锦（内含设计原理图、实际案例分析） PI公司的众多LED驱动电源解决方案中，高效率、低功耗，外围简单、可调光、高稳定性是最大的特点，涉及工业、商业、家用等应用领域。不管是应客户需求设计，还是按相关标准设计，还是基于对行业发展趋势把握所做的前瞻性设计，都同样的出色，其方案、设计、想法具有行业指引性。 其众多的驱动电源参考设计中蕴含很多电源基本理论,就算不用其公司的IC也可以作为设计参考，对工程师有超强的指导意义。 1.开关电源设计软件- PI Expert? 操作/设计指南 PI Expert可提供构建和测试工作原型所需的所有必要信息。这些信息包括完整的交互式电路原理图、物料清单(BOM)、电路板布局建议以及详细的电气参数表。PI Expert还可提供完整的变压器设计，包括磁芯尺寸、线圈圈数、适当的线材规格以及每个绕组所用的并绕线数。此外，还可生成详细的绕组机械装配说明。该程序可以将设计时间从数天缩短至几分钟。 2.采用LYTSwitch的带功率因数校正(PFC)的23 W T8电源设计 适用于430 mA V (50 V) T8灯管的隔离式、低输入电压、超薄驱动器设计(DER-338)现已推出。这款新设计采用了PI新推出的LYTSwitch? LED驱动器系列器件LYT4215E。 3.一款高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器 PI推出了一份新的设计报告((DER-364)，介绍的是一款使用广受好评的LYTSwitch IC设计的高功率因数、可控硅调光的非隔离LED驱动器。其效率额定值高达85%以上，具有无闪烁调光和单向快速启动(<200 ms)的特性。 4.针对T10灯管的最新24 W LED驱动器设计 PI的一款效率达92%的24 W T10灯LED驱动器设计(DER-356)。该设计可极大简化离线式、带功率因数校正的LED电源的生产。 5.适用于可控硅调光A19灯的全新10 W PFC LED驱动器设计 PI发布的关于针对可调光A19灯的全新10 W驱动器设计(DER-328) 6.元件数最少的T8灯管LED驱动器设计–高效率、低THD PI现已推出DER-345–一款针对T8 LED灯的低输入电压、非隔离、高效率、高功率因数LED驱动器设计。 7.适用于A19替换灯的14.5 W可控硅调光的非隔离LED驱动器 Power Integrations的LED设计(DER-341) –适用于A19 LED灯的非隔离式、高效率、高功率因数(PF) LED驱动器。这款新的LED驱动器采用LinkSwitch-PH系列IC中的LNK407EG器件设计而成。
1.开关电源感念 1.1开关电源就是用通过电路控制开关管进行高速的道通与截止。将直流电转化为高频的交流电提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组电压，转化为高频交流电的原因是高频交流在变压器变压电路中的效率要比50HZ高很多，所以开关变压可以做的很小，而且工作时不是很热，成本很低。如果不将50HZ变为高频开关就没有意义，开关变压也不神秘，就是一个普通的变压器。这就是开关电源。 *简单地说，开关电源的工作原理是： *1、交流电源输入经整流滤波成直流； *2、通过高频PWM（脉冲宽度调制）信号控制开关管，将那个直流加到开关变压器初级上； *3、开关变压器次级感应出高频电压，经整流滤波供给负载； *4、输出部分通过一定的电路反馈给控制电路，控制PWM占空比，以达到稳定输出的目的。 1.2开关电源自20世纪70年代开始应用以来，涌现出许多功能完备的集成控制电路，使开关电源电路日益简化，工作频率不断提高，效率大大提高，并为电源小型化提供了广阔的前景。我司采用的TOP244Y是将PWM控制器与功率开关场效应管合二为一封装在一起，可使用电路大为简化，体积进一步缩小，成本也明显降低。 ★TOP 244Y开关电源的基本原理： 封装形式
*漏极管脚（D）：高压功率场效应管漏极输出。 *控制管脚（C）：用于调节占空比的误差放大器。 *源极管脚（S）：将其连接至输出场效应管源极可得到高压功率回馈。 *L：为输入电压的欠压与过压检测端。 *F：开关频率选择端，当F端接到源极时，其开关频率为132kHz，而当F端接到控制端时，其开关频率为66kHz。我司频率为132KHZ。 *X：外部电路流定调整端。在X端与源极之间接入不同的电阻，则开关电流可限定在不同的数值。若R=12kΩ，则流过开关的电流被设定为额定值的69%；若R1=6k Ω，则为额定值的90%；也就是说，随着电阻值的增大，开关允许流过的电流随之减小。 *若在L端与输入电压正端接入2MΩ的电阻，那么其： 欠压保护值为：Vuv=100VDC 过压保护值为：Vou=450VDC *产品主要有如下性能特点：输出功率250W；外围电路简单，成本低；在极低压或冲情况下能充分集成软启动；外部可编程精确电流限制的高效率，低成本设计和功率可限电路；线性欠压保护，无关断干扰。
开关电源设计
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
正文 一、设计任务与要求 2．掌握开关电源的设计、组装与调试方法。 3．研究开关电源的实现方法，并按照设计指标要求进行电路的设计与仿真。 具体要求如下： 分析、掌握该课题总体方案，广泛阅读相关技术资料，并提出见解。 掌握开关电源的工作原理。 主要技术指标 直流输入电压：15~30V； 输出电压：8V； 输出电流：0.5A； 效率：≥80%。 二．BUCK型电路 在实际应用中我们对电压有很重要的应用，而且很多时候我们对电压的值有十分严格的要求，所以有时在电路中也要求我们使用一些方法来达到升压或者降压的目的，以完成自己设计的要求，故对升压与降压电源电路的认识有着重要的意义。 开关电源实质就是一个振荡电路，这种转换电能的方式，不仅应用在电源电路，在其它的电路应用也很普遍，如液晶显示器的背光电路、日光灯等。 开关稳压电源分为三种，即BUCK型电路（降压）、 BOOST型电路(升压)、Buck-Boost型电路(降压-升压混合)。现在我对基本电路BUCK做简要说明，以方便大家对基于MC34063开关稳压电源设计的理解。 2.1.线路组成 图1（a）所示为由单刀双掷开关S、电感元件L和电容C组成的Buck变换器电路图。图1(b)所示为由以占空比D工作的晶体管T r、二极管D1、电感L、电容C组成的Buck变换器电路图。电路完成把直流电压V s转换成直流电压V o的功能。 图１Buck变换器电路 当开关S在位置a时，有图2 (a)所示的电流流过电感线圈L，电流线性增加，在负
载R上流过电流I o ，两端输出电压V o ，极性上正下负。当i s >I o 时，电容在充电状态。这时 二极管D 1承受反向电压；经过时间D 1 T s 后（，t on 为S在a位时间，T s 是周期）， 当开关S在b位时，如图2（b）所示，由于线圈L中的磁场将改变线圈L两端的电压极性， 以保持其电流i L 不变。负载R两端电压仍是上正下负。在i L 0，开关打开时，i s =0，故i s 是脉动的，但输出电流I o ，在L、D 1 、C作用 下却是连续的，平稳的。 图２Buck变换器电路工作过程 三、开关电源的分类： （1）按开关管的连接方式，开关电源可分为串联型开关电源和并联型开关电源。串联型开关电源的开关管是串联在输入电压和输出负载之间，属于降压式稳压电路；而并联型开关电源的开关管是在输入电压和输出负载之间并联的，属于升压式稳压电路。 （2）按激励方式，开关电源可分为自激式和他激式。在自激式开关电源中，由开关管和高频变压器构成正反馈环路，来完成自激振荡，类似于间歇振荡器；而他激式开关电源必须附加一个振荡器，振荡器产生的开关脉冲加在开关管上，控制开关管的导通和截止，使开关电路工作并有直流电压输出。 （3）按调制方式，开关电源可分为脉宽调制（PWM）方式和脉频调制（PFM）方式。PWM是通过改变开关脉冲宽度来控制输出电压稳定的方式，而PFM是当输出电压变化时，通过取样比较，将误差值放大后去控制开关脉冲周期（即频率），使输出电压稳定。 （4）按输出直流值的大小，开关电源可分为升压式开关电源和降压式开关电源，也可分为高压开关电源和低压开关电源。 （5）按输出波形，开关电源可分为矩形波和正弦波电路。 （6）按输出性能，开关电源可分为恒压恒频和变压变频电路。 （7）按开关管的个数及连接方式又可将开关电源分为单端式、推挽式、半桥式和全桥式等。单端式仅用一只开关管，推挽式和半桥式采用两只开关管，全桥式则采用四只开关管。 （8）开关电源按能量传递方式又可分为正激式和反激式。 （9）按软开关方式分，开关电源有电流谐振型、电压谐振型、E类与准E类谐振型和部分谐振型等 四．MC34063的基本知识 该器件本身包含了DC／DC变换器所需要的主要功能的单片控制电路且价格便宜。它由具有温度自动补偿功能的基准电压发生器、比较器、占空比可控的振荡器，R—S触发器和大电流输出开关电路等组成。该器件可用于升压变换器、降压变换器、反向器的控制核心，
& 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日
目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16)
附录一 (17) ]
引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。
详解自激开关电源电路图 该文章讲述了详解自激开关电源电路图. 自激开关电源电路 图,STR41090电源属于自激式并联型开关电源,适应电网电压能力为150-280V。 振荡过程 C808上约300V直流电压经R811加到N801的(2)脚内部开关管的B极,同时经T802的(1)、(3)绕组加到N801的(3)脚内部开关管的C极,开关管开始导通,电流流过T802的(1)、(3)绕组,在(1)、(3)绕组产生感应电压,极性为(3)正(1)负,经耦合,在(6)、(7)绕组也产生感应电压,极性为(7)正(6)负,此正反馈电压经C819、R817、R816送回到N801的(2)脚,使开关管电流进一步增大,雪崩的过程使开关管迅速饱和。开关管饱和期间,T802(1)、(3)绕组的电流线性增大,VD821、VD822截止,T802储存磁场能量。由于C819不断被充电,使N801的(2)脚电压不断下降,到某一时刻,N802(2)脚上的电压不能维持内部开关管的饱和,开关管退出饱和状态,C极电流减小,T802各绕组的感应电压极性全部翻转,反馈绕组(6)、(7)脚的电压极性为(6)正(7)负,经C819、R817、R816送到N801的(2)脚,使N801(2)脚电压进一步减小,又一雪崩过程使开关管迅速截止。开关管截止期间,VD821导通,在C822电容上形成112V电压;VD822也导通,在C824电容上形成18V电压,T802储存的磁场能量被释放。另一方面,C819上的电压经R817、R816、VD812、VD813放电,同时300V电压经R811给C819反向充电,这两个因素使C819左端的电压回升,即N801(2)脚的电压回升,当(2)脚电压上升0.6V以上
《开关电源入门》,图灵出版的和美国半导体总工写的.《开关电源设计与优化》写的不适合初学者 1、《开关电源指南》第2版,浙江大学徐德鸿翻译的,也有可能是他的学生翻译,他署名出版而已.说实话,翻译水平很烂,错误相当多,但里面很多内容,相当不错,很适合入门.英文水平高的,可以看英文原版. 2、《开关电源设计》第2版,华南理工大学王志强翻译的,挺厚的,黑白相间的书皮,也不错. 3、《电力电子系统建模》浙大徐德鸿翻译,《开关变换器的建模与控制》, 张卫平著. 这两本书,详细讲解了开关电源的建模方式和环路补偿,怎么调整电源环路的稳态性能和暂态性能.这两本书看懂了,做电源,我个人觉得,理论水平已经达到一定高度了. 4、《直流开关电源的软开关技术》和《全桥移相软开关技术》,南航阮新波的博士论文,整理后出版的两本书,国内凡是写软开关的书,大部分都是照抄它们或者无一不参考它们.其中后一本书已经绝版了,市场上已经买不到,淘宝网上有复印版本卖,大概45元,质量很不错的. 5、《开关电源磁性元器件》,赵修科著.磁性器件,可以说是开关电源的心脏,不懂磁,想做好电源,那是不可能的.这本书对磁的理解深刻而全面. 6、control loop cookbook 德州仪器的技术资料,作者就是提出著名右半平面零点概念的那个人,相当的好. 其他的书嘛,就是大学教材,模拟电路和经典控制理论,一定是要读通掌握才行.总的来说,软开关,就看阮新波足够;环路方面,主要还是看外国人写的;磁和变压器方面,主要看赵修科和台湾人写的. 仿真软件还是要掌握一些的. 1、orcadpspice适合做电路元件级级仿真,仿模拟电路和开关电源小信号模型,效果相当好. 2、saber适合做系统级仿真,特别适合开关电源这种含有脉冲式信号的电路,模型库参数全,仿真精度高,尤其是强大的仿真结果后续处理能力,是我用过的仿真软件中,功能最强大的一款.不过,在国内普及程度,没有pspice高,一套正版8万
要：介绍一种采用UC3844集成芯片实现的多路输出单端反激式IGBT驱动电源。根据设计要求给出了该电路的具体设计步骤及电路参数。实验结果表明，该电源的可靠性高，稳定性好，输出纹波小，能够适应电网电压10% 和负载20% 的波动。 近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。单端反激式变换电路由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅助电源或功率开关的驱动电源。 开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。为此，应用电流控制型芯片(峰值电流控制)UC3844设计了一种大功率高频开关电源功率开关(例如IGBT)驱动电源，其主要技术指标为：5路输出(各路均为20V/0.5A)；输出电压纹波<±0.5% ；工作频率为40kHz；输入交流电压范围(1±10%)220V。 1 主电路设计 1.1 主电路拓扑 图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在 UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD 缓冲电路。
高效率开关电源设计实例 1 0 W同步整流Buck变换器 以下设计实例中，包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率。有源钳位和元损吸收电路 的设计主要依靠经验来完成的，所以不在这里介绍。 采用新技术时必须小心，因为很多是有专利的，可能需要直接付专利费给专利持有人，或在购买每一片控制IC芯片时，支付附加费用。在将这些电源引入生产前，请注意这个问题。 10W同步整流Buck变换器 应用 此设计实例是PW履计实例1的再设计，它包括了如何设计同步整流器（板载的10W降压 Buck变换器）。 在设计同步整流开关电源时，必须仔细选择控制IC。为了效率最高和体积最小，一般同步 控制器在系统性能上各有千秋，使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好。很多运行性能的微妙之处不能确定，除非认真读过数据手册。例如，每当作者试图设计一个同步整流变换器，并试图使用现成买来的IC芯片时，3/4设计会被丢弃。这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变。更不用说，当发现现成方案不能满足需求时，是令人沮丧的（见图20的电路图）。 设计指标 输入电压范围：DC+10- +14V 输出电压：DC+5.0V
额定输出电流：2.0A 过电流限制：3.0A 输出纹波电压：+30mV (峰峰值) 输出调整：土1% 最大工作温度：+40 C “黑箱”预估值 输出功率：+5.0V *2A=10.0W最大) 输入功率：Pout/估计效率=10.0W^0.90=11.1W 功率开关损耗(11.1W-10W) * 0 . 5=0.5W 续流二极管损耗：(1I.IW-10W) *0.5=0.5W 输入平均电流 低输入电压时11.1W / 10V=1.1IA 高输入电压时：11.1W/ 14V=0. 8A 估计峰值电流：1 . 4lout(rated)=1 . 4X 2. 0A=2. 8A 设计工作频率为300kHz。
总结：开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。
如何设计高效率开关电源 开关电源中广泛用于我们的生活中，高效率的开关电源越来越受市场的青睐。如何提高电源效率，成了电源设计时的重大课题。本文将为你解读NTC 热敏电阻的使用方法，以及通过减小NTC 自身损耗提升电源效率的方法。 下图是一个较为完整的开关电源框架图：包括EMI 电路，输入，输出整流电路，PFC 电路，PWM 驱动电路,保护电路，变压器转换等。 想要提高开关电源的效率，首先需要了解开关电源在工作中存在哪些地方的损耗。开关电源的损耗主要有输入整流器损耗，开关管损耗和缓冲电路损耗， 控制，检测驱动和保护电路损耗，变压器和电感损耗，滤波电容器的损耗，多级电源变换的损耗，不合理控制方式的损耗，线路损耗等。 如何使用用继电器减小热敏电阻(NTC)损耗： 在AC-DC 的开关电源设计中，工程师常常会在到AC 输入端加个热敏电阻（NTC ）来降低电源启动时浪涌电流冲击给电源带来的损害。事实上热敏电阻在电源正常工作后电流持续流过会给电源带来一定的损耗。比如使用一个25℃时为10Ω的NTC 热敏电阻，假设滤波电容的等效串联电阻为1Ω，那么浪涌电流的大小将相应的降到十分之一左右，可见NTC 的阻值越大限制浪涌电流的效果越好。但是NTC 得阻值越大相对应的给电源带来的损耗也就越高。如下图所示电路： L N 上图所示的是一个输出100W 的AC-DC 电源前端电路的一部分，假设Z1使用一个25℃时为10Ω的NTC,在刚接通电源时，NTC 电阻将会有2W 左右的功率损耗： I 平均=P 总/V 有效值=100w/200V=0.45A
P损耗=I平2*R=0.45A*0.45A*10=2W 随后随着电流流过NTC热敏电阻，温度逐步升高，使用负温度系数的电阻在温度达到85℃的时候，电阻将会降到2Ω左右，在热敏电阻上长期损耗将会在0.4W左右。假设100W 开关电源效率为80%，那么热敏电阻上损耗的占比将会是[0.4W/(100W/0.8)]*100%=0.32%。单个器件就达到0.32%占比的损耗，对于高效率开关电源来说是不予许出现的，所以在设计时需要考虑如何去降低NTC带来的损耗，又要保证电源浪涌冲击性能。我们可以在电路中增加继电器，在电源启动后通过后续供电来使继电器动作，通过减小流过热敏电阻上的电流来降低损耗。如下图所示电路： L N 上图所示的是在NTC上并联一个继电器J1，电源启动时NTC起到防浪涌冲击作用，当电源正常工作后，通过三极管Q1导通继电器J1，继电器J1导通给电源供电，减小了流过NTC上的电流，达到减小NTC损耗作用。 电源电路通电的瞬间，外部电源的的能量首先转移到输入滤波电容上。使用NTC热敏电阻可以限制浪涌电流，但NTC自身的损耗将会直接影响到电源设计效率。所以在高效率开关电源设计中中常常会增加继电器去减小NTC的自身损耗。 提高开关电源工作效率有多种方法，降低NTC热敏电阻自身损耗只是电路设计中的一小点。在后续的文章中，将会进一步的通过电路设计，具体的讲解如何减小电路或者器件带来损耗。降低开关电源损耗，除整流器的损耗外其他都可以用措施降低损耗，利用软开关方法降低开关管的开关损耗；采用同步整流器降低低压输出的整流器导通损耗；采用低功耗控制集成电路芯片降低控制电路损耗；采用无附加电路的零电压/零电流开关，消除软开关的附加电路损耗，采用零电压/零电流开关同步整流器降低同步整流器的开关损耗和栅极驱动损耗。 致远电子自主研发、生产的隔离电源模块已有近20年的行业积累，目前产品具有宽输入电压范围，隔离1000VDC、1500VDC、3000VDC及6000VDC等多个系列，封装形式多样，兼容国际标准的SIP、DIP等封装。同时致远电子为保证电源产品性能建设了行业内一流的测试实验室，配备最先进、齐全的测试设备，全系列隔离DC-DC电源通过完整的EMC测试，静电抗扰度高达4KV、浪涌抗扰度高达2KV，可应用于绝大部分复杂恶劣的工业现场，为用户提供稳定、可靠的电源隔离解决方案。