每个千兆位背板、连接线和电缆都会使通过它的信号产生衰减，这种信号衰减可能很轻微也可能是致命的，决定于导体的几何尺寸、材料、长度和使用的连接器类型。由于通信工程师一生都在与正弦波打交道，因此他们更喜欢在频域内描述这种失真。图1显示了采用50Ω的带状线(或100Ω的微分带状线)终结的信道增益，也称为频率响应。这种带状线类似于低通滤波器，对高频正弦波的衰减比低频波更厉害。
图2显示了数字信号通过20英寸(0.5米)的FR-4微带线后的衰减情况。在连接线中电介质和趋肤效应的损耗降低了脉冲信号的幅度，使其上升沿和下降沿更加发散。我们喜欢称接收到的脉冲为“短脉冲(runt pulse)”，因为其信号幅度比通常的都小。在二进制的通信系统中，任何不能以足够余量超过接收器门限的短脉冲都会造成误码。
本文讨论了在高速串行链路中降低短脉冲信号幅度的三种情况：连接线或电缆、因为连接器和其它信号转换带来的反射、驱动器和接收器的有限带宽。图3显示了典型的信号传播测试。对这个波形进行调整，以使这个测试信号长的平坦部分代表在你的数据代码中长串的0或1，来显示短脉冲幅度，这是一种最糟糕的情况。在不存在反射、串扰或其他噪声的情况下，单个波形(在接收端所测试的)代表了信道散射的最差情况测试。更长的连接线将引入更多的散射问题，最终导致接收器在1.5米(本实例的情况)的长度就不能正常接收信号。
电压余量是衡量接收器上信号品质的一种尺度，该数值等于发生瞬间采样时信号幅度与接收器阈值之间的最小差值(单位：伏)。在一个反射、串扰或其他噪声为零的系统中，从理论上讲，即使在电压余量非常小的条件下您也能够期待系统实现理想的工作性能。然而，在实际的系统中，您必须保持一个足够大的噪声余量，以容忍系统中最大的反射、串扰和其他噪声，同时依然保持接收信号以足够的余量高于阈值电平，以克服接收器的有限带宽和噪声问题。
按照图4所示的例子，短脉冲幅度等于正常低频信号幅度的85%，只超过接收器门限电平35%，而不是正常情况的50%。比正常信号幅度的75%更短的脉冲信号将减少一半的电压余量，这对噪声预算是很大的冲击，但是仍然能工作。对于一般的二进制通信，不使用均衡处理，我们希望到达接收器的短脉冲幅度永远不低于低频脉冲幅度的70%。
短脉冲信号的衰减
在图4中左边是2个波特周期的正弦波。这个短脉冲(101)看起来更像这个正弦波，因此能够从信道衰减的频域图中推断出短脉冲的幅度。
在图4中，数据波的波特率为2.5Gbps。这个频率(对应的正弦波频率)的一半为1.25GHz，在1.25GHz处半米曲线的衰减为4.5dB。在十分之一这个频率下，相同的曲线的衰减为1.5dB，大约对应于8B/10B编码数据传输系统中最低感兴趣频率。这两个数据之间的差值(-3dB)接近在接收器端短脉冲与低频信号幅度的比值。这个系统只有-3dB的衰减，能够满足链路性能的70%频域规格要求，这准确地解释了为什么时域波形在半米处的看起来那么好。
仔细研究图4会发现，在时域中实际的短脉冲幅度为正常信号幅度的85%，比频域近似方法预估的结果好。这个差异部分是缘于正弦波的谐波组成，谐波的基本幅度超过了正弦波信号的幅度，部分缘于凭经验进行的时域与频域之间快速转换所必然有的失真。简单的时域规
格保守地估计了这些因素。如果数据代码允许比8B/10B编码更长的连续0或1，那么你必须对应地使用更低频率作为你“感兴趣的最低频率”。在时域内，可以看到接收到的信号在变成短信号之前，更接近其最大范围的下限或上限，使其在更糟糕的情况下短脉冲信号更难以超过门限电平。
就经验而言，观察最高工作频率(101010模式的代码)范围信道衰减与最低工作频率(决定于你的数据编码长度)的信道衰减的差异，以快速估计在接收器端短脉冲幅度衰减。这种简单的频域方法只能粗略估计链路性能，它不能替代严格的时域仿真，但是可以大大地提高对链路特性的理解。
如果能提供低偏移的时钟分配，或者在接收器上使用时钟恢复单元解决时钟偏移问题，对于任何的二进制CMOS逻辑系列，一个具有1dB的短脉冲衰减的信道都能表现出很好的性能；衰减达3dB的信道需要一个严格布局、接收器门限良好控制的微分架构；具有6dB衰减的信道需要均衡处理。
图1：与长PCB连接线相关的有效信道增益决定于线宽、电介质材料、长度和所用连接器
类型
图2：长的连接线降低了输入脉冲信号的幅度，使其上升和下降沿发散
图3：该测试波形显示了最差情况的短脉冲幅度
图4：短脉冲降低了相对门限电平的电压余量，只超过门限电平35%，而不是正常情况的
50%
传输预加重
Xilinx(赛灵思)公司的Virtex-4 RocketIO接收器集成了三种形式的均衡处理，可以延长衰减严重的信道的传输距离。第一种是传输预加重。图5显示了简单的二进制波形x[n]以及相关的一阶微分波形(difference waveform)x[n]-x[n-1]。
图5：发送预加重电路在每个转换的开始处产生了大的反弹
如果对微积分学熟悉的话，可以将一阶微分波形看成一种导数运算(derivative operation)。在每一个边沿，微分波形产生大的反弹(kick)。发送预加重电路将一定比例的主信号和一阶微分波形加在一起以在每个转换的开始增加大的反弹。从接收器来看，每个反弹增加了短脉冲的幅度，而不会增大信号的低频部分，这些低频部分的信号幅度本身就很大了。
一阶微分概念帮助你明白预加重如何实现的，但是并不能说明是如何构建的。实际的电路将三个而不是两个项目求和，称前体(pre-sursor)、本体和后体。这种结构通过调整与这三项相关的系数能实现第一阶和第二阶微分。可编程的5位乘法DAC负责控制这三个系数。第一个和第三个幅度总是根据主要的中心项进行转换，通过使用第一和第三个触发器的
NOT-Q输出来实现触发。
从DC到1.25GHz的频率范围上，预加重响应平滑地上升，在1.25GHz时响应达到峰值。如果以较高的数据速率对这个预加重电路提供时钟驱动，峰值将相应地向更高移动，峰值总是在等于数据速率一半的频率处出现。
图6中显示了在一米处将预加重响应与信道响应叠加在一起的合成结果(已均衡信道)，该结果比任何一个单独的曲线更平坦。
图6：采用预加重电路，信道产生总的响应比任何一个单独的曲线都平坦
用比较直白的话来说，一个更平坦的合成信道响应应该在时域内实现更“中看”的信号。在更短的距离上，信号表现为过度均衡(over-equalized)。在每次转换中，过冲在二进制系统中并无大碍，前提是接收器具有足够的余量来避免过高信号产生饱和。在1米的距离上，信号波形看起来很漂亮，只有很低的短脉冲信号衰减以及非常小的抖动。1.5米的波形现在仅仅能满足“短脉冲的幅度不小于低频脉冲幅度的70%”这一准则。
相比于简单的微分结构，预加重电路至少可以倍增可靠传输信号的信道长度。
线性接收均衡器
除了预加重电路，RocketIO收发器也采用了基于复杂的6零点(zero)、9极点(pole)接收线性均衡器。该电路用于数据分割(data slicer)电路之前。它包括三个可单独启用的级联式有源模拟均衡级，能够单独接通“0”、“1”、“2”级或依次接通所有三个级。
可以调整均衡器的每一个部分以接近在2.5GHz处衰减为3dB的典型PCB信道的信道响应。将所有三个级打开，可以在2.5GHz频率下获得9dB的信号增强。因为在频率2.5~5GHz 之间，响应不断增长，该均衡器对于数据率为10Gbps及以上的非常有用。
在设置均衡器时，首先选择最佳地匹配整个信道响应的接收(RX)线性均衡器的节数。使用在发送预加重电路中的5位可编程系数来微调整个脉冲响应，以获得最低的码间干扰(ISI)、最低的抖动或同时实现最低的抖动和ISI。在构建电路之后，在接收器内部调整时钟相位能帮助制定误码率浴盆曲线，这样你可以确认你的均衡器的正确性。
两种形式的均衡处理提供的灵活性使你可以实现与很多串行链路标准的互操作性，满足严格的发送信号规范，同时增加基于接收器的均衡，以使你的系统工作在最佳的性能。
判决反馈均衡器
作为防止信道性能的不确定性的最后一道防线，RocketIO收发器包含一个手动可调整的6抽头判决反馈均衡器(DFE)，该器件集成到接收器中的分割电路。DFE对于较差质量的传统信道非常有用，这种传统信道最初并不是设计用于高串行数据速率，DFE具有在不增大串扰的情况下加重输入信号的显著特性。
那些熟悉信号处理的工程师将认识到DFE在均衡网络中插入极点，而发送预加重电路则产生零点。DFE、TX预加重以及RX线性均衡器一起工作，可以提供很多可调整特性。
SerDes知识详解 一、SerDes的作用 1.1并行总线接口 在SerDes流行之前,芯片之间的互联通过系统同步或者源同步的并行接口传输数据,图1.1演示了系统和源同步并行接口。 随着接口频率的提高，在系统同步接口方式中,有几个因素限制了有效数据窗口宽度的继续增加。 ?时钟到达两个芯片的传播延时不相等(clock skew) ?并行数据各个bit的传播延时不相等(data skew) ?时钟的传播延时和数据的传播延时不一致(skew between data and clock) 虽然可以通过在目的芯片(chip #2)内用PLL补偿时钟延时差(clock skew)，但是PVT变化时，时钟延时的变化量和数据延时的变化量是不一样的。这又进一步恶化了数据窗口。 源同步接口方式中，发送侧Tx把时钟伴随数据一起发送出去, 限制了clock skew对有效数据窗口的危害。通常在发送侧芯片内部，源同步接口把时钟信号和数据信号作一样的处理，
也就是让它和数据信号经过相同的路径，保持相同的延时。这样PVT变化时，时钟和数据会朝着同一个方向增大或者减小相同的量,对skew最有利。 我们来做一些合理的典型假设，假设一个32bit数据的并行总线， a)发送端的数据skew = 50 ps ---很高的要求 b)pcb走线引入的skew = 50ps ---很高的要求 c)时钟的周期抖动jitter = +/-50 ps ---很高的要求 d)接收端触发器采样窗口= 250 ps ---Xilinx V7高端器件的IO触发器 可以大致估计出并行接口的最高时钟= 1/(50+50+100+250) = 2.2GHz (DDR)或者1.1GHz (SDR)。 利用源同步接口，数据的有效窗口可以提高很多。通常频率都在1GHz以下。在实际应用中可以见到如SPI4.2接口的时钟可以高达DDR 700MHz x 16bits位宽。DDR Memory接口也算一种源同步接口，如DDR3在FPGA中可以做到大约800MHz的时钟。 要提高接口的传输带宽有两种方式，一种是提高时钟频率，一种是加大数据位宽。那么是不是可以无限制的增加数据的位宽呢？这就要牵涉到另外一个非常重要的问题-----同步开关噪声(SSN)。 这里不讨论SSN的原理，直接给出SSN的公式：SSN = L *N* di/dt。 L是芯片封装电感，N是数据宽度，di/dt是电流变化的斜率。 随着频率的提高，数据位款的增加，SSN成为提高传输带宽的主要瓶颈。图1.2是一个DDR3串扰的例子。图中低电平的理论值在0V,由于SSN的影响，低电平表现为震荡，震荡噪声的最大值达610mV，因此噪声余量只有1.5V/2-610mV=140mV。
脉冲输出功能 本章节是对有关FP∑输出功能作了介绍 6.4.1 脉冲输出功能的概述 用到的指令和控制器 ●利用FP∑的脉冲输出功能，可以控制脉冲串输入形式的电机驱动器，来实现定位控制。 ●专用指令F171（SPDH）能够根据设置的初始速度、最大速度、加/减速时间以及目标值，自动 输出所要求的脉冲，实现梯形升降速的定位控制。 ●专用指令F171（SPDH）还能实现自动回原点功能。 ●专用指令F172（PLSH），可以实现点动（JOG）的脉冲输出。目标值也可以被设置，以便脉冲 输出能在目标值匹配时停下来。 ●专用指令F174（PL0H），能实现脉冲输出和数据表一致，以便定位控制依照数据表来工作。●专用指令F175（SPSH），能实现线性插补控制。通过指定合成速度，加/减速时间以及目标值， 这条指令使用线性插补控制实现脉冲输出。 ●专用指令F176（SPCH），能实现圆弧插补控制。用户可以从两种形成圆弧的方法中选择其一。 一种是指定经过的位置，另一种是指定一个圆心位置。通过指定不同的参数，脉冲使用圆弧插补实现输出。 注意： 直线插补控制指令F175（SPSH）和圆弧插补控制指令F176（SPCH）只能和C32T2控制单元配合使用。 设置系统寄存器 当使用脉冲输出功能时，应将相应通道的系统寄存器和设置为“不使用高速计数器”。
6.4.2 几种脉冲输出方式 正/反向脉冲 输出方式 在这种方法中，控制器使用双向脉冲工作，一个为正向旋转脉冲， 另一个为反向旋转脉冲 图84：FP ∑脉冲输出功能—CW/CCW 输出方式 脉冲+方向 输出方式（正向：关/反向：开） 在这种方法中，控制器使用一个脉冲输出指定速度，用开/关信号指定旋转 方向。在这种模式下，当旋转方向信号为“关”的时候正向脉冲工作。 图85：FP ∑脉冲输出—脉冲+方向输出方式1 脉冲+方向 在这种方法中，控制器使用一个脉冲输出指定速度，用开/关信号指定旋转方向。在这种模式下，当旋转方向信号为“开”的时候正向脉冲工作。 图86：FP ∑脉冲输出—脉冲+方向输出方式2
高速信号常见问题分析（一） ----一个25MHZ时钟信号的单调性问题测试分析 美国力科公司上海代表处胡为东 【摘要】 本文结合实际测试中遇到的时钟信号回沟问题介绍了高速信号的概念，进一步阐述了高速信号与高频信号的区别，分析了25MHZ时钟信号沿上的回沟等细节的测试准确度问题，并给出了高速信号测试时合理选择示波器的一些建议。 【关键词】 高速信号示波器时钟回沟带宽采样率 一、问题的提出 下图1为一个25MHZ 时钟信号的测试结果截图： 图1 使用一个1G带宽、10GS/S的示波器测试一个25M的时钟信号的频率、上升时间等测试结果 测得上升时间为485ps，时钟频率为25MHZ左右。从这个测试结果图上我们并不能看出什么问题来，时钟频率的偏差也很小。对于时钟信号，我们通常
是使用其上升沿或者下降沿的中间电平位置来采样数据，因此时钟信号上升沿或者下降沿的单调性就显得非常重要。下图2为该时钟上升沿的细节，从该图上我们可以清楚的看到示波器对该信号的采样点位置及采样点个数。 图2 使用一个1G带宽、10GS/S的示波器测试一个25M的时钟上升沿的测试结果 从图2上我们可以看到波形上升沿比较平滑，单调性很好。 那么如果我们用一个更高带宽、更高采样率的示波器来测这个时钟会有什么样的变化呢？下图3为用一个6G带宽的示波器，20GS/s采样率去测量该时钟信号，我们发现在该时钟信号的上升沿的中点位置处明显有一个回沟，说明事实上该时钟信号的上升沿是非完全单调的！
图3使用一个6G带宽、20GS/S的示波器测试一个25M的时钟上升沿的测试结果 那么到底是由于示波器带宽的原因还是由于示波器采样率的原因导致 该时钟信号在1G带宽的示波器上和6G带宽的示波器上测试结果的差异呢？下图4为用一个6G带宽的示波器，10GS/s采样率去测量该时钟信号的测试结果图：
PCB设计挑战和建议作为PC、服务器和消费电子产品中重要的硬盘驱动器接口，串行ATA(SATA)发展迅猛并日益盛行。随着基于磁盘的存储在所有电子市场领域中变得越来越重要，系统设计工程师需要知道采用第一代SATA(1.5Gbps)和第二代SATA(3.0Gbps)协议的产品设计中的独特挑战。此外，系统设计工程师还需要了解新的SATA特性，以使其用途更广，功能更强，而不仅仅是简单地代替并行ATA。充分利用这些新特性并克服设计中存在的障碍，对成功推出采用SATA接口的产品非常关键。 日趋复杂的PCB布局布线设计对保证高速信号(如SATA)的正常工作至关重要。由于第一代和第二代SATA的速度分别高达1.5Gbps和3.0Gbps，因此铜箔蚀刻线布局的微小改动都会对电路性能造成很大的影响。SATA信号的上升时间约为100ps，如此快的上升时间，再加上有限的电信号传输速度，所以即使很短的走线也必须当成传输线来对待，因为这些走线上有很大部分的上升(或下降)电压。 高频效应处理不好，将会导致PCB无法工作或者工作起来时好时坏。为保证采用FR4 PCB板的SATA设计正常工作，必须遵守下面列出的FR4 PCB布局布线规则。这些规则可分为两大类：设计使用差分信号和避免阻抗不匹配。 高速差分信号设计规则包括： 1.SATA是高速差分信号，一个SATA连接包含一个发送信号对和一个接收 信号对，这些差分信号的走线长度差别应小于5mil。使差分对的走线长度保持一致非常重要，不匹配的走线长度会减小信令之间的差值，增加误码率，而且还会产生共模噪声，从而增加EMI辐射。差分信号线对应该 在电路板表层并排走线(微带线)，如果差分信号线对必须在不同的层走 线，那么过孔两侧的走线长度必须保持一致。 2.差分信号线对的走线不能太靠近，建议走线间距是走线相对于参考平面高 度的6至10倍(最好是10倍)。 3.为减少EMI，差分对的走线间距不要超过150mil。 4.SATA差分对的差分阻抗必须为100欧姆。 5.为减少串扰，同一层其它信号与差分信号线对之间的间距至少为走线相对 于参考平面高度的10至15倍。 6.在千兆位传输速度的差分信号上不要使用测试点。 避免阻抗不匹配的设计规则包括：
由于成本、系统功耗和面市时间等原因，许多通讯、视频和图像系统已无法简单地用现有DSP处理器来实现，现场可编程门阵列(FPGA)尤其适合于乘法和累加(MAC)等重复性的DSP任务。本文从FPGA与专用DSP器件的运算速度和器件资源的比较入手，介绍FPGA 在复数乘法、数字滤波器设计和FFT等数字信号处理中应用的优越性，值得(中国)从事信号处理的工程师关注。 Chris Dick Xilinx公司 由于在性能、成本、灵活性和功耗等方面的优势，基于FPGA的信号处理器已广泛应用于各种信号处理领域。近50%的FPGA产品已进入各种通信和网络设备中，例如无线基站、交换机、路由器和调制解调器等。FPGA提供了极强的灵活性，可让设计者开发出满足多种标准的产品。例如，万能移动电话能够自动识别GSM、CDMA、TDMA或AMPS等不同的信号标准，并可自动重配置以适应所识别的协议。FPGA所固有的灵活性和性能也可让设计者紧跟新标准的变化，并能提供可行的方法来满足不断变化的标准要求。 复数乘法 复数运算可用于多种数字信号处理系统。例如，在通讯系统中复数乘积项常用来将信道转化为基带。在线缆调制解调器和一些无线系统中，接收器采用一种时域自适应量化器来解决信号间由于通讯信道不够理想而引入的干扰问题。量化器采用一种复数运算单元对复数进行处理。用来说明数字信号处理器优越性能的指标之一就是其处理复数运算的能力，尤其是复数乘法。 一个类似DSP-24(工作频率为100MHz)的器件在100ns内可产生24×24位复数乘积(2个操作数的实部和虚部均为24位精度)。复数乘积的一种计算方法需要4次实数乘法、1次加法和1次减法。一个满精度的24×24实数管线乘法器需占用348个逻辑片。将4个实数乘法器产生的结果组合起来所需的2个48位加法/减法器各需要24个逻辑片(logic slice)。这些器件将工作在超过100MHz的时钟频率。复数乘法器采用一条完全并行的数据通道，由4×348+2×24=1440个逻辑片构成，这相当于Virtex XCV1000 FPGA所提供逻辑资源的12%。计算一个复数乘积所需的时间为10ns，比DSP结构的基准测试快一个数量级。为了获得更高的性能，几个完全并行的复数乘法器可在单个芯片上实现。采用5个复数乘法器，假设时钟频率为100MHz，则计算平均速率为每2ns一个复数乘积。这一设计将占用一个XCV1000器件约59%的资源。 这里应该强调的一个问题是I/O，有这样一条高速数据通道固然不错，但为了充分利用它，所有的乘法器都须始终保持100%的利用率。这意味着在每一个时钟来临时都要向这些单元输入新的操作数。 除了具有可实现算法功能的高可配置逻辑结构外，FPGA还提供了巨大的I/O带宽，包括片上和片外数据传输带宽，以及算术单元和存储器等片上部件之间的数据传输带宽。例如，XCV1000具有512个用户I/O引脚。这些I/O引脚本身是可配置的，并可支持多种信号标准。实现复数乘法器的另一种方法是构造一个单元，该单元采用单设定或并行的24x24实数乘法器。这种情况下，每一个复数乘法需要4个时钟标识，但是FPGA的逻辑资源占用率却降到了最低。同样，采用100MHz系统时钟，每隔40ns可获得一个新的满精度复数乘积，这仍是DSP结构基准测试数据的2.5倍。这一设定方法需要大约450个逻辑片，占一个XCV1000器件所有资源的3.7%(或XCV300的15%)。 构造一条能够精确匹配所需算法和性能要求的数据通道的能力是FPGA技术独特的特性之一。而且请注意，由于FPGA采用SRAM配置存储器，只需简单下载一个新的配置位流，同样的FPGA硬件就可适用于多种应用。FPGA就像是具有极短周转时间的微型硅片加工厂。
PCB三种特殊布线分享及检查方法详解 手术很重要，术后恢复也必不可少！各种PCB布线完成之后，就ok了吗？很显然，不是！PCB布线后检查工作也很必须，那么如何对PCB设计中布线进行检查，为后来的PCB设计、电路设计铺好路呢？本文会从PCB设计中的各种特性来教你如何完成PCB布线后的检查工作，做好最后的把关工作！ 在讲解PCB布线完成后的检查工作之前，先为大家介绍三种PCB的特殊走线技巧。将从直角走线，差分走线，蛇形线三个方面来阐述PCB LAYOUT的走线： 一、直角走线（三个方面） 直角走线的对信号的影响就是主要体现在三个方面：一是拐角可以等效为传输线上的容性负载，减缓上升时间；二是阻抗不连续会造成信号的反射；三是直角尖端产生的EMI，到10GHz以上的RF设计领域，这些小小的直角都可能成为高速问题的重点对象。 二、差分走线（等长、等距、参考平面） 何为差分信号（DifferenTIal Signal）？通俗地说就是驱动端发送两个等值、反相的信号，接收端通过比较这两个电压的差值来判断逻辑状态0还是1。而承载差分信号的那一对走线就称为差分走线。差分信号和普通的单端信号走线相比，最明显的优势体现在以下三方面： 1、抗干扰能力强，因为两根差分走线之间的耦合很好，当外界存在噪声干扰时，几乎是同时被耦合到两条线上，而接收端关心的只是两信号的差值，所以外界的共模噪声可被完全抵消。 2、能有效抑制EMI，同样的道理，由于两根信号的极性相反，他们对外辐射的电磁场可以相互抵消，耦合的越紧密，泄放到外界的电磁能量越少。 3、时序定位精确，由于差分信号的开关变化是位于两个信号的交点，而不像普通单端信号依靠高低两个阈值电压判断，因而受工艺，温度的影响小，能降低时序上的误差，同时也更适合于低幅度信号的电路。目前流行的LVDS（low voltage differenTIal signaling）就是指这种小振幅差分信号技术。
胡为东系列文章之二 高速信号的SSC扩频时钟测试分析 美国力科公司胡为东摘要：由于FCC、IEC等规定电子产品的EMI辐射不能超出一定的标准。因此电路设计者需要从多个角度来思考如何降低系统的EMI辐射，如进行合理的PCB布线、滤波、屏蔽等。由于信号的辐射主要是由于信号的能量过于集中在其载波频率位置，导致信号的能量在某一频点位置处的产生过大的辐射发射。因此为了进一步有效的降低EMI辐射，芯片厂家在设计芯片时也给容易产生EMI的信号增加了SSC（Spread Spectrum Clocking）即扩频时钟的功能，采用SSC的功能可以有效的降低信号所产生的EMI。当前PCIE、SATA、SAS、USB3.0等几乎所有的高速芯片都支持SSC的功能。本文就将SSC的基本概念、SSC的测试测量方法做一介绍。 关键词：力科SSC 扩频时钟EMI 眼图 一、SSC（扩频时钟）的概念 如下图1所示为一信号在是否具有SSC前后的频谱对比。图中蓝色曲线为没有SSC时候的频谱，浅色的为具有SSC时的频谱。从图中可见，未加SSC时，信号的能量非常集中，且幅度很大；而加了SSC后，信号能量被分散到一个频带范围以内，信号能量的整体幅度也有明显降低，这样信号的EMI辐射发射就将会得到非常有效的抑制。这就是通过使用SSC 扩频时钟的方法抑制EMI辐射的基本原理。 使用SSC的方法能在多大程度上抑制EMI辐射和调制后信号能量在多宽频率范围内变化有关，频率变化范围越大，EMI抑制量越大。但这两者需要一个权衡，因为频率变化范围太大会使系统的时序设计带来困难。在Intel的Pentium4处理器中建议此频率变化范围要小于时钟频率的0.8%，如对于100MHZ的时钟，如果按照+/-8%来调制的话，频率的变化范围就是99.2MHZ-100.8MHZ。而对于100MHZ参考时钟的系统工作到100.8MHZ，可能会 图1 SSC扩频时钟的图示 导致处理器超出额定工作频率，带来其它系统工作问题。因此在实际系统工作中一般都采用
高速信号走线规则 随着信号上升沿时间的减小，信号频率的提高，电子产品的EMI问题，也来越受到电子工程师的关注。 高速PCB设计的成功，对EMI的贡献越来越受到重视，几乎60％的EMI问题可以通过高速PCB来控制解决。 规则一：高速信号走线屏蔽规则 在高速的PCB设计中，时钟等关键的高速信号线，走需要进行屏蔽处理，如果没有屏蔽或只屏蔽了部分，都是会造成EMI的泄漏。建议屏蔽线，每1000mil，打孔接地。如上图所示。 规则二：高速信号的走线闭环规则 由于PCB板的密度越来越高，很多PCB LAYOUT工程师在走线的过程中，很容易出现这种失误，如下图所示： 时钟信号等高速信号网络，在多层的PCB走线的时候产生了闭环的结果，这样的闭环结果将产生环形天线，增加EMI 的辐射强度。 规则三：高速信号的走线开环规则 规则二提到高速信号的闭环会造成EMI辐射，同样的开环同样会造成EMI辐射，如下图所示：
时钟信号等高速信号网络，在多层的PCB走线的时候产生了开环的结果，这样的开环结果将产生线形天线，增加EMI 的辐射强度。在设计中我们也要避免。 规则四：高速信号的特性阻抗连续规则 高速信号，在层与层之间切换的时候必须保证特性阻抗的连续，否则会增加EMI的辐射，如下图： 也就是：同层的布线的宽度必须连续，不同层的走线阻抗必须连续。 规则五：高速PCB设计的布线方向规则 相邻两层间的走线必须遵循垂直走线的原则，否则会造成线间的串扰，增加EMI辐射，如下图： 相邻的布线层遵循横平竖垂的布线方向，垂直的布线可以抑制线间的串扰。 规则六：高速PCB设计中的拓扑结构规则 在高速PCB设计中有两个最为重要的内容，就是线路板特性阻抗的控制和多负载情况下的拓扑结构的设计。在高速的情况下，可以说拓扑结构的是否合理直接决定，产品的成功还是失败。 如上图所示，就是我们经常用到的菊花链式拓扑结构。这种拓扑结构一般用于几Mhz的情况下为益。高速的拓扑结构我们建议使用后端的星形对称结构。
基于TMS320C6455的高速数字信号处理系统设计 摘要：针对高速实时数字信号处理系统设计要求，本文提出并设计了基于dsp+fpga结构的高速数字信号处理系统，采用ti公司目前单片处理能力最强的定点dsp芯片tms320c6455为系统主处理器，fpga作为协处理器。详细论述了dsp外围接口电路的应用和设计，系统设计电路简洁、实现方便，可靠性强。 关键词：tms320c6455 fpga 数字信号处理系统设计 design of high-speed digital signal processing system based on tms320c6455 cao jingzhi,he fei,li qiang，ren hui，qin wei （department of tool development,china petroleum logging co.,ltd shaan xi xi’an 710077） abstract:according to the design needs of high-speed real-time digital signal processing system.the paper puts forward a design of high-speed digital signal processing system based on dsp+fpga structure,adopting ti company fixed-point dsp chip tms320c6455,the currently strongest capacity monolithic processor,for system main processor,and fpga as coprocessor.this paper describs the application and design of dsp periphery circuit interface in detail.the system design has simple circuit and realize convenient, reliability.
每个千兆位背板、连接线和电缆都会使通过它的信号产生衰减，这种信号衰减可能很轻微也可能是致命的，决定于导体的几何尺寸、材料、长度和使用的连接器类型。由于通信工程师一生都在与正弦波打交道，因此他们更喜欢在频域内描述这种失真。图1显示了采用50Ω的带状线(或100Ω的微分带状线)终结的信道增益，也称为频率响应。这种带状线类似于低通滤波器，对高频正弦波的衰减比低频波更厉害。 图2显示了数字信号通过20英寸(0.5米)的FR-4微带线后的衰减情况。在连接线中电介质和趋肤效应的损耗降低了脉冲信号的幅度，使其上升沿和下降沿更加发散。我们喜欢称接收到的脉冲为“短脉冲(runt pulse)”，因为其信号幅度比通常的都小。在二进制的通信系统中，任何不能以足够余量超过接收器门限的短脉冲都会造成误码。 本文讨论了在高速串行链路中降低短脉冲信号幅度的三种情况：连接线或电缆、因为连接器和其它信号转换带来的反射、驱动器和接收器的有限带宽。图3显示了典型的信号传播测试。对这个波形进行调整，以使这个测试信号长的平坦部分代表在你的数据代码中长串的0或1，来显示短脉冲幅度，这是一种最糟糕的情况。在不存在反射、串扰或其他噪声的情况下，单个波形(在接收端所测试的)代表了信道散射的最差情况测试。更长的连接线将引入更多的散射问题，最终导致接收器在1.5米(本实例的情况)的长度就不能正常接收信号。 电压余量是衡量接收器上信号品质的一种尺度，该数值等于发生瞬间采样时信号幅度与接收器阈值之间的最小差值(单位：伏)。在一个反射、串扰或其他噪声为零的系统中，从理论上讲，即使在电压余量非常小的条件下您也能够期待系统实现理想的工作性能。然而，在实际的系统中，您必须保持一个足够大的噪声余量，以容忍系统中最大的反射、串扰和其他噪声，同时依然保持接收信号以足够的余量高于阈值电平，以克服接收器的有限带宽和噪声问题。 按照图4所示的例子，短脉冲幅度等于正常低频信号幅度的85%，只超过接收器门限电平35%，而不是正常情况的50%。比正常信号幅度的75%更短的脉冲信号将减少一半的电压余量，这对噪声预算是很大的冲击，但是仍然能工作。对于一般的二进制通信，不使用均衡处理，我们希望到达接收器的短脉冲幅度永远不低于低频脉冲幅度的70%。 短脉冲信号的衰减 在图4中左边是2个波特周期的正弦波。这个短脉冲(101)看起来更像这个正弦波，因此能够从信道衰减的频域图中推断出短脉冲的幅度。 在图4中，数据波的波特率为2.5Gbps。这个频率(对应的正弦波频率)的一半为1.25GHz，在1.25GHz处半米曲线的衰减为4.5dB。在十分之一这个频率下，相同的曲线的衰减为1.5dB，大约对应于8B/10B编码数据传输系统中最低感兴趣频率。这两个数据之间的差值(-3dB)接近在接收器端短脉冲与低频信号幅度的比值。这个系统只有-3dB的衰减，能够满足链路性能的70%频域规格要求，这准确地解释了为什么时域波形在半米处的看起来那么好。 仔细研究图4会发现，在时域中实际的短脉冲幅度为正常信号幅度的85%，比频域近似方法预估的结果好。这个差异部分是缘于正弦波的谐波组成，谐波的基本幅度超过了正弦波信号的幅度，部分缘于凭经验进行的时域与频域之间快速转换所必然有的失真。简单的时域规
高速USB2．0设备的PCB板设计 通用串行总线(Universal Serial Bus)从诞生发展到今天，USB协议已从1．1过渡到2．O，作为其重要指标的设备传输速度，从1．5 Mbps；的低速和12 Mbps的全速，提高到如今的480 Mbps的高速。USB接口以其速度快、功耗低、支持即插即用、使用安装方便等优点得到了广泛的应用。目前，市场上以USB2．0为接口的产品越来越多，绘制满足USB2．0协议高速数据传输要求的PCB板对产品的性能、可靠性起着极为重要的作用，并能带来明显的经济效益。 USB2．0接口是目前许多高速数据传输设备的首选接口，实践表明：在高速USB主、从设备的研发过程中，正确设计PCB板能充分发挥USB2．O高速性能。但是，若PCB板设计不当，则传输速率可能根本达不到预期目的，甚至会导致高速USB2．0设备只能工作在全速状态。 下面介绍USB2．0设备高速数据传输PCB板设计。 1 USB2．0接口差分信号线设计 USB2．0协议定义由两根差分信号线(D+、D-)传输高速数字信号，最高的传输速率为480 Mbps。差分信号线上的差分电压为400 mV，差分阻抗(Zdiff)为90(1±O．1)Ω。在设计PCB板时，控制差分信号线的差分阻抗对高速数字信号的完整性是非常重要的，因为差分阻抗影响差分信号的眼图、信号带宽、信号抖动和信号线上的干扰电压。差分线2D模型如图1所示。 差分线由两根平行绘制在PCB板表层(顶层或底层)发生边缘耦合效应的微带线(Microstrip)组成的，其阻抗由两根微带线的阻抗及其和决定，而微带线的阻抗(Zo)由微带线线宽(W)、微带线走线的铜皮厚度(T)、微带线到最近参考平面的距离(H)以及PCB板材料的介电常数(Er)决定，其计算公式为：Zo={87/sqrt(Er+1．41)]}ln[5．98H/(0．8W+T)]。影响差分线阻抗的主要参数为微带线阻抗和两根微带线的线间距(S)。当两根微带线的线间距增加时，差分线的耦合效应减弱，差分阻抗增大；线间距减少时，差分线的耦合效应增强，差分阻抗减小。差分线阻抗的计算公式为：Zdiff=2Zo（1-0.48exp(-0.96S/H))。微带线和差分线的计算公式在
高速实时数字信号处理系统技术探析 （毛二可院士 龙腾副教授） 高速实时数字信号处理（ＤＳＰ）技术取得了飞速的发展，目前单片ＤＳＰ芯片的速度已经可以达到每秒１６亿次定点运算（１６００ＭＩＰｓ到４８００ＭＩＰｓ）；最近ＴＩ宣布１ＧＨｚ ＤＳＰ已经准备投产。其高速度、可编程、小型化的特点将使信息处理技术进入一个新纪元。一个完整的高速实时数字信号处理系统包括多种功能模块，如ＤＳＰ、ＡＤＣ、ＤＡＣ等等。本文的内容主要是分析高速实时数字信号处理系统的产生、特点、构成、以及系统设计中的一些问题，并对其中的主要功能模块分别进行了分析。 一、高速实时数字信号处理概述 １．信号处理的概念 信号处理的本质是信息的变换和提取，是将信息从各种噪声、干扰的环境中提取出来，并变换为一种便于为人或机器所使用的形式。从某种意义上说，信号处理类似于＂沙里淘金＂的过程：它并不能增加信息量（即不能增加金子的含量），但是可以把信息（即金子）从各种噪声、干扰的环境中（即散落在沙子中）提取出来，变换成可以利用的形式（如金条等等）。如果不进行这样的变换，信息虽然存在，但却是无法利用的；这正如散落在沙中的金子无法直接利用一样。 ２．高速实时数字信号处理的产生 早期的信号处理主要是采用模拟的处理方法，包括运算放大电路、声表面波器件（ＳＡＷ）以及电荷耦合器件（ＣＣＤ）等等。例如运算放大电路通过不同的电阻组配可以实现算术运算，通过电阻、电容的组配可以实现滤波处理等等。模拟处理最大的问题是不灵活、不稳定。其不灵活体现在参数修改困难，需要采用多种阻值、容值的电阻、电容，并通过电子开关选通才能修改处理参数。其不稳定主要体现为对周围环境变化的敏感性，例如温度、电路噪声等都会造成处理结果的改变。 解决以上问题最好的方法就是采用数字信号处理技术。数字信号处理可以通过软件修改处理参数，因此具有很大的灵活性。由于数字电路采用了二值逻辑，因此只要环境温度、电路噪声的变化不造成电路逻辑的翻转，数字电路的工作都可以不受影响地完成，具有很好的稳定性。因此，数字信号处理已经成为信号处理技术的主流。 数字信号处理的主要缺点是处理量随处理精度、信息量的增加而成倍增长，解决这一问题的方法是研究高速运行的数字信号处理系统；这就是本文所探讨的主题：高速实时数字信号处理的理论与技术。 ３．高速实时数字信号处理特点 高速实时数字信号处理的特点： 首先是高速度，其处理速度可以达到数百兆量级。
差模电压与共模电压 我们需要的是整个有意义的“输入信号”，要把两个输入端看作“整体”。 就像平面坐标需要用 x,y 两个数表示，而到了高中或大学就只要用一个“数”v，但这个 v 是由 x,y 两个数构成的“向量”…… 而共模、差模正是“输入信号”整体的属性，差分输入可以表示为 vi = (vi+, vi-) 也可以表示为 vi = (vic, vid) c 表示共模， d 表示差模。两种描述是完全等价的。只不过换了一个认识角度，就像几何学里的坐标变换，同一个点在不同坐标系中的坐标值不同，但始终是同一个点。 运放的共模输入范围：器件（运放、仪放……）保持正常放大功能（保持一定共模抑制比 CMRR）条件下允许的共模信号的范围。 显然，不存在“某一端”上的共模电压的问题。但“某一端”也一样存在输入电压范围问题。而且这个范围等于共模输入电压范围。 道理很简单：运放正常工作时两输入端是虚短的，单端输入电压范围与共模输入电压范围几乎是一回事。 对其它放大器，共模输入电压跟单端输入电压范围就有区别了。例如对于仪放，差分输入不是 0，实际工作时的共模输入电压范围就要小于单端输入电压范围了。
可以通俗的理解为： 两只船静止在水面上，分别站着两个人，A和B。 A和B相互拉着手。当船上下波动时，A才能感觉到B变化的拉力。这两个船之间的高度差就是差模信号。 当水位上升或者下降时，A并不能感觉到这个拉力。 这两个船离水底的绝对高度就是共模信号。 于是，我们说A和B只对差模信号响应，而对共模信号不响应。当然，也有一定的共模范围了，太低会沉到水底，这样船都无法再波动了。太高，会使会水溢出而形成水流导致船没法在水面上停留 理论上，A和B应该只是对差模有响应 但实际上，由于船上下颠簸，A和B都晕了，明明只有共模，却产生了幻觉：似乎对方相对自己在动。这就说明，A和B内力较弱，共模抑制比不行啊。 当然,差模电压也不可以太大，否则会导致把A和B拉开。 主要是 “共模是两输入端的算术平均值,差模是直接的同相端与反相端的差值”。 共模电压应当是从源端看进来时，加到放大电路输入端的共同值，差模则是加到放大电路两个输入端的差值。 共模电压有直流的，也有交流的。直流的称为直流共模抑制（比），交流的称为交流共模抑制（比），统称共模抑制（比）。一般
PCB高速信号电路设计的三大布线技巧详解 PCB 板的设计是电子工程师的必修课，而想要设计出一块完美的PCB 板也并不是看上去的那么容易。一块完美的PCB 板不仅需要做到元件选择和设置合理，还需要具备良好的信号传导性能。本文将会就PCB 高速信号电路设计中的布线技巧知识，展开详细介绍和分享，希望能够对大家的工作有所帮助。 合理使用多层板进行PCB 布线 在PCB 板的实际设计过程中，大部分工程师都会选择使用多层板来完成高速信号布线工作，这种多层板既是必不可少的组成部分，也是帮助工程师降低电路干扰的有效手段。在利用多层板来完成PCB 的高速信号电路设计时，工程师需要合理的选择层数来降低印制板尺寸，充分利用中间层来设置屏蔽，实现就近接地，能有效降低寄生电感，缩短信号传输长度，降低信号间的交叉干扰等等，所有这些方法对高速电路的可靠性工作都是非常有利的。 除了上面所提到的几种利用多层板提升PCB 信号传输可靠性的方法外，还有一部分权威资料显示，同种材料时四层板要比双面板的噪声低20dB。引线弯折越少越好，最好采用全直线，需要转折，可用45 度折线或圆弧转折，可以减小高速信号对外的发射和相互间的耦合，减少信号的辐射和反射。 高速电路器件管脚间的引线越短越好 在进行PCB 高速信号电路的设计和布线过程中，工程师需要尽可能的缩短高速电路器件管脚之间的引线，以为引线越长，带来的分布电感和分布电容值越大，这将会导致高速电路系统发生反射、振荡等。 除了要尽可能的缩短高速电路元件管脚之间的引线之外，在PCB 布线的过程中，各个高速电路器件管脚间的引线层间交替越少越好，就是元件连接过程中所用的过孔越少越好。通常来说，一个过孔可带来约0.5pF 的分布电容，这将
高速实时数字信号处理硬件技术发展概述 摘要:在过去的几年里，高速实时数字信号处理（DSP）技术取得了飞速的収展，目前单片DSP芯片的速度已经可以达到每秒80亿次定点运算（8000MIPS）；其 高速度、可编程、小型化的特点将使信息处理技术迚入一个新纪元。一个完整的高速 实时数字信号处理系统包括多种功能模块，如DSP，ADC，DAC，RAM，FPGA，总线接口等技术本文的内容主要是分析高速实时数字信号处理系统的特点，构成，収展过程和系统设计中的一些问题，幵对其中的主要功能模块分别迚行了分析。最后文中介绍了一种采用自行开収的COTS产品快速构建嵌入式幵行实时信号处理系统的设计方法。 1．概述 信号处理的本质是信息的变换和提取，是将信息仍各种噪声、干扰的环境中提取出来，幵变换为一种便于为人或机器所使用的形式。仍某种意义上说，信号处理类似于”沙里淘金”的过程:它幵不能增加信息量（即不能增加金子的含量），但是可以把信息（即金子）仍各种噪声、干扰的环境中（即散落在沙子中）提取出来，变换成可以利用的形式（如金条等）。如果不迚行这样的变换，信息虽然存在，但却是无法利用的，这正如散落在沙中的金子无法直接利用一样。 高速实时信号处理是信号处理中的一个特殊分支。它的主要特点是高速处理和实时处理，被广泛应用在工业和军事的关键领域，如对雷达信号的处理、对通
信基站信号的处理等。高速实时信号处理技术除了核心的高速DSP技术外，还包括很多外围技术，如ADC，DAC等外围器件技术、系统总线技术等。 本文比较全面地介绍了各种关键技术的当前状态和収展趋势，幵介绍了目前高性能嵌入式幵行实时信号处理的技术特点和収展趋势，最后介绍了一种基于COTS产品快速构建嵌入式幵行实时信号处理系统的设计方法。 2．DSP技术 2.1 DSP的概念 DSP（digital signal processor），即数字信号处理器，是一种专用于数字信号处理的可编程芯片。它的主要特点是: ①高度的实时性，运行时间可以预测； ②Harvard体系结构，指令和数据总线分开（有别于冯·诺依曼结构）； ③RISC指令集，指令时间可以预测； ④特殊的体系结构，适合于运算密集的应用场合； ⑤内部硬件乘法器，乘法运算时间短、速度快； ⑥高度的集成性，带有多种存储器接口和IO互联接口； ⑦普遍带有DMA通道控制器，保证数据传辒和计算处理幵行工作； ⑧低功耗，适合嵌入式系统应用。 DSP有多种分类方式。其中按照数据类型分类，DSP被分为定点处理器（如ADI的ADSP218x/9xBF5xx，TI的TMS320C62/C64）和浮点处理器（如ADI的SHARC/Tiger SHARC系统·TI的TMS320C67）。 雷达信号处理系统对DSP的要求很高，通常是使用32bit的高端DSP；而且浮
高速电路 （由于高速电路有很多参考资料，本文并不侧重全面讲述原理、各种匹配和计算方法，而是侧重评析一些高速电路的优缺点，并对常用电路进行推荐使用。） 一、高速信号简介： 常见的高速信号有几种：ECL电平、LVDS电平、CML电平 其中ECL电平根据供电的不同还分为： ECL――负电源供电（一般为－5.2v） PECL――正5V供电 LVPECL――正3v3供电，还有一种2.5V供电 一般情况下，常见的高速信号都是差分信号，因为差分信号的抗干扰能力比较强，并且自身产生的干扰比较小，能够传输比较高的速率。 二、几种常见的高速信号： 1、PECL电平 从发展的历史来说，ECL信号最开始是采用－5.2V供电的（为何采用负电源供电下面会详细说明），但是负电源供电始终存在不便，后来随着工艺水平的提升，逐渐被PECL 电平（5V供电）所替代，后来随着主流芯片的低电源供电逐渐普及，LVPECL也就顺理成章地替代了PECL电平。
PECL信号的输出门特点： A、输出门阻抗很小，一般只有4～5欧姆左右： a、输出的驱动能力很强；直流电流能达到14mA； b、同时由于输出门阻抗很小，与PCB板上的特征阻抗Z0（一般差分100欧姆），相差 甚远当终端不是完全匹配的时候，信号传到终端后必然有一定的反射波，而反射波传会到源端后，也不能在源端被完全匹配，这样必然发送二次反射。正因为存在这样的二次反射，导致了PECL信号不能传输特别高的信号。一般155M、622M的信号还都在使用PECL/LVPECL信号，到了2.5G以上的信号就不用这种信号了。 c、 B、PECL信号的回流是依靠高电平平面（即VCC）回流的，而不是低电平平面回流。所以， 为了尽可能的避免信号被干扰，要求电源平面干扰比较小。也就是说，如果电源平面干扰很大，很可能会干扰PECL信号的信号质量。 a、这就是ECL信号出现之初为何选用负电源供电的根本原因。一般情况下，我们认为 GND平面是比较干净的平面。因为我们可以通过良好的接地来实现GND的平整（即干扰很小）。 b、从这个角度来说，PECL信号和LVPECL信号都是容易受到电源（VCC）干扰的，所以 必须注意保证电源平面的噪声不能太大。 C、对于输出门来说，P/N二个管脚不管输出是高还是低，输出的电流总和是一定的（即恒 流输出）。恒流输出的特性应该说是所有的差分高速信号的共同特点（LVDS/CML电平也是如此）。这样的输出对电源的干扰很小，因为不存在电流的忽大忽小的变化，这样对电源的干扰自然就比较小。而普通的数字电路，如TTL/CMOS电路，很大的一个弊病就是干扰比较大，这个干扰大的根源之一就是对电源电流的需求忽大忽小，从而导致供电平面的凹陷。 D、PECL的直流电流能达到14mA，而交流电流的幅度大约为8mA（800mV/100ohm），也就 是说PECL的输出门无论是输出高电平还是低电平，都有直流电流流过，换一句话说PECL 的输出门（三极管）始终工作在放大区，没有进入饱和区和截至区，这样门的切换速度就可以做得比较快，也就是输出的频率能达到比较高的原因之一。 下面是PECL电平的输入门结构： 其中分为二种：一种是有输入直流偏置的，一种是没有输入直流偏置，需要外接直流偏置的。 一般情况下，ECL/PECL/LVPECL信号的匹配电阻（差分100欧姆）都是需要外加的，芯片内部不集成这个电阻。 大家可以看到，VCC-1.3V为输入门的中间电平（即输入信号的共模电压），对于LVPECL 来说大约为2V，对于PECL来说为3.7V。 也就是说，我们要判断一个PECL/LVPECL电平输入能否被正常接收，不仅要看交流幅度能否满足输入管脚灵敏度的要求，而且要判断直流幅度是否在正常范围之内（即在VCC-1.3V 左右，不能偏得太大，否则输入门将不能正常接收）。在这一点上与LVDS有很大的差别，务必引起注意。
高速SI测量方法 (2) 1 前言 (2) 2 SFI (2) 2.1 SFI标准 (2) 2.2 电气特性 (2) 2.3 测试仪器 (5) 2.4 测试方法 (5) 2.4.1 搭建测试环境 (5) 2.4.2 启动DUT (7) 2.4.3 选择BCM#模式 (7) 2.4.4发送PRBS码 (7) 2.4.5 调节预加重参数 (7) 2.4.6 调节预加重驱动 (8) 2.4.7 保存结果 (9) 2.5 测试命令 (9) 2.6 测试结果 (9) 3 XFI (10) 3.1 XFI标准 (10) 3.2 电气特性 (10) 3.3 测量仪器 (12) 3.4 测试方法 (13) 3.4.1 测试环境搭建 (13) 3.4.2 启动DUT (15) 3.4.3 选择BCM#模式 (15) 3.4.4 发送PRBS码 (15) 3.4.5 调节预加重参数 (15) 3.4.6保存测试结果 (16) 3.5 测试命令 (16) 3.5.1 MAC_TX TEST (16) 3.5.2 PHY_TX TEST (16) 3.6.测试结果 (16) 4 KR (18) 4.1 测试方法 (20) 4.2 测试命令 (20) 4.3 测试结果 (21) 5.总结 (24) 5.1 测试注意事项 (24) 5.2 眼图测试总结 (25)
高速SI测量方法 1 前言 在速率达到10Gbps 高速设计中，尽管我们在电路设计上按照标准设计，但在信号的传输过程仍不可避免会受到串扰等的影响，由此我们需要去做信号完整性分析，以验证我们设计的正确性，而眼图是一种可对数字信号传输作定性分析的有效手段。以下所介绍就是关于10G信号接口SFI、XFI、KR的SI测量方法。 2 SFI 2.1 SFI标准 SFF-8431定义了SFI的电气特性及测试方法。 2.2 电气特性 在SFF-8431中SFI被定义了以下三种模型： ①Host System Figure1---Host Compliance Board ②ASIC/SerDes
什么叫差分信号?差分信号详解 什么叫差分信号?差分信号详解 一个差分信号是用一个数值来表示两个物理量之间的差异。从严格意义上来讲，所有电压信号都是差分的，因为一个电压只能是相对于另一个电压而言的。在某些系统里，系统'地'被用作电压基准点。当'地'当作电压测量基准时，这种信号规划被称之为单端的。我们使用该术语是因为信号是用单个导体上的电压来表示的。 另一方面，一个差分信号作用在两个导体上。信号值是两个导体间的电压差。尽管不是非常必要，这两个电压的平均值还是会经常保持一致。我们用一个方法对差分信号做一下比喻，差分信号就好比是跷跷板上的两个人，当一个人被跷上去的时候，另一个人被跷下来了- 但是他们的平均位置是不变的。继续跷跷板的类推，正值可以表示左边的人比右边的人高，而负值表示右边的人比左边的人高。0 表示两个人都是同一水平。 图1 用跷跷板表示的差分信号 应用到电学上，这两个跷跷板用一对标识为V+和V-的导线来表示。当V+>V-时，信号定义成正极信号，当V+
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