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Keywords: DC to DC, buck, boost, flyback, inverter, PWM, quick-PWM, voltage mode, current mode skip, synchronous rectifier, switching regulator, linear regulator
TUTORIAL 2031
DC-DC Converter Tutorial
Nov 29, 2001
Abstract:Switching power supplies offer higher efficiency than traditional linear power supplies. They can step-up, step-down, and invert. Some designs can isolate output voltage from the input. This article outlines the different types of switching regulators used in DC-DC conversion. It also reviews and compares the various control techniques for these converters.
Introduction
The power switch was the key to practical switching regulators. Prior to the invention of the Vertical Metal Oxide Semiconductor (VMOS) power switch, switching supplies were generally not practical.
The inductor's main function is to limit the current slew rate through the power switch. This action limits the otherwise high-peak current that would be limited by the switch resistance alone. The key advantage for using an inductor in switching regulators is that an inductor stores energy. This energy can be expressed in Joules as a function of the current by:
E = ? × L × I2
A linear regulator uses a resistive voltage drop to regulate the voltage, losing power (voltage drop times the current) in the form of heat. A switching regulator's inductor does have a voltage drop and an associated current but the current is 90 degrees out of phase with the voltage. Because of this, the energy is stored and can be recovered in the discharge phase of the switching cycle. This results in a much higher efficiency and much less heat.
What is a Switching Regulator?
A switching regulator is a circuit that uses a power switch, an inductor, and a diode to transfer energy from input to output.
The basic components of the switching circuit can be rearranged to form a step-down (buck)converter, a step-up (boost) converter, or an inverter (flyback). These designs are shown in Figures 1,2,3, and 4 respectively, where Figures 3 and 4 are the same except for the transformer and the diode polarity. Feedback and control circuitry can be carefully nested around these circuits to regulate the energy transfer and maintain a constant output within normal operating conditions.
Figure 1. Buck converter topology.
Figure 2. Simple boost converter.
Figure 3. Inverting topology.
Figure 4. Transformer flyback topology.
Why Use a Switching Regulator?
Switching regulators offer three main advantages compared to linear regulators. First, switching efficiency can be much better. Second, because less energy is lost in the transfer, smaller components and less thermal management are required. Third, the energy stored by an inductor in a switching regulator can be transformed to output voltages that can be greater than the input (boost), negative (inverter), or can even be transferred through a transformer to provide electrical isolation with respect to the input (Figure 4).
Given the advantages of switching regulators, one might wonder where can linear regulators be used? Linear regulators provide lower noise and higher bandwidth; their simplicity can sometimes offer a less expensive solution.
There are, admittedly, disadvantages with switching regulators. They can be noisy and require energy
management in the form of a control loop. Fortunately, the solution to these control problems is integrated in modern switching-mode controller chips.
Charge Phase
A basic boost configuration is depicted in Figure 5. Assuming that the switch has been open for a long time and that the voltage drop across the diode is negative, the voltage across the capacitor is equal to the input voltage. When the switch closes, the input voltage, +V IN, is impressed across the inductor and the diode prevents the capacitor from discharging +V OUT to ground. Because the input voltage is DC, current through the inductor rises linearly with time at a rate proportional to the input voltage divided by the inductance.
Figure 5. Charging phase: when the switch closes, current ramps up through the inductor.
Discharge Phase
Figure 6 shows the discharge phase. When the switch opens again, the inductor current continues to flow into the rectification diode to charge the output. As the output voltage rises, the slope of the current, di/dt, though the inductor reverses. The output voltage rises until equilibrium is reached or:
V L = L × di/dt
In other words, the higher the inductor voltage, the faster the inductor current drops.
Figure 6. Discharge phase: when the switch opens, current flows to the load through the rectifying diode.
In a steady-state operating condition, the average voltage across the inductor over the entire switching cycle is zero. This implies that the average current through the inductor is also in steady state. This is an important rule governing all inductor-based switching topologies. Taking this one step further, we can establish that for a given charge time, t ON, and a given input voltage and with the circuit in equilibrium, there is a specific discharge time, t OFF, for an output voltage. Because the average inductor voltage in steady state must equal zero, we can calculate for the boost circuit:
V IN × t ON = t OFF × V L
And because:
V OUT = V IN + V L
We can then establish the relationship:
V OUT = V IN × (1 + t ON/t OFF)
Using the relationship for duty cycle (D):
t ON/(t ON + t OFF) = D
Then for the boost circuit:
V OUT = V IN/(1-D)
Similar derivations can be made for the buck circuit:
V OUT = V IN × D
And for the inverter circuit (flyback):
V OUT = V IN × D/(1-D)
Control Techniques
From the derivations for the boost, buck, and inverter (flyback), it can be seen that changing the duty cycle controls the steady-state output with respect to the input voltage. This is a key concept governing all inductor-based switching circuits.
The most common control method, shown in Figure 7, is pulse-width modulation (PWM). This method takes a sample of the output voltage and subtracts this from a reference voltage to establish a small error signal (V ERROR). This error signal is compared to an oscillator ramp signal. The comparator outputs a digital output (PWM) that operates the power switch. When the circuit output voltage changes, V ERROR also changes and thus causes the comparator threshold to change. Consequently, the output pulse width (PWM) also changes. This duty cycle change then moves the output voltage to reduce the error signal to zero, thus completing the control loop.
Figure 7. Varying error signal generates a pulse-width-modulated switch signal.
Figure 8 shows a practical circuit using the boost topology formed with the MAX1932. This IC is an integrated controller with an onboard programmable digital-to-analog converter (DAC). The DAC sets the output voltage digitally through a serial link. R5 and R8 form a divider that meters the output voltage. R6 is effectively out of circuit when the DAC voltage is the same as the reference voltage (1.25V). This is because there are zero volts across R6 and so zero current. When the DAC output is zero (ground), R6 is effectively in parallel with R8. These two conditions correspond to the minimum and maximum output adjustment range of 40V and 90V, respectively.
Figure 8. The MAX1932 provides an integrated boost circuit with voltage-mode control.
Next, the divider signal is subtracted from the internal 1.25V reference and then amplified. This error signal is then output on pin 8 as a current source. This, in conjunction with the differential input pair, forms a transconductance amplifier. This arrangement is used because the output at the error amp is high impedance (current source), allowing the circuit's gain to be adjusted by changing R7 and C4. This arrangement also provides the ability to trim the loop gain for acceptable stability margins. The error signal on pin 8 is then forwarded to the comparator and output to drive the power switch. R1 is a current-sense resistor that meters the output current. When the current is unacceptably high, the PWM circuit shuts down, thereby protecting the circuit.
The type of switching (topology) in Figures 7 and 8 is classified as a voltage-mode controller (VMC) because the feedback regulates the output voltage. For analysis we can assume that if the loop gain is infinite, the output impedance for an ideal voltage source is zero. Another commonly used type of control is current-mode control (CMC). This method regulates the output current and, with infinite loop gain, the output is a high-impedance source. In CMC, the current loop is nested with a slower voltage loop, as shown in Figure 9; a ramp is generated by the slope of the inductor current and compared with the error signal. So, when the output voltage sags, the CMC supplies more current to the load. The advantage of CMC is its ability to manage the inductor current. In VMC the inductor current is not metered. This becomes a problem because the inductor, in conjunction with the output filter capacitor, forms a resonant tank that can ring and even cause oscillations. Current mode control senses the inductor current to correct for inconsistencies. Although difficult to accomplish, carefully selected compensation components can effectively cancel out this resonance in VCM.
Figure 9. Current-mode pulse-width modulation.
The circuit in Figure 10 uses CMC with the MAX668 controller. This boost circuit is similar to Figures 7 and 8 except that R1 senses the inductor current for CMC. R1 and some internal comparators provide a current limit. R5 in conjunction with C9 filters the switching noise on the sense resistor to prevent false triggering of the current limit. The MAX668's internal current-limit threshold is fixed; changing resistor R1 adjusts the current-limit setting. Resistor R2 sets the operating frequency. The MAX668 is a versatile integrated circuit that can provide a wide range of DC-DC conversions.
The external components of the MAX668 can have high-voltage ratings that provide greater flexibility for high-power applications. For portable applications that require less power, the MAX1760 and the
MAX8627 are recommended. These latter devices use internal FETs, and sense the current by using the FETs' resistance to measure inductor current (no sense resistor required).
Figure 10. The MAX668 for current-mode-controlled boost circuit.
Figure 11 shows a simplified version of Maxim's Quick-PWM? architecture. To analyze this buck circuit, we start with the feedback signal below the regulating threshold defined by the reference. If there are no forward current faults, then the t ON one-shot timer that calculates the on-time for DH is turned on immediately along with DH. This t ON calculation is based on the output voltage divided by the input, which approximates the on-time required to maintain a fixed switching frequency defined by the constant K. Once the t ON one-shot timer has expired, DH is turned off and DL is turned on. Then if the voltage is still below the regulating threshold, the DH immediately turns back on. This allows the inductor current to rapidly ramp up to meet the load requirements. Once equilibrium with the load has been met, the average inductor voltage must be zero. Therefore we calculate:
Figure 11. Simplified block diagram of Maxim's Quick-PWM control.
t ON × (V IN - V OUT) = t OFF × V OUT
Rearranging:
V OUT/(V IN - V OUT) = t ON/t OFF
Adding 1 to both side and collecting terms:
V OUT/V IN = t ON/(t ON + t OFF)
Because the duty factor is D:
t ON/(t ON + t OFF) = D
For the buck circuit:
D = V OUT/V IN
Maxim's proprietary Quick-PWM control method offers some advantages over PWM. Quick-PWM control generates a new cycle when the output voltage falls below the regulation threshold. Consequently, heavy
transients force the output to fall, immediately firing a new on-cycle. This action results in a 100ns load-step response. It is also important to note that unlike the buck circuit in Figure 1, Figure 11 uses a MOSFET (Q2) instead of a diode for the discharge path. This design reduces the losses associated with the diode drop; the on-resistance of the MOSFET channel doubles as a current sense. Because output-voltage ripple is required to stimulate the circuit to switch, an output filter capacitor with some ESR is required to maintain stability. The Quick-PWM architecture can also respond quickly to line input changes by directly feeding the input voltage signal to the on-time calculator. Other methods must wait for the output voltage to sag or soar before action is taken, and this is often too late.
A practical application of Quick-PWM is found in Figure 12. The MAX8632 is an integrated DDR memory power supply. Along with a Quick-PWM buck circuit (VDDQ), the MAX8632 integrates a high-speed linear regulator (VTT) to manage bus transients found in DDR memory systems. The linear regulator offers specific advantages over switchers: linear regulators do not have an inductor to limit current slew-rate, so a very fast current slew rate can service load transients. Slower circuits would require large capacitors to provide load current until the power supply can ramp up the current to service the load.
More detailed image (PDF, 76kB)
Figure 12. The MAX8632 uses Maxim's Quick-PWM architecture and a linear regulator to provide a complete DDR power-supply system. The device can be used as a main GPU or as a standard core-logic power supply.
Efficiency
One of the largest power-loss factors for switchers is the rectifying diode. The power dissipated is simply the forward voltage drop multiplied by the current going through it. The reverse recovery for silicon diodes can also create loss. These power losses reduce overall efficiency and require thermal management in the form of a heat sink or fan.
To minimize this loss, switching regulators can use Schottky diodes that have a relatively low forward-voltage drop and good reverse recovery. For maximum efficiency, however, you can use a MOSFET switch instead of the diode. This design is known as a "synchronous rectifier" (see Figures 11, 12 and 13). The synchronous rectifier switch is open when the main switch is closed, and the same is true conversely. To prevent cross-conduction (both top and bottom switches are on simultaneously), the switching scheme must be break-before-make. Because of this, a diode is still required to conduct during the interval between the opening of the main switch and the closing of the synchronous-rectifier switch
(dead time). When a MOSFET is used as a synchronous switch, the current normally flows in reverse (source to drain), and this allows the integrated body diode to conduct current during the dead time. When the synchronous rectifier switch closes, the current flows through the MOSFET channel. Because of the very low-channel resistance for power MOSFETs, the standard forward drop of the rectifying diode can be reduced to a few millivolts. Synchronous rectification can provide efficiencies well above 90%.
Figure 13. Synchronous rectification for the buck circuit. Notice the integrated MOSFET body diode.
Skip Mode Improves Light Load Efficiency
A feature offered in many modern switching controllers is skip mode. Skip mode allows the regulator to skip cycles when they are not needed, which greatly improves efficiency at light loads. For the standard buck circuit (Figure 1) with a rectifying diode, not initiating a new cycle simply allows the inductor current or inductor energy to discharge to zero. At this point, the diode blocks any reverse-inductor current flow and the voltage across the inductor goes to zero. This is called "discontinuous mode" and is shown in Figure 14. In skip mode, a new cycle is initiated when the output voltage drops below the regulating threshold. While in skip mode and discontinuous operation, the switching frequency is proportional to the load current. The situation with a synchronous rectifier is, unfortunately, somewhat more complicated. This is because the inductor current can reverse in the MOSFET switch if the gate is left on. The
MAX8632 integrates a comparator that senses when the current through the inductor has reversed and opens the switch, allowing the MOSFET's body diode to block the reverse current.
Figure 14. In discontinuous mode the inductor fully discharges and then the inductor voltage rests at zero.
Figure 15 shows that skip mode offers improved light-load efficiencies but at the expense of noise,
because the switching frequency is not fixed. The forced-PWM control technique maintains a constant switching frequency, and varies the ratio of charge cycle to discharge cycle as the operating parameters vary. Because the switching frequency is fixed, the noise spectrum is relatively narrow, thereby allowing simple lowpass or notch filter techniques to greatly reduce the peak-to-peak ripple voltage. Because the noise can be placed in a less-sensitive frequency band, PWM is popular with telecom and other applications where noise interference is a concern.
Figure 15. Efficiency with and without skip mode.
Summary
Although switching techniques are more difficult to implement, switching circuits have almost completely replaced linear power supplies in a wide range of portable and stationary designs. This is because switching circuits offer better efficiency, smaller components, and fewer thermal management issues. MOSFET power switches are now integrated with controllers to form single-chip solutions, like the
MAX1945 circuit shown in Figure 16. This chip has a metallic slug on the underside that removes heat from the die so the 28-pin TSSOP package can dissipate over 1W, allowing the circuit to supply over 10W to its load. With a 1MHz switching frequency, the output inductor and filter capacitors can be reduced in size, further saving valuable space and component count. As MOSFET power-switch technologies continue to improve, so will switch-mode performance, further reducing cost, size, and thermal management problems.
Figure 16. The MAX1945 is a 6A internal switch device with a reduced part count and small footprint to save board space.
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上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。
DC/DC变换器的发展与应用 周志敏 （莱芜钢铁集团公司动力部，山东莱芜271104） 摘要：介绍电压调整模块（VRM）技术、软开关技术和高频磁技术在DC/DC变换器中的应用，分析DC/DC变换器发展的关键技术，并探讨其发展的趋势。 关键词：电压调整模块；软开关；高频磁技术 1引言 直流-直流变换器（DC/DC）变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。按额定功率的大小来划分，DC/DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC/DC变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6W～25WDC/DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC/DC 变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC/DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC/DC变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。 DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被 广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。 DC/DC变换器现已商品化,模块采用高频PWM技术,开关频率在500kHz左右,功率密度为0.31W/cm3～1.22W/cm3。随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前，已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块,功率密
一种模块化高效DC-DC变换器的开发与研制 设计方案 一、设计任务：设计一个将220VDC升高到600VDC的DC-DC变换器。在电阻负载下，要求如下： 1、输入电压=220VDC，输出电压=600VDC。 2、输出额定电流=2.5A，最大输出电流=3A。 3、当输入在小范围内变化时，电压调整率SV≤2%（在=2.5A时）。 4、当在小范围你变化时，负载调整率SI≤5%（在=220VDC时）。 5、要求该变换器的在满载时的效率η≥90%。 6、输出噪声纹波电压峰-峰值≤1V（在=220VDC，=600VDC，=2.5A条件下）。 7、要求该变换器具有过流保护功能，动作电流设定在3A。 8、设计相关均流电路，实现多个模块之间的并联输出。 二、设计方案分析 1、DC-DC升压变换器的整体设计方案 图1 DC-DC变换器整体电路图
如图1升压式DC-DC变换器整体电路所示，该DC/DC电压变换器由主电路、采样电路、控制电路、驱动电路组成；开关电源的主电路单元、样电路单元采、控制电路单元、驱动电路单元组成闭环控制系统，是相对输出电压的自动调整。控制电路单元以SG3525为核心，精确控制驱动电路，改变驱动电路的驱动信号，达到稳压的目的。 2、DC-DC升压变换器主电路的工作原理 DC-DC功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。 图2（a）DC-DC变换器主电路 图2（b）DC-DC变换器主电路 图2（a）是升压式DC-DC变换器的主电路，它主要由开关变换电路、高频变压电路、整流电路、输出滤波电路四大部分组成；图1（b）是用matlab模拟出的升压式DC-DC变换器的主电路图。其中开关变换电路主要由绝缘栅双极型晶体管IGBT、储能电容C和RC 放电电路组成；高频变压器电路由一个工作频率为20KHz的升压变压器和一个隔直电容组成；整流电路部分采用桥式整流的设计方案，由四个快速恢复二极管构成，实现将逆变产生
绪论 一.开关电源概述 开关电源（Switch Mode Paver Supply,即SMPS）被誉为高效节能型电源，它代表着稳压电源的主流产品。半个世纪以来，开关电源大致经历了四个阶段。 早期的开关电源全部有分立元件构成，不仅开关频率低，效率高，而且电路复杂，不宜调试。在20世纪70年代研制出的脉宽调制器集成电路，仅对开关电源中的控制电路实现了集成化；80年代问世的单片开关稳压器，从本质上讲仍DC/DC电源变换器。随着各种类型单片开关电源集成电路的问世，AC/DC电源变换器的集成化才变为现实。 稳压电源是各种电子的动力源，被人称为电路的心脏，所有用电设备，包括电子仪器仪表，家用电器。等对供电电压都有一定的要求。至于精密的电子仪器，对供电电压的要求更为严格。所谓的DC——DC直流稳压是指电压或电流的变化小到可允许的程度，并不是绝对的不变。 目前，随着单片开关电源集成电源的应用，开关电源正朝着短、小、轻、薄的方向发展。单片开关电源自20世纪90年代中期问世以来便显示出来强大的生命力，它作为一项颇具发展和影响力的新产品，引起了国内外电源界的普遍重视。 尤其是最近两年来，国外一些著名的芯片厂家又竞相推出了一大批单片开关电源集成电路，更为新型开关电源的推广及奠定了良好的基础。单片开关电源具有集成度高、高性价化、最简外围电路，最佳性能等指标，现已成为开发中小功率开关电源、精密开关电源及电源模块的优选集成电路。 二. 开关电源的技术追求 1.小型化、薄型化、轻量化、高频化——开关电源的体积、重量主要是由储能元件（磁性元件和电容）决定的，因此开关电源的小型化实质上就是尽可能减小储能元件的体积。在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感和变压器的尺寸，而且还能抑制干扰，改善系统的动态性能。因此高频化是开关电源的主要发展方向。 2.高可能性——开关电源使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高了可靠性。从寿命角度出发，电解电容、光电偶合器及排风扇等器件的寿命决定着电
IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项 摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键 词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不
全桥变换器主电路分析 王振存 2006.04 1.电源概述 本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计 电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。 图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容： 为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。 输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低
交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。 在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压
一、元器件的选择 1.DC-DC电源变换器的三个元器件 1)开关：无论哪一种DC/DC变换器主回路使用的元件只是电子开关、电感、电容。电子开关只有快速地开通、快速地关断这两种状态。只有快速状态转换引起的损耗才小，目前使用的电子开关多是双极型晶体管、功率场效应管，逐步普及的有IGBT管，还有各种特性较好的新式的大功率开关元件。 2)电感：电感是开关电源中常用的元件，由于它的电流，电压相位不同，因 此理论损耗为零。电感常为储能元件，也常与电容公用在输入滤波器和输出滤波器上，用于平滑电流，也称它为扼流圈。其特点是流过它上的电流有“很大的惯性”.换句话说，由于“磁通连续性”,电感上的电流必须是连续的，否则将会产生很大的电压尖峰波。电感为磁性元件，自然有磁饱和的问题，多数情况下，电感工作在线性区，此时电感值为一常数，不随端电压与流过的电流而变化。但是，在开关电源中有一个不可忽视的问题，就是电感的绕线所引起的两个分布参数(或称寄生参数)的 现象。其一是绕线电阻，这是不可避免的;其二是分布式杂散电容，随绕线工艺、材料而定。杂散电容在低频时影响不大，随频率提高而渐显出来，到一频率以上时，电感也许变成电容的特性了。如果将杂散电容集成为一个，则从电感的等效电路可看出在一角频率后的电容性。 3)电容：电容是开关电源中常用的元件，它与电感一样也是储存电能和传递 电能的元件。但对频率的特性却刚好相反。应用上，主要是“吸收”纹波，具平滑电 压波形的作用。实际上的电容并不是理想的元件。电容器由于有介质、接点与引线，形成一个等效串联内电阻ESR.这种等效串联内电阻在开关电源中小信号控制上，以及输出纹波抑制的设计上，起着不可忽视的作用。另外电容等效电路上有一个串联的电感，它在分析电路器滤波效果时非常重要。有时加大电容值并不能使电压波形平直，就是因为这个串联寄生电感起着副作用。电容的串联电阻与接点和引出线 有关，也与电解液有关。常见铝电解电容的成分为AL2O3,导电率比空气的大七倍，为了能提高电容量，把铝箔表面做成有规律的凸凹不平状，使氧化膜表面积加大，加入的电解液可在凸凹面上流动。普通的铝电解电容在高频脉动电流大幅度增加下，高频阻抗温度上升较大，成了开关电源长寿命的瓶颈。所谓好电容耐反波电流， 耐温升，ESR值小。电容电解液受温度影响，温度升高，电阻减小，即电容串联电阻减小，则是理想的。温度升高，等效串联电阻加大，导致电容寿命减短，这是 普通铝电解电容的缺点。为改善这一缺点，将电解液覆盖在氧化膜表面后将其干 燥形成固体式电解质电容，即“钽电容”. 2.器件选择要点 只如果外接开关管，最好选择开关三极管或功率MOS 管，注意耐压和功耗。如果开关频率很高，电感可选用多线并绕的，以降低趋肤效应的影响。续流二极管一般选恢复时间短、正向导通电压小的肖特基二极管，但要注意耐压。如果输出电压很小(零点几伏)，就必须使用MOS管续流。输出滤波电容一般使用高频电容， 可减小输出纹波同时降低电容的温升。在取样电路的上臂电阻并一个0.1~1μf电容，可以改善瞬态响应。电源设计的器件选择需要注意以下几点：
六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器 半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。 半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。 正激变换器 绕组复位正激变换器 LCD复位正激变换器
RCD复位正激变换器 有源钳位正激变换器 双管正激
吸收双正激 有源钳位双正激 原边钳位双正激
软开关双正激 推挽变换器 无损吸收推挽变换器
推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免. 如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同. 推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.
半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑. 半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决. 半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制. 全桥变换器
电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 基层教学单位：电气工程及自动化系指导教师：朱艳萍 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进 最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
Maxim > Design Support > Technical Documents > Tutorials > Power-Supply Circuits > APP 2031 Keywords: DC to DC, buck, boost, flyback, inverter, PWM, quick-PWM, voltage mode, current mode skip, synchronous rectifier, switching regulator, linear regulator TUTORIAL 2031 DC-DC Converter Tutorial Nov 29, 2001 Abstract:Switching power supplies offer higher efficiency than traditional linear power supplies. They can step-up, step-down, and invert. Some designs can isolate output voltage from the input. This article outlines the different types of switching regulators used in DC-DC conversion. It also reviews and compares the various control techniques for these converters. Introduction The power switch was the key to practical switching regulators. Prior to the invention of the Vertical Metal Oxide Semiconductor (VMOS) power switch, switching supplies were generally not practical. The inductor's main function is to limit the current slew rate through the power switch. This action limits the otherwise high-peak current that would be limited by the switch resistance alone. The key advantage for using an inductor in switching regulators is that an inductor stores energy. This energy can be expressed in Joules as a function of the current by: E = ? × L × I2 A linear regulator uses a resistive voltage drop to regulate the voltage, losing power (voltage drop times the current) in the form of heat. A switching regulator's inductor does have a voltage drop and an associated current but the current is 90 degrees out of phase with the voltage. Because of this, the energy is stored and can be recovered in the discharge phase of the switching cycle. This results in a much higher efficiency and much less heat. What is a Switching Regulator? A switching regulator is a circuit that uses a power switch, an inductor, and a diode to transfer energy from input to output. The basic components of the switching circuit can be rearranged to form a step-down (buck)converter, a step-up (boost) converter, or an inverter (flyback). These designs are shown in Figures 1,2,3, and 4 respectively, where Figures 3 and 4 are the same except for the transformer and the diode polarity. Feedback and control circuitry can be carefully nested around these circuits to regulate the energy transfer and maintain a constant output within normal operating conditions.
DC/DC变换器的发展与应用 1引言 直流-直流变换器（DC/DC）变换器广泛应用于远程及数据通讯、计算机、办公自动化设备、工业仪器仪表、军事、航天等领域，涉及到国民经济的各行各业。按额定功率 的大小来划分，DC/DC可分为750W以上、750W～1W和1W以下3大类。进入20世纪90年代，DC/DC 变换器在低功率范围内的增长率大幅度提高，其中6W～25WDC/DC变换器的增长率最高，这是因为它们大量用于直流测量和测试设备、计算机显示系统、计算机和军事通讯系统。由于微处理器的高速化，DC/DC 变换器由低功率向中功率方向发展是必然的趋势，所以251W～750W的DC/DC变换器的增长率也是较快的，这主要是它用于服务性的医疗和实验设备、工业控制设备、远程通讯设备、多路通信及发送设备，DC/DC 变换器在远程和数字通讯领域有着广阔的应用前景。 DC/DC变换器将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压,这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁、列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制具有加速平稳、快速响应的性能,并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约20％～30％的电能。直流斩波器不仅能起到调压的作用(开关电源),同时还能起到有效抑制电网侧谐波电流噪声的作用。 DC/DC变换器现已商品化,模块采用高频PWM技术,开关频率在500kHz左右,功率密度为 0.31W/cm3～1.22W/cm3。随着大规模集成电路的发展,要求电源模块实现小型化,因此就要不断提高开关频率和采用新的电路拓扑结构。目前，已有一些公司研制生产了采用零电流开关和零电压开关技术的二次电源模块,功率密度有较大幅度的提高。 电子产业的迅速发展极大地推动了开关电源的发展。高频小型化的开关电源及其技术已成为现代电子设备供电系统的主流。在电子设备领域中,通常将整流器称为一次电源,而将DC/DC变换器称为二次电源。一次电源的作用是将单相或三相交流电网变换成标称值为48V的直流电源。目前，在电子设备中用的一次电源中,传统的相控式稳压电源己被高频开关电源取代,高频开关电源(也称为开关型整流器SMR)通过MOSFET或IGBT实现高频工作,开关频率一般控制在50kHz～100kHz范围内,实现高效率和小型化。近几年,开关整流器的功率容量不断扩大,单机容量己从48V/12.5A、48V/20A扩大到48V/200A、48V/400A。 因为电子设备中所用的集成电路的种类繁多,其电源电压也各不相同,在电子供电系统中，采用高功率密度的高频DC/DC隔离电源模块,从中间母线电压(一般为48V直流)变换成所需的各种直流电压,可以大大减小损耗、方便维护,且安装和增容非常方便。一般都可直接装在标准控制板上,对二次电源的要求是高功率密度。因为电子设备容量的不断增加,其电源容量也将不断增加。 2电力电子器件 功率变换技术高速发展的基础是电力电子器件和控制技术的高速发展，在21世纪，电力电子器件将进入第4代即智能化时代，具有如下显著的特征。 2.1高性能化 高性能化主要包括高电压、大容量、降低导通电压低损耗、高速度和高可靠性等4个方面。如IGBT 的电流可达2kA～3kA、电压达到4kV～6kV，降低损耗是所有复合器件的发展目标。预计在21世纪IGBT、
DC-DC变换器原理 DC/DC Converter Principle 太阳电池输出的是直流电，是不是可直接作为直流电源使用呢，对于对电压没有准确要求的微、小型用电设备是可以的，如计算器、玩具等。太阳电池输出电压取决于光伏器件的连接方式与数量，并与负载大小与光照强度直接有关，不能直接作为正规电源使用。通过DC-DC变换器可以把太阳电池输出的直流电转换成稳定的不同电压的直流电输出。DC-DC变换器就是直流——直流变换器，是太阳能光伏发电系统的重要组成部分，下面就其原理作简单介绍。 DC-DC变换基本原理 直流变换电路主要工作方式是脉宽调制(PWM)工作方式，基本原理是通过开关管把直流电斩成方波（脉冲波），通过调节方波的占空比（脉冲宽度与脉冲周期之比）来改变电压。 降压斩波电路 直流斩波电路简单，是使用广泛的直流变换电路。图1左上部是一个斩波基本电路，Ud是输入的直流电压，V是开关管，UR是负载R上的电压，开关管V把输入的Ud斩成方波输出到R
上，图1右上部绿线为斩波后的输出波形，方波的周期为T，在V导通时输出电压等于Ud，导通时间为ton，在V关断时输出电压等于0，关断时间为toff，占空比D=ton/T，方波电压的平均值与占空比成正比。图1下部绿线为连续输出波形，其平均电压如红线所示。改变脉冲宽度即可改变输出电压，在时间t1 前脉冲较宽、间隔窄，平均电压（UR1）较高；在时间t1 后脉冲变窄，平均电压（UR2）降低。固定方波周期T不变，改变占空比调节输出电压就是(PWM)法，也称为定频调宽法。由于输出电压比输入电压低，称之为降压斩波电路或Buck变换器。
移相全桥ZVS变换器的原理与设计 移相全桥ZVS变换器的原理与设计 摘要：介绍移相全桥ZVS变换器的原理，并用UC3875控制器研制成功3kW 移相全桥零电压高频通信开关电源。 1引言 传统的全桥PWM变换器适用于输出低电压(例如5V)、大功率(例如1kW) 的情况，以及电源电压和负载电流变化大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制。为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开 关频率提高到1MHz级水平。为避免开关过程中的损耗随频率增加而急剧上升，在移相控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关，这种技术称为ZVS零电压准谐振技术。由于减少了开关过程损耗，可保证整个变换器总体效率达90％以上，我们以Unitrode公司UC3875为控制 芯片研制了零电压准谐振高频开关电源样机。本文就研制过程，研制中出现的问题及其改进进行论述。 2准谐振开关电源的组成 ZVS准谐振高频开关电源是一个完整的闭环系统，它包括主电路、控制电路及CPU通讯和保护电路，。 从图1可以看出准谐振开关电源的组成与传统PWM开关电源的结构极其相似，不同的是它在DC/DC变换电路中采用了软开关技术，即准谐振变换器（QRC）。它是在PWM型开关变换器基础上适当地加上谐振电感和谐振电容而形成的，由于运行中，工作在谐振状态的时间只占开关周期的一部分，其余时间都是运行在非谐振状态，所以称为“准谐振”变换器。准揩振变换器又分为两种，一种是零电流开关（ZCS）,一种是零电压开关（ZVS），零电流
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下：
当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。 关断VT4以后，经过预先设置的死区时间后开通VT3，由于电压器漏感的存在，原边电流不能突变，因此VT3即是零电流开通。 VT2、VT3同时导通后原边向负载提供能量，一定时间后关断VT2。由于C2的存在，VT2是零电压关断，如同前面分析，原边电流这时不能突变，C1经过VD3、VT3。Cb放电完毕后，VD1自然导通，此时开通VT1即是零电压开通，由于VD3的阻断，原边电流降为零以后，关断VT3，则VT3即是零电流关断，经过预
DC-DC电路总结 首录：名词解释 IGBT：(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。 GTR：（Giant Transistor）电力晶体管也称巨型晶体管，是一种电流控制的双极双结大功率、高反压电力电子器件，具有自关断能力。它既具备晶体管饱和压降低、开关时间短和安全工作区宽等固有特性，又增大了功率容量，因此，由它所组成的电路灵活、成熟、开关损耗小、开关时间短，在电源、电机控制、通用逆变器等中等容量、中等频率的电路中应用广泛。GTR的缺点是驱动电流较大、耐浪涌电流能力差、易受二次击穿而损坏。在开关电源和UPS内，GTR正逐步被功率MOSFET和IGBT所代替。 SCR:(Silicon Controlled Rectifier)是可控硅整流器的简称。可控硅有单向、双向、可关断和光控几种类型。它具有体积小、重量轻、效率高、寿命长、控制方便等优点，被广泛用于可控整流、调压、逆变以及无触点开关等各种自动控制和大功率的电能转换的场合。 GTO:(gate turn-off thyristor)门极可断晶闸管，是一种具有自断能力的晶闸管。处于断态时，如果有阳极正向电压，在其门极加上正向触发脉冲电流后，GTO 可由断态转入通态，已处于通态时，门极加上足够大的反向脉冲电流，GTO由通态转入断态。由于不需用外部电路强迫阳极电流为0而使之关断，仅由门极加脉冲电流去关断它；所以在直流电源供电的DC—DC，DC—AC变换电路中应用时不必设置强迫关断电路。这就简化了电力变换主电路，提高了工作的可靠性，减少了关断损耗，与SCR相比还可以提高电力电子变换的最高工作频率。因此，GTO 是一种比较理想的大功率开关器件。 MOSFET:(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)简称金氧半场效晶体管，是一种可以广泛使用在模拟电路与数字电路的场效晶体管。金属氧化物半导体场效应管依照其“沟道”极性的不同，可分为电子占多数的N沟道型与空穴占多数的P沟道型，通常被称为N型金氧半场效晶体管（NMOSFET）与P 型金氧半场效晶体管（PMOSFET）。它的三个极分别是源极（S）、漏极（D）和栅极（G）。主要优点：热稳定性好、安全工作区大。缺点：击穿电压低，工作电流小。 LPF:(Lowest Possible Frequency）低通滤波器，顾名思义，就是让低频信号通过，阻止高频信号通过。低通滤波器一般用于去掉输入信号中不必要的高频成分，去除高频干扰。
SPWM全桥逆变器主功率电路设计 一．设计目的 通过电力电子技术的学习，熟悉无源逆变概念；采用全桥拓扑并用全控器件MOSFET形成主电路拓扑，设计逆变器硬件电路，并能开环工作。熟悉全桥逆变器拓扑，掌握逆变原理，实现正弦波输出要素，设计SPWM逆变器控制信号发生电路。 参数指标： 输入：48Vdc, 输出：40Vac/400Hz 二．设计任务 (1) 熟悉交流电路中功率因数的意义； (2) 掌握全桥逆变概念，分析全桥逆变器中每个元件的作用； (3) 分析正弦脉宽调制(SPWM)原理，及硬件电路实现形式： (4) 应用protel制作SPWM逆变器线路图； (5) 根据原理图制作硬件，并调试； 三. 设计总体框图 图1设计总体框图 四．设计原理分析 SPWM脉宽调制原理
PWM(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术。即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形(含形状和幅值)。当采用正弦波作为调制信号来控制输出PWM脉冲的宽度，使其按照正弦波的规律变化，这种脉冲宽度调制控制策略就称为正弦脉冲宽度调制(Sine pulse width modulation，SPWM)，产生SPWM脉冲，采用最多的载波是等腰三角波；因为等腰三角波上任一点的水平宽度和高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波相交时，如果在交点时刻对电路中开关器件的通断进行控制，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲。在调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。 SPWM波形的产生（如图2） 图2 SPWM波形的产生 1).全桥倍增SPWM控制 主电路和其他全桥逆变电路完全一致，控制脉冲的发生类似双极性SPWM 的模式，所不同的是，其桥臂之一所使用的互补控制脉冲由正弦调制波和三角载波比较产生，而另一个桥臂脉冲由同一正弦波和反相的三角载波比较产生(或者是反相三角载波和同一正弦波比较产生)。这种调制输出谐波性能等效于2倍载
改进型四开关DC-DC变换器控制方式 传统的四开关BUCK/B00ST变换器功率损耗较大。这里对传统变换器的控制方法进行了改进。通过输入输出电压的不同关系采用不同的工作模式以减少同时工作的开关数量。 (l)当输入远远小于输出时,开关A恒定导通,开关B恒定断开。开关C、D 通过脉宽调制进行控制,此时四开关结构简化为Boost拓扑结构。 (2)当输入输出电压基本相等时,使用上面介绍的四开关工作的拓扑结构。 (3)当输入远远大于输出时,开关D恒定导通,开关C恒定断开。开关A、B 通过脉宽调制进行控制,此时四开关结构简化为Buck拓扑结构。改进的结构实际上是改变四个开关的控制逻辑,通过输入电压的不同选用不同的结构,这样在Boost或者Buck区域同时工作的开关数量减半。虽然在过渡区同样是采用四开关控制,四个开关都是处于工作状态,但是该区域是非常小的。总的来说可以大大减小开关的驱动功耗。
如图2-11所示,当Vin
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