中心议题:
常规RC吸收电路的功耗
高频整流电路中的新型电压毛刺无损吸收电路设计
LC选取的原则
解决方案:
主变压器二次为桥式整流电路的电压毛刺无损吸收电路
主变压器二次为双半波整流电路的电压毛刺无损吸收电路
电压毛刺是高频变换器研制和生产过程中的棘手问题,处理得不好会带来许多的问题,诸如:功率管的耐压必须提高,而且耐压越高,其通态电压越大,功耗越大,这不仅使产品效率降低,而且使电路可靠性降低;另外,高频杂音的增加,对环境造成污染;为了达到指标,
必须进一步采取措施,结果不仅使产品体积增大,而且使成本增加。解决办法通常是:增加
主变压器中各线圈的耦合程度,以减少漏感(例如双线并绕等);选用结电容小,恢复时间短的优质开关管;增加吸收电路,最常用的是RC吸收电路,这种电路虽结构简单,但是有损的,而且变换器功率越大,需要的C越大,使R上的功耗也越大,导致R的体积很大,其结果
是产品中常常装有体积大的电阻电容,使运行环境恶化,整机效率降低。显然这些解决办法不理想,本文将介绍两种无损电压毛刺回收电路。
1 常规RC吸收电路的功耗
RC吸收电路如图1所示,设主变压器一次侧为半桥或全桥电路,二次侧为极性交变的脉宽调制方波,并且带有毛刺,如图2所示。这样在RC串联电路中就有充放电过程,在R 上就会有功耗。为分析方便,先不考虑电压毛刺,uAC的电压波形为极性交变的方波。
图1 高频整流的RC吸收电路
图2 高频调制方波
设某一时刻t=0时uAC的极性为上正下负,大小为Eo,C上的电压为Eo,极性上负下正,等效电路如图3所示。由电路方程可得
Eo= idt-Eo+iR
图3 等效电路
由初始条件t=0时,i=2Eo/R,解得i=2Eoe-t/RC/R。电阻R上的消耗功率WR=
i2Rdt=2CE o2,即C上的电压从-Eo→+Eo变化过程中,R上的功耗为2CEo2。
充电过程结束最终C上的电压为Eo,极性反转。一个周期内uAC翻转两次,R上的总
功耗为4CEo2。例如:一个输出为48V的整流器,Eo通常约为150V,频率f取50kHz,电容C取1nF,则R上的功耗WR=4CEo2×f=5W。考虑毛刺的因素实际值远大于此值。显然,对于大功率高频率变换器,R上的功耗是相当大的。
2 主变压器二次为桥式整流电路的电压毛刺无损吸收电路
二次为桥式整流电路如图4所示。图中D1,D2,D3,D4为主整流管;D11及D12为毛刺吸收电路专用二极管。Lo与Co为主整流电路中的电感和电容;C为毛刺能量储存电容。L,S,D组成毛刺能量转换释放电路。主变压器中绕组CD和脉冲转换电路一起形成S的开关控制脉冲ugs,与绕组AB形成固定的相位关系。绕组AB的电压uAB波形与S上的驱动脉冲波形示于图5。
图4 全桥整流电路与电压尖峰吸收电路
(a) uAB波形(b) ugs波形
图5 uAB与ugs的相位关系
其吸收原理如下所述。
1)t1-t2时段uAB处于高毛刺阶段,毛刺最大值比正常值Uo高出ΔU,这时由D1,D2,D11,D12形成全桥整流电路,对C充电,具体讲是D1和D12导通,uAB的毛刺部分将被C所吸收,使uc=Uo+ΔU。显然,C越大,ΔU越小;毛刺越高,ΔU越大。
2)t2-t3时段uAB="Uo",D12反偏截止。D1与D4导通,忽略D1与D4上的压降,UEF=Uo。以E为电压参考点,UF比UE电位低Uo,记作-Uo;由于UC=UEG=Uo+ΔUo,则UG比UE低Uo+ΔU,记作-(Uo+ΔU);这样UFG=UF-UG=ΔU。
由图5(b)可以看出,在t1-t3时间段开关管S被触发导通,UFG将使L中的电流逐步上升,使C上高于Uo部分的电压ΔU的能量逐渐转移到L上,当t3时刻uAB消失,ugs同时也消失,S截止。L上的能量将通过D向输出电容Co释放,形成电压毛刺的无损吸收。
3)t4-t5时段绕组AB之间的电压反向,此时D2与D11导通,对C充电,之后的工作过程同t1-t2时间段。
4)t5-t6时段工作过程同t2-t3时间段。
t7时刻开始,电路将重复以上过程。
3 主变压器二次为双半波整流电路的电压毛刺无损吸收电路
二次为双半波整流电路如图6所示。为分析方便,仍忽略D1,D2,D3的压降。显然uAB的波形、S的驱动脉冲波形与图5完全一致。其工作过程与桥式整流电路相似,在此不再赘述。
图6 双半波整流电路与电压尖峰吸收电路
4 关于LC选取的原则
为使上述电压毛刺无损吸收电路正常工作,在设计LC时注意下述2个问题:
1)过大的C将会使整流二极管开机瞬间冲击电流增加,过小的C将导致吸收毛刺过程中过大的电压增量ΔU,因此C要选择适当;
2)过大的L将使C中的ΔU能量无法及时转移到L中,因为ΔU=Ldi/dt,L过大,将使其中的电流增长速度减慢;L过小,则di/dt过大将使承受的应力加大只能选取大电流的开关管,同时对向输出端释放电感能量的二极管(图4中的D,图6中的D4)也提高了容量要求,因此,L的选择也要适当。
开关电源的干扰及其抑制 开关电源产生EMI的原因较多,其中由基本整流器产生的电流高次谐波干扰和功率转换电路产生的尖峰电压干扰是主要原因. 基本整流器:基本整流器的整流过程是产生EMI最常见的原因.这是因为工频交流正弦波通过整流后不再是单一频率的电流,而变成一直流分量和一系列频率不同的谐波分量,谐波(特别是高次谐波)会沿着输电线路产生传导干扰和辐射干扰,使前端电流发生畸变,一方面使接在其前端电源线上的电流波形发生畸变,另一方面通过电源线产生射频干扰. 功率转换电路:功率转换电路是开关稳压电源的核心,它产生的尖峰电压是一种有较大幅度的窄脉冲,其频带较宽且谐波比较丰富. 产生这种脉冲干扰的主要原因是: ①开关管:开关管及其散热器与外壳和电源内部的引线间存在分布电容.当开关管流过大的脉冲电流时,大体上形成了矩形波,该波形含有许多高频成份.由于开关电源使用的元件参数如开关功率管的存储时间,输出级的大电流,开关整流二极管的反向恢复时间,会造成回路瞬间短路,产生很大短路电流.开关管的负载是高频变压器或储能电感,在开关管导通的瞬间,变压器初级出现很大的涌流,造成尖峰噪声. ②高频变压器:开关电源中的变压器,用作隔离和变压.但由于漏感地原因,会产生电磁感应噪声;同时,在高频状况下变压器层间的分布电容会将一次侧高次谐波噪声传递给次级,变压器对外壳的分布电容形成另一条高频通路,而使变压器周围产生的电磁场更容易在其他引线上耦合形成噪声. ③整流二极管:二次侧整流二极管用作高频整流时,要考虑反向恢复时间的因数.往往正向电流蓄积的电荷在加上反向电压时不能立即消除(因载流子的存在,还有电流流过).一旦这个反向电流恢复时的斜率过大,流过线圈的电感就产生了尖峰电压,在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强的高频干扰,其频率可达几十兆赫. ④电容、电感器和导线:开关电源由于工作在较高频率,会使低频的元器件特性发生变化,由此产生噪声. 开关电源外部干扰:开关电源外部干扰可以以“共模”或“差模”方式存在.干扰类型可以从持续期很短的尖峰干扰到完全失电之间进行变化.其中也包括电压变化、频率变化、波形失真、持续噪声或杂波以及瞬变等,在电源干扰的几种干扰类型中,能够通过电源进行传输并造成设备的破坏或影响其工作的主要是电快速瞬变脉冲群和浪涌冲击波,而静电放电等干扰只要电源设备本身不产生停振、输出电压跌落等现象,就不会造成因电源引起的对用电设备的影响. 开关电源干扰耦合途径:开关电源干扰耦合途径有两种方式:一种是传导耦合方式,另一种是辐射耦合方式. 1.传导耦合:传导耦合是骚扰源与敏感设备之间的主要耦合途径之一.传导耦合必须在骚扰源与敏感设备之间存在有完整的电路连接,电磁骚扰沿着这一连接电路从骚扰源传输电磁骚扰至敏感设备,产生电磁干扰.按其耦合方式可分为电路性耦合、电容性耦合和电感性耦合.在开关电源中,这三种耦合方式同时存在,互相联系.
开关电源的冲击电流控制方法 开关电源的输入一般有滤波器来减小电源反馈到输入的纹波,输入滤波器一般有电容和电感组成∏形滤波器,图1. 和图2. 分别为典型的AC/DC电源输入电路和DC/DC电源输入电路。 由于电容器在瞬态时可以看成是短路的,当开关电源上电时,会产生非常大的冲击电流,冲击电流的幅度要比稳态工作电流大很多,如对冲击电流不加以限制,不但会烧坏保险丝,烧毁接插件,还会由于共同输入阻抗而干扰附近的电器设备。
图3.通信系统的最大冲击电流限值(AC/DC电源) 图4.通信系统在标称输入电压和最大输出负载时的冲击电流限值(DC/DC电源) 欧洲电信标准协会(the European Telecommunications Standards Institute)对用于通信系统的开关电源的冲击电流大小做了规定,图3为通信系统用AC/DC电源供电时的最大冲击电流限值[4],图4为通信系统在DC/DC电源供电,标称输入电压和最大输出负载时的最大冲击电流限值[5]。图中It为冲击电流的瞬态值,Im为稳态工作电流。 冲击电流的大小由很多因素决定,如输入电压大小,输入电线阻抗,电源内部输入电感及等效阻抗,输入电容等效串连阻抗等。这些参数根据不同的电源系统和布局不同而不同,很难进行估算,最精确的方法是在实际应用中测量冲击电流的大小。在测量冲击电流时,不能因引入传感器而改变冲击电流的大小,推荐用的传感器为霍尔传感器。
2. AC/DC开关电源的冲击电流限制方法 2.1 串连电阻法 对于小功率开关电源,可以用象图5的串连电阻法。如果电阻选得大,冲击电流就小,但在电阻上的功耗就大,所以必须选择折衷的电阻值,使冲击电流和电阻上的功耗都在允许的范围之内。 图5. 串连电阻法冲击电流控制电路(适用于桥式整流和倍压电路,其冲击电流相同)串连在电路上的电阻必须能承受在开机时的高电压和大电流,大额定电流的电阻在这种应用中比较适合,常用的为线绕电阻,但在高湿度的环境下,则不要用线绕电阻。因线绕电阻在高湿度环境下,瞬态热应力和绕线的膨胀会降低保护层的作用,会因湿气入侵而引起电阻损坏。 图5所示为冲击电流限制电阻的通常位置,对于110V、220V双电压输入电路,应该在R1和R2位置放两个电阻,这样在110V输入连接线连接时和220V输入连接线断开时的冲击电流一样大。对于单输入电压电路,应该在R3位置放电阻。 2.2 热敏电阻法 在小功率开关电源中,负温度系数热敏电阻(NTC)常用在图5中R1,R2,R3位置。在开关电源第一次启动时,NTC的电阻值很大,可限制冲击电流,随着NTC的自身发热,其电阻值变小,使其在工作状态时的功耗减小。 用热敏电阻法也由缺点,当第一次启动后,热敏电阻要过一会儿才到达其工作状态电阻值,如果这时的输入电压在电源可以工作的最小值附近,刚启动时由于热敏电阻阻值还较大,它的压降较大,电源就可能工作在打嗝状态。另外,当开关电源关掉后,热敏电阻需要一段冷却时间来将阻值升高到常温态以备下一次启动,冷却时间根据器件、安装方式、环境温度的不同而不同,一般为1分钟。如果开关电源关掉后马上开启,热敏电阻还没有变冷,这时对冲击电流失去限制作用,这就是在使用这种方法控制冲击电流的电源不允许在关掉后马上开启的原因。
开关电源EMI形成原因及常用抑制方法 近年来,开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是,由于开关电源工作过程中的高频率、高di/dt和高dv/dt使得电磁干扰问题非常突出。国内已经以新的3C认证取代了CCIB和CCEE认证,使得对开关电源在电磁兼容方面的要求更加详细和严格。如今,如何降低甚至消除开关电源的EMI问题已经成为全球开关电源设计师以及电磁兼容(EMC)设计师非常关注的问题。本文讨论了开关电源电磁干扰形成的原因以及常用的EMI抑制方法。 1开关电源的干扰源分析 开关电源产生电磁干扰最根本的原因,就是其在工作过程中产生的高di/dt和高 dv/dt,它们产生的浪涌电流和尖峰电压形成了干扰源。工频整流滤波使用的大电容充电放电、开关管高频工作时的电压切换、输出整流二极管的反向恢复电流都是这类干扰源。开关电源中的电压电流波形大多为接近矩形的周期波,比如开关管的驱动波形、MOSFET漏源波形等。对于矩形波,周期的倒数决定了波形的基波频率;两倍脉冲边缘上升时间或下降时间的倒数决定了这些边缘引起的频率分量的频率值,典型的值在MHz范围,而它的谐波频率就更高了。这些高频信号都对开关电源基本信号,尤其是控制电路的信号造成干扰。 开关电源的电磁噪声从噪声源来说可以分为两大类。一类是外部噪声,例如,通过电网传输过来的共模和差模噪声、外部电磁辐射对开关电源控制电路的干扰等。另一类是开关电源自身产生的电磁噪声,如开关管和整流管的电流尖峰产生的谐波及电磁辐射干扰。 如图1所示,电网中含有的共模和差模噪声对开关电源产生干扰,开关电源在受到电磁干扰的同时也对电网其他设备以及负载产生电磁干扰(如图中的返回噪声、输出噪声和辐射干扰)。进行开关电源EMI/EMC设计时一方面要防止开关电源对电网和附近的电子设备产生干扰,另一方面要加强开关电源本身对电磁骚扰环境的适应能力。下面具体分析开关电源噪声产生的原因和途径。 图1开关电源噪声类型图 1.1电源线引入的电磁噪声 电源线噪声是电网中各种用电设备产生的电磁骚扰沿着电源线传播所造成的。电源线噪声分为两大类:共模干扰、差模干扰。共模干扰(Common-modeInterference)定义为任何载流导体与参考地之间的不希望有的电位差;差模干扰(Differential-
开关电源模块的输入电路大都采用整流加电容滤波电路。在输入电路合闸瞬间,由于电容器上的初始电压为零会形成很大的瞬时冲击电流(如图1所示),特别是大功率开关电源,其输入采用较大容量的滤波电容器,其冲击电流可达100A以上。在电源接通瞬间如此大的冲击电流幅值,往往会导致输入熔断器烧断,有时甚至将合闸开关的触点烧坏,轻者也会使空气开关合不上闸,上述原因均会造成开关电源无法正常投入。为此几乎所有的开关电源在其输入电路设置防止冲击电流的软起动电路,以保证开关电源模块正常而可靠的运行。 图1 合闸瞬间滤波电容电流波形 2 常用软起动电路 (1)采用功率热敏电阻电路 热敏电阻防冲击电流电路如图2所示。它利用热敏电阻的Rt的负温度系数特性,在电源接通瞬间,热敏电阻的阻值较大,达到限制冲击电流的作用;当热敏电阻流过较大电流时,电阻发热而使其阻值变小,电路处于正常工作状态。采用热敏电阻防止冲击电流一般适用于小功率开关电源,由于热敏电阻的热惯性,重新恢复高阻需要时间,故对于电源断电后又需要很快接通的情况,有时起不到限流作用。 图2 采用热敏电阻电路 (2)采用SCR R电路 该电路如图3所示。在电源瞬时接通时,输入电压经整流桥VD1VD4和限流电阻R对电容器C 充电。当电容器C充电到约80%的额定电压时,逆变器正常工作,经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号,使晶闸管导通并短路限流电阻R,开关电源处于正常运行状态。 图3 采用SCR R电路
这种限流电路存在如下问题:当电源瞬时断电后,由于电容器C上的电压不能突变,其上仍有断电前的充电电压,逆变器可能还处于工作状态,保持晶闸管继续导通,此时若马上重新接通输入电源,会同样起不到防止冲击电流的作用。 (3)具有断电检测的SCR R电路 该电路如图4所示。它是图3的改进型电路,VD5、VD6、VT1、RB、CB组成瞬时断电检测电路,时间常数RBCB的选取应稍大于半个周期,当输入发生瞬间断电时,检测电路得到的检测信号,关闭逆变器功率开关管VT2的驱动信号,使逆变器停止工作,同时切断晶闸管SCR的门极触发信号,确保电源重新接通时防止冲击电流。 图4 具有断电检测的SCR R电路 (4)继电器K1与电阻R构成的电路 该电路原理图如图5所示。电源接通时,输入电压经限流电阻R1对滤波电容器C1充电,同时辅助电源VCC经电阻R2对并接于继电器K1线包的电容器C2充电,当C2上的充电电压达到继电器的动作电压时,K1动作,旁路限流电阻R1,达到瞬时防冲击电流的作用。通常在电源接通之后,继电器K1动作延时0.3~0.5秒,否则限流电阻R1因通流时间过长会烧坏。 图5 由继电器与电阻构成的电路 然而这种简单的RC延迟电路在考虑到继电器吸合电压时还必须顾及流过线包的电流,一般电阻的阻值较小而电容的容量较大,延迟时间很难准确控制,这主要是电容容量的误差和漏电流造成,需要仔细地挑选和测试。同时继电器的动作阈值取决于电容器C2上的充电电压,继电器的动作电压会抖动及振荡,造成工作不可靠。 (5)采用定时触发器的继电器与限流电阻的电路 该电路如图6所示(仅画出定时电路,主电路同图5),它是图5的改进型电路。电源接通时,输入电压经整流桥和限流电阻R1对C1充电,同时定时时基电路555的定时电容C2由辅助电源经定时电阻R2开始充电,经0.3秒后,集成电路555的2端电压低于二分之一模块电源电压,其输出端3输出高电平,VT2导通,继电器K1动作,限流电阻R1被旁路,直流供电电压对C1继续充电而达到额定值,逆变器处于正常工作状态。由于该电路在RC延迟定时电路与继电器之间插入了单稳态触发器和电流放大器,确保继电器动作干脆、可靠,有效地起到防止冲击电流的效果,而不会像图5电路那样由于继电器动作的不可靠性而烧坏限流电阻及继电器的自身触点。
DC-DC开关电源管理芯片的设计 引言 电源是一切电子设备的心脏部分,其质量的好坏直接影响电子设备的可靠性。而开关电源更为如此,越来越受到人们的重视。目前的计算机设备和各种高效便携式电子产品发展趋于小型化,其功耗都比较大,要求与之配套的电池供电系统体积更小、重量更轻、效率更高,必须采用高效率的DC/ DC开关稳压电源。 目前电力电子与电路的发展主要方向是模块化、集成化。具有各种控制功能的专用芯片,近几年发展很迅速集成化、模块化使电源产品体积小、可靠性高,给应用带来极大方便。 从另一方面说在开关电源DC-DC变换器中,由于输入电压或输出端负载可能出现波动,应保持平均直流输出电压应能够控制在所要求的幅值偏差范围内,需要复杂的控制技术,于是各种 PWM控制结构的研究就成为研究的热点。在这样的前提下,设计开发开关电源DC-DC控制芯片,无论是从经济,还是科学研究上都是是很有价值的。 1. 开关电源控制电路原理分析 DC-DC变换器就是利用一个或多个开关器件的切换,把某一等级直流输入电压变换成另—等级直流输出电压。在给定直流输入电压下,通过调节电路开关器件的导通时间来控制平均输出电压控制方法之一就是采用某一固定频率进行开关切换,并通过调整导通区间长度来控制平均输出电压,这种方法也称为脉宽调制[PWM]法。 PWM从控制方式上可以分为两类,即电压型控制(voltage mode control)和电流型控制(current mode control)。电压型控制方式的基本原理就是通过误差放大器输出信号与一固定的锯齿波进行比较,产生控制用的PWM信号。从控制理论的角度来讲,电压型控制方式是一种单环控制系统。电压控制型变换器是一个二阶系统,它有两个状态变量:输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件稳定系统,只有对控制电路进行精心的设计和计算后,在满足一定的条件下,闭环系统方能稳定的工作。图1即为电压型控制的原理框图。 图1 电压型控制的原理框图 电流型控制是指将误差放大器输出信号与采样到的电感峰值电流进行比较.从而对输出脉冲的占空比进行控制,使输出的电感峰值电流随误差电压变化而变化。电流控制型是一个一阶系统,而一阶系统是无条件的稳定系统。是在传统的PWM电压控制的基础上,增加电流负反馈环节,使其成为一个双环控制系统,让电感电流不在是一个独立的变量,从而使开关变换器的二阶模型变成了一个一阶系统。信号。从图2中可以看出,与单一闭环的电压控制模式相比,电流模式控制是双闭环控制系统,外环由输出电压反馈电路形成,内环由互感器采样输出电感电流形成。在该双环控制中,由电压外环控制电流内环,即内环电流在每一开关周期内上升,直至达到电压外环设定的误差电压阂值。电流内环是瞬时快速进行逐个脉冲比较工作的,并且监测输出电
以下是电源系统SPD选择的要点: 1、根据被保护线路制式,例如:单相220V、三相220/380VTNC/TNS/TT等,选择合适制式SPD 2、根据被保护设备的耐冲击电压水平,选择SPD的电压保护水平Up。一般终端设备的耐冲击电压1.5kV,具体可参照GB50343-5.4。Up值小于其耐冲击电压即可。 3、根据线路引入方式,有无因直击雷击中而传到雷电流的风险,选择一级或者二级SPD。一级SPD是有雷电流泄放参数的10/350波形的。 4、根据GB50057-6.3.4里的分流计算,计算线路所需的泄放电流强度,选择合适放电能力的SPD,需要SPD标称放电电流参数大于线路的分流电涌电流即可。 至于型号,不同厂家型号不一,没什么参考价值。建议选择知名品牌,现在防雷市场鱼龙混杂,不 ? 的元件,MOV 作响应快的优点,特别适合用作多级保护电路中的最末几级保护元件。抑制二极管在击穿区内的伏安特性可用下式表示:I=CUα,上式中α为非线性系数,对于齐纳二极管α=7~9,在雪崩二极管α=5~7. ?抑制二极管的技术参数主要有: (1)额定击穿电压,它是指在指定反向击穿电流(常为lma)下的击穿电压,这于齐纳二极管额定击穿电压一般在2.9V~4.7V范围内,而雪崩二极管的额定击穿电压常在5.6V~200V范围内。(2)最大箝位电压:它是指管子在通过规定波形的大电流时,其两端出现的最高电压。 (3)脉冲功率:它是指在规定的电流波形(如10/1000μs)下,管子两端的最大箝位电压与管子中电流等值之积。