基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法
在无线通信领域中，接收机特性曲线是非常重要的一个参数，它描述了接收机在接收一定信号功率下的输出信号质量与接收信噪比之间的关系。基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，是一种用于量化无线通信中信号传输过程中的损耗情况的方法。本文将介绍该方法的原理和应用。
一、方法原理
在无线通信中，当信号从发射端到达接收端时，由于信号在传输过程中遭受到了各种各样的干扰和衰减，因此其信噪比会不断下降。而且，信号经过接收机后，其输出信号质量也会受到接收机的特性限制而产生损耗。
基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，就是基于以上原理，通过将接收机特性曲线与信号传输过程中的信噪比关系相结合，来计算信号传输过程中的损耗情况。其主要步骤如下：
1. 测量信号在传输过程中的接收功率和输出信噪比；
2. 根据接收机特性曲线，确定接收机在当前接收功率下的输出信号质量水平；
3. 通过对接收机特性曲线和信噪比之间的关系进行非相干积分平方运算，来计算信号在传输过程中的损耗情况。
二、方法应用
基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，在无线通信领域中有着广泛的应用。例如，它可以用于量化无线电信道中信号传输的损耗情况，从而评估无线电通信的可靠性和性能。
此外，该方法还可以用于优化无线通信系统的参数设置。通过对系统中信号传输过程中的损耗情况进行量化分析，可以为调整发送功率、增强信号调制等参数提供科学依据，以提高无线通信系统的性能和可靠性。
总之，基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法是一种重要的分析和优化无线通信系统的方法，它有着广泛的应用前景。
2013年全国研究生数学建模竞C题（华为公司合作命题） 微蜂窝环境中无线接收信号的特性分析 近年来，随着移动通信的发展，对系统容量的要求越来越高，频谱资源越来越紧缺。微蜂窝、微微蜂窝系统由于采用频谱复用技术缓解这个矛盾而得到广泛应用，这些系统的小区半径小于一千米，造成微蜂窝之间原来的统计相似关系丢失，这给运营商在网络初期规划带来了困难。因为实际情况经常不满足电磁场模型的条件，并且一般无法求解。若没有良好的传播预测模型，划分小区、选择基站位置和高度的唯一方法就是通过实际测量、反复测试。显然这需要投入大量的人力、时间，费用也会很高。而传播模型则根据对无线传输信道的模拟和仿真，预测接收信号，可以为指导网络规划提供较为准确的理论依据，链路预算小区半径，计算电波传播及干扰，当然希望越精确越好。 目前，比较有代表性的就是射线跟踪模型。射线跟踪是一种被广泛用于移动通信和个人通信环境(街道微蜂窝和室内微微蜂窝)中的预测无线电波传播特性的技术，由于移动通信中使用的超高频微波和光同属电磁波，有一定近似性（当然还有差别），按光学方法辨认出多路径信道中收、发射机间所有主要的传播路径。一旦这些传播路径被辨认后，就可根据电波传播理论来计算每条传播路径信号的幅度、相位、延迟和极化，然后结合天线方向图和系统带宽就可得到到达接收点的所有传播路径的相干合成结果。 城市环境下的微蜂窝主要指高楼密集区，覆盖范围大大缩小(半径仅为几百米甚至几十米)，基站天线(发射机)低于周围建筑物的高度，电波是在建筑物的“峡谷”当中传播。因此，电波经过屋顶绕射后再到达地面接收点的射线路径数量非常少，而且其场强与经过建筑物多次反射和绕射的路径相比，往往可以忽略，地面的反射也不考虑。这些特点构成了微小区中电波传播的主要特点。因此，可以假设微蜂窝环境下建筑物的高度高于基站天线的高度，从而将三维问题近似地简化成二维问题，只考虑两种传播机制：反射和绕射。这种简化大大地提高了射线跟踪模型的预测效率，同时能够得到可以接受的预测精度。 对于城市微蜂窝的二维模型，建筑群可被划分为一定的“块”，建筑物(即图1中带有灰色阴影的多边形)则被定义为“多边形”，多边形的“边”代表建筑物的表面，多边形的“顶点”则代表了建筑物的拐角。这种简化了的市区平面图大致反映出城市的主体结构，利用它进行射线跟踪，可以得到较为准确的路径损耗。图1所示二维视图的所有数据详见文件“城市微小区地图对应的数据.txt”。该数据的说明如图2所示，每个红框内的数据对应一个建筑物。例如，第一行的00001表示建筑物的序列号，buildings 表示存储的是建筑的信息，00005表示该建筑物共有5个顶点(其中第一个点和最后一个点为同一个点，构成一个闭合的多边形，这样才能完整地表述一个建筑物)。以下各行分别是每个顶点的二维坐标值(单位是米)，直到第六行结束。每行数据的第一列和第二列分别对应着x坐标值和y坐标值（计算时无须取这么多有效数字）。
光电信息技术是将电子学与光学浑然一体的技术，是光与 电子转换及其应用的技术。从广义上讲，光电信息技术就是在光频段的微电子技术，它将光学技术与电子技术相结合实现信息获取、加工、传输、控制、处理、存储于显示。检测是通过一定的物理方式，分辨出被测参数量并归属到某一范围带，以此来判别被测参数是否合格或参数量是否存在。测量是将被测的未知量与同性质的标准量进行比较，确定被测量对标准量的倍数，并通过数字表示出这个倍数的过程。 光电检测系统具有光发射机、光学信道和光接收机这一基本环节。通常分为主动式和被动式两类。 光接收机分为功率检测接收机和外差接收机，功率检测接收机也称作直接检测接收机或非相干接收机。 光载波与被测对象相互作用而将被测量载荷到光载波上，称为光学变换。光学变换可用各种调制方法来实现。光信息经光电器件来实现由光向电的信息转换，称为光电转换。 广电系统：光源--光学系统--被测对象--光学变换--光电转换--电信号处理--存储、显示、控制。 光电效应分为外光电效应与内光电效应。 光生伏特效应：由于光照而在PN结两端出现的电动势。光热效应：某些物质在收到光照射后，由于温度变化而造成材料性质发生变化的现象。 热电检测器件有热释电检测器、热敏电阻、热电偶、热电堆。特点：1.响应波长无选择性。2.响应慢。 光电检测器件的特点：1.响应波长有选择性2.响应快。光电检测器件的特性参数：1.响应度2.光谱响应度3.积分响应度 4.响应时间5.频率响应6.热噪声7.散粒噪声8.信噪比 9.线性度10.工作温度。 光敏电阻设计原则：由于光敏电阻在微弱辐射作用情况下光电导灵敏度Sg与光敏电阻两电极间距离L的平方成反比，在强辐射作用情况下光电导灵敏度Sg与光敏电阻两电极间距离L的二分之三次方成反比，因此Sg与两极间距离L有关。为了提高光敏电阻的光电灵敏度Sg，要尽可能的缩短光敏电阻两极间的距离L。 光电电阻特点：1.光谱响应度范围相当宽。2.工作电流大，可达数毫安。3.所测的光电强度范围宽，即可测弱光，也可测强光。4.灵敏度高，通过对材料、工艺和电极结构的适当选择和设计，光电增益可以等于1. 5.无选择极性之分，使用方便。 光敏电阻特性参数：1.光电特性2.伏安特性3.频率特性4.温度特性5.时间响度。 热敏电阻特点：1.热敏电阻的温度系数大，灵敏度高。2.结构简单，体积小，可以测量近似几何点的温度。3.电阻率高，热惯性小，适宜做动态测量。4.阻值与温度的变化关系呈非线性。5.不足之处是稳定性和互换性较差。 折线化伏安特性参数：1.转折电压U。---对应于曲线转折点M处的电压值。2.初始电导G。----非线性区近似直线的初始斜率。3.结间漏电导G---线性区内各平行支线得平均斜率。4.光电灵敏度S---单位输入光功率所引起的光电流值。 噪声匹配的方法：1.有源器件的选取。2.采用输入变压器实现噪声匹配3.利用并联放大器的方法实现噪声匹配4.无源器件的选取。 光外差检测特性：1.光外差检测可获取全部信息2.光外差检测转换增益高 3.良好的滤波性能4.信噪比损失小5.最小可检测功率。 相位调制与解调：1.应力应变效应2.热胀冷缩效应 单元光信号的二值化处理：1.固定阀值法，2浮动阀值法。锁相放大器是一种对交变信号进行相敏检波的放大器。能大幅度抑制无用噪声，改善检测信噪比。主要部分：信号通道、参考通道和相敏检波。光电信息技术是将电子学与光学浑然一体的技术，是光与 电子转换及其应用的技术。从广义上讲，光电信息技术就 是在光频段的微电子技术，它将光学技术与电子技术相结 合实现信息获取、加工、传输、控制、处理、存储于显示。 检测是通过一定的物理方式，分辨出被测参数量并归属到 某一范围带，以此来判别被测参数是否合格或参数量是否 存在。测量是将被测的未知量与同性质的标准量进行比 较，确定被测量对标准量的倍数，并通过数字表示出这个 倍数的过程。 光电检测系统具有光发射机、光学信道和光接收机这一基 本环节。通常分为主动式和被动式两类。 光接收机分为功率检测接收机和外差接收机，功率检测接 收机也称作直接检测接收机或非相干接收机。 光载波与被测对象相互作用而将被测量载荷到光载波上， 称为光学变换。光学变换可用各种调制方法来实现。光信 息经光电器件来实现由光向电的信息转换，称为光电转 换。 广电系统：光源--光学系统--被测对象--光学变换--光电 转换--电信号处理--存储、显示、控制。 光电效应分为外光电效应与内光电效应。 光生伏特效应：由于光照而在PN结两端出现的电动势。 光热效应：某些物质在收到光照射后，由于温度变化而造 成材料性质发生变化的现象。 热电检测器件有热释电检测器、热敏电阻、热电偶、热电 堆。特点：1.响应波长无选择性。2.响应慢。 光电检测器件的特点：1.响应波长有选择性2.响应快。 光电检测器件的特性参数：1.响应度2.光谱响应度3.积 分响应度 4.响应时间5.频率响应6.热噪声7.散粒噪声 8.信噪比 9.线性度10.工作温度。 光敏电阻设计原则：由于光敏电阻在微弱辐射作用情况下 光电导灵敏度Sg与光敏电阻两电极间距离L的平方成反 比，在强辐射作用情况下光电导灵敏度Sg与光敏电阻两 电极间距离L的二分之三次方成反比，因此Sg与两极间 距离L有关。为了提高光敏电阻的光电灵敏度Sg，要尽可 能的缩短光敏电阻两极间的距离L。 光电电阻特点：1.光谱响应度范围相当宽。2.工作电流大， 可达数毫安。3.所测的光电强度范围宽，即可测弱光，也 可测强光。4.灵敏度高，通过对材料、工艺和电极结构的 适当选择和设计，光电增益可以等于1. 5.无选择极性之 分，使用方便。 光敏电阻特性参数：1.光电特性2.伏安特性3.频率特性 4.温度特性 5.时间响度。 热敏电阻特点：1.热敏电阻的温度系数大，灵敏度高。2. 结构简单，体积小，可以测量近似几何点的温度。3.电阻 率高，热惯性小，适宜做动态测量。4.阻值与温度的变化 关系呈非线性。5.不足之处是稳定性和互换性较差。 折线化伏安特性参数：1.转折电压U。---对应于曲线转折 点M处的电压值。2.初始电导G。----非线性区近似直线 的初始斜率。3.结间漏电导G---线性区内各平行支线得平 均斜率。4.光电灵敏度S---单位输入光功率所引起的光 电流值。 噪声匹配的方法：1.有源器件的选取。2.采用输入变压 器实现噪声匹配3.利用并联放大器的方法实现噪声匹配 4.无源器件的选取。 光外差检测特性：1.光外差检测可获取全部信息2.光外 差检测转换增益高 3.良好的滤波性能4.信噪比损失小 5.最小可检测功率。 相位调制与解调：1.应力应变效应2.热胀冷缩效应 单元光信号的二值化处理：1.固定阀值法，2浮动阀值法。 锁相放大器是一种对交变信号进行相敏检波的放大器。能 大幅度抑制无用噪声，改善检测信噪比。主要部分：信号 通道、参考通道和相敏检波。 光电信息技术是将电子学与光学浑然一体的技术，是光与 电子转换及其应用的技术。从广义上讲，光电信息技术就 是在光频段的微电子技术，它将光学技术与电子技术相结 合实现信息获取、加工、传输、控制、处理、存储于显示。 检测是通过一定的物理方式，分辨出被测参数量并归属到 某一范围带，以此来判别被测参数是否合格或参数量是否 存在。测量是将被测的未知量与同性质的标准量进行比 较，确定被测量对标准量的倍数，并通过数字表示出这个 倍数的过程。 光电检测系统具有光发射机、光学信道和光接收机这一基 本环节。通常分为主动式和被动式两类。 光接收机分为功率检测接收机和外差接收机，功率检测接 收机也称作直接检测接收机或非相干接收机。 光载波与被测对象相互作用而将被测量载荷到光载波上， 称为光学变换。光学变换可用各种调制方法来实现。光信 息经光电器件来实现由光向电的信息转换，称为光电转 换。 广电系统：光源--光学系统--被测对象--光学变换--光电 转换--电信号处理--存储、显示、控制。 光电效应分为外光电效应与内光电效应。 光生伏特效应：由于光照而在PN结两端出现的电动势。 光热效应：某些物质在收到光照射后，由于温度变化而造 成材料性质发生变化的现象。 热电检测器件有热释电检测器、热敏电阻、热电偶、热电 堆。特点：1.响应波长无选择性。2.响应慢。 光电检测器件的特点：1.响应波长有选择性2.响应快。 光电检测器件的特性参数：1.响应度2.光谱响应度3.积 分响应度 4.响应时间5.频率响应6.热噪声7.散粒噪声 8.信噪比 9.线性度10.工作温度。 光敏电阻设计原则：由于光敏电阻在微弱辐射作用情况下 光电导灵敏度Sg与光敏电阻两电极间距离L的平方成反 比，在强辐射作用情况下光电导灵敏度Sg与光敏电阻两 电极间距离L的二分之三次方成反比，因此Sg与两极间 距离L有关。为了提高光敏电阻的光电灵敏度Sg，要尽可 能的缩短光敏电阻两极间的距离L。 光电电阻特点：1.光谱响应度范围相当宽。2.工作电流大， 可达数毫安。3.所测的光电强度范围宽，即可测弱光，也 可测强光。4.灵敏度高，通过对材料、工艺和电极结构的 适当选择和设计，光电增益可以等于1. 5.无选择极性之 分，使用方便。 光敏电阻特性参数：1.光电特性2.伏安特性3.频率特性 4.温度特性 5.时间响度。 热敏电阻特点：1.热敏电阻的温度系数大，灵敏度高。2. 结构简单，体积小，可以测量近似几何点的温度。3.电阻 率高，热惯性小，适宜做动态测量。4.阻值与温度的变化 关系呈非线性。5.不足之处是稳定性和互换性较差。 折线化伏安特性参数：1.转折电压U。---对应于曲线转折 点M处的电压值。2.初始电导G。----非线性区近似直线 的初始斜率。3.结间漏电导G---线性区内各平行支线得平 均斜率。4.光电灵敏度S---单位输入光功率所引起的光 电流值。 噪声匹配的方法：1.有源器件的选取。2.采用输入变压 器实现噪声匹配3.利用并联放大器的方法实现噪声匹配 4.无源器件的选取。 光外差检测特性：1.光外差检测可获取全部信息2.光外 差检测转换增益高 3.良好的滤波性能4.信噪比损失小 5.最小可检测功率。 相位调制与解调：1.应力应变效应2.热胀冷缩效应 单元光信号的二值化处理：1.固定阀值法，2浮动阀值法。 锁相放大器是一种对交变信号进行相敏检波的放大器。能 大幅度抑制无用噪声，改善检测信噪比。主要部分：信号 通道、参考通道和相敏检波。
1． 相干积分 相干积分就是输入数据通过分别和复扰码的共轭和扩频以后的导频相乘得到不同时隙的CDP ，计算公式如下： 256** n s s 1C D P (,,,e)x (,*256**(*i-1),a,e)*(*256*i)*(*256*) pilot N dpcch am ple am ple dpcch i dpcch f s a f n N N s N c n N pilot n N i ==++++∑ 这里n 表示相干积分的时隙号，n 的取值决定于非相干积分的长度，n=0,1, …,N NCA -1。s 表示了CDP 的长度，s=0,1,…, 2*N w -1，s 的长度对定于搜索窗的长度。c*(i)是复扰码的共轭。 这里需要注意的是，这里取的相干积分长度为N pilot ，在实际系统中一般取6个导频符号。在压缩模式下，导频符号可能只有3~5bit ，所以相干积分长度要减少。另外考虑高速UE 的情况下，为减少频偏也可以减少相干积分长度为3~4bit 。所以式中的相干积分长度N pilot 是可以变化的。 2． 非相干积分 非相干积分就是将不同时隙的CDP 值的模累加起来，CDP 取模的过程参考TI 的abs_TI 的近似计算函数，然后得到不同的ADP 。计算公式如下： 1 0(,,,)|(,,,)|N C A N n n AD P f s a e C D P f s a e -==∑ 对于非相干积分长度，这里也有需要注意的地方。对于一般的无线帧，一帧有15个时隙，如果这15个时隙都用来做非相干积分，对于快衰弱信道来来说可以获得可观的分级增益，但是非相干积分长度越长，占用搜索器的时间越长、消耗资源严重，且在衰弱较慢的case1和case2信道下分集增益有限，所以一般情况下，取相干积分长度为6。另外在CPC 发射模式下，对burst 的最小长度为3slot ，如果相干积分长度不变的话，则非相干积分长度为3。但是对于3slot 的burst ，可以将6个导频符号分成两组3个导频符号，这样的话，相干积分长度为3bit ，而非相干积分长度为6。
基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法 在无线通信领域中，接收机特性曲线是非常重要的一个参数，它描述了接收机在接收一定信号功率下的输出信号质量与接收信噪比之间的关系。基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，是一种用于量化无线通信中信号传输过程中的损耗情况的方法。本文将介绍该方法的原理和应用。 一、方法原理 在无线通信中，当信号从发射端到达接收端时，由于信号在传输过程中遭受到了各种各样的干扰和衰减，因此其信噪比会不断下降。而且，信号经过接收机后，其输出信号质量也会受到接收机的特性限制而产生损耗。 基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，就是基于以上原理，通过将接收机特性曲线与信号传输过程中的信噪比关系相结合，来计算信号传输过程中的损耗情况。其主要步骤如下： 1. 测量信号在传输过程中的接收功率和输出信噪比； 2. 根据接收机特性曲线，确定接收机在当前接收功率下的输出信号质量水平； 3. 通过对接收机特性曲线和信噪比之间的关系进行非相干积分平方运算，来计算信号在传输过程中的损耗情况。
二、方法应用 基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法，在无线通信领域中有着广泛的应用。例如，它可以用于量化无线电信道中信号传输的损耗情况，从而评估无线电通信的可靠性和性能。 此外，该方法还可以用于优化无线通信系统的参数设置。通过对系统中信号传输过程中的损耗情况进行量化分析，可以为调整发送功率、增强信号调制等参数提供科学依据，以提高无线通信系统的性能和可靠性。 总之，基于接收机特性曲线的非相干积分平方损耗计算方法是一种重要的分析和优化无线通信系统的方法，它有着广泛的应用前景。
《通信原理》习题 【例1-1】 某数字通信系统用正弦载波的四个相位0、2 π、π、23π来传输信息，这四 个相位是互相独立的。 (1) 每秒钟内0、 2 π、π、23π 出现的次数分别为500、125、125、250，求此通信系统 的码速率和信息速率； (2) 每秒钟内这四个相位出现的次数都为250，求此通信系统的码速率和信息速率。 解： (1) 每秒钟传输1000个相位，即每秒钟传输1000个符号，故 R B =1000 Baud 每个符号出现的概率分别为P(0)=21,P ??? ??2π=81,P(π)=81,P ??? ??23π=4 1，每个符号所含的平均信息量为 H (X )=( 21×1+82×3+41×2)bit/符号=143 bit/符号 信息速率R b =(1000×14 3 )bit/s=1750 bit/s (2) 每秒钟传输的相位数仍为1000，故 R B =1000 Baud 此时四个符号出现的概率相等，故 H (X )=2 bit/符号 R b =(1000×2)bit/s=2000 bit/s 【例1-2】已知等概独立的二进制数字信号的信息速率为2400 bit/s 。 (1) 求此信号的码速率和码元宽度； (2) 将此信号变为四进制信号，求此四进制信号的码速率、码元宽度和信息速率。 解：(1) R B =R b /log 2M =(2400/log 22)Baud=2400 Baud T = B R 1=2400 1 s=0.4 2 ms (2) R B =(2400/log 24)Baud=1200 Baud T= B R 1=1200 1 s=0.83 ms R b =2400 b/s
东北石油大学课程设计 2017年7月10日
东北石油大学课程设计任务书 课程Matlab光学仿真课程设计 题目基于Matlab相干与非相干照明成像系统的仿真 专业光电信息科学与工程姓名付广来学号140901440110 主要内容、基本要求、主要参考资料等 主要内容： 信息光学课程中光的相干、非相干照明情况下成像系统较为抽象，为形成直观视觉效果，加深对课程的理解。本设计要求采用Matlab软件对相干与非相干照明下衍射受限成像系统进行仿真，对两种成像效果进行比较及分析。 基本要求： (1)理解相干传递函数、光学传递函数的概念。 (2)掌握Matlab的使用流程，熟悉常用语句的使用方法。 (3)采用Matlab软件分别对在相干和非相干照明下衍射受限系统的成像进行仿真，分析成像现象，分析各参数对实验结果的影响，撰写课程设计报告。 主要参考资料： [1]王仕璠编著. 信息光学理论与应用[M].北京邮电大学出版社, 2013.3. [2]钱晓凡编著.信息光学数字实验室[M].科学出版社,2015.7. [3]徐金明,张孟喜,丁涛.MATLAB实用教程[M].清华大学出版社,2005. [4]郎海涛,钱晓凡.相干与非相干照明衍射受限系统成像仿真[J].激光杂志.2014, 35(4): 17-19. 完成期限2017.7.1~2017.7.10 指导教师 专业负责人 2017年6月28日
目录 第1章概述 (1) 1.1 成像系统的普遍模型 (1) 1.2 衍射受限系统的点扩展函数 (1) 1.3 Matlab在光学仿真中的应用 (2) 第2章相干照明下衍射受限系统的成像 (3) 2.1 相干照明 (3) 2.2 相干传递函数 (3) 2.3 相干传递函数与系统物理性质的联系 (3) 2.4本章小结 (4) 第3章非相干照明下衍射受限系统的成像 (5) 3.1非相干照明 (5) 3.2光学传递函数 (5) 3.3OTF与CTF的关系 (6) 3.4 光学传递函数一般性质及意义 (7) 3.5本章小结 (8) 第4章Matlab程序设计、运行结果及分析 (9) 4.1相干照明衍射受限成像系统的程序设计 (9) 4.2非相干照明衍射受限成像系统的程序设计 (9) 4.3 程序运行结果及分析 (10) 4.4本章小结 (11) 结论 (12) 参考文献 (13) 附录 (14)
第二章无线通信链路分析 2.1系统工程中的系统链路预算 通信链路（link）属于系统的哪一部分？链路不仅指发射机与接收机之间的信道或者区域，还包括整个通信路径：从信源开始，通过所有的编码和调制过程，经由发射机和信道，直到包含所有信号处理功能的接收机，最后结束于信宿。 下面介绍链路分析的定义，并解释链路分析在通信系统设计中的作用。链路分析及其结果即是链路预算（link budget ),包括对接收端获得的有用信号功率、干扰噪声功率的计算和表格化。链路预算权衡了增益和损耗，概括了发送接收资源、噪声源和信号衰减的详细分配比例，及其对整个链路过程的影响。一些预算参数是统计性的（比如信号衰落容许值）。链路预算是一种评价通信系统差错性能的评估（estimation）技术。差错概率与Eb/No的关系曲线具有“像瀑布一样”的形状。对于高斯噪声信道的各种调
制方式而言，其Eb/No与差错概率相关联。一旦选定调制方式，给定的差错概率对应着曲线图上的某一点。换言之，要求的差错性能规定了满足性能要求的接收机所要达到的Eb/No值。链路分析的主要目的是确定图3.6的实际（actual）系统工作点，并验证该点的差错概率小于或者等于系统的要求。在通信系统设计时使用的许多说明、分析和制表中，链路预算是一个重要的基本工具，它为系统工程师提供对系统的整体了解。 通过链路预算，人们可以知道整个系统的设计和性能。例如，链路余量说明系统能充裕地满足需求，还是刚好或根本不能满足需求。链路分析可以反映系统是否存在硬件限制，以及是否能在链路的其他部分弥补该限制。链路预算经常作为分析系统权衡、配置变化以及系统细微变化和相关性的参考依据，并且，若将其与其他建模技术结合将有助于预测设备的重量和大小、主要功率要求、技术风险以及系统成本。链路预算对系统工程师来说至关重要，它代表了系统性能优化的“底线”。 2.2信道 信道（channel）是连接发射机和接收机的传播媒介或电磁波通道。通信信道一般包括导线、同轴电缆、光纤线缆，若是射频（RF）链路，则包括波导、大气层或真空。对大多数地面通信链路来说，信道空间由大气层构成，部分与地球表面相连。而对于卫星链路而言，信道则主要由真空构成。尽管在100 km的高度上仍存在一定的大气影响，但是通常大气层容积定义在高度为20 km的范围内。因此，在同步高度（35 800 km）路径中只有很少一部分（0.05%）才是大气层。这样的链路是卫星通信链路，地面无
. 要自信，绝对的自信，无条件的自信，时刻自信，即使在错的时候！！！ 《光纤通信》计算、综合、分析练习公布 精选精炼+课后精讲（QQ在线讲解） 张延锋 2014/8/1 忍人之所不能忍，方能为人知所不能为！！！
计算、综合、分析题练习 1. 一阶跃折射率光纤，纤芯折射率n 1=1.5，相对折射率差%1=?，工作波长为1310nm ，试计算： (1) 为了保证单模传输，其芯径应取多大？ (2) 若取芯径m 5a μ=，求其数值孔径及其模式数。 2. 设PIN 光电二极管的量子效率为75％，渡越时间为10ps 。问： (1) 计算该检测器的3dB 带宽； (2) 计算在1.3um 和1.55um 波长时的响应度，并说明为什么在1.55um 处光电 二极管比较灵敏。 3.已知阶跃型光纤的n 1=1.5，△=0.5％，工作波长λ=1.31μm 光纤中的导模M=2求： (1) 光纤的数值孔径NA 。(2分) (2) 全反射临界角θc 。(3分) (3) 光纤的纤芯半径a 。(5分) 4. 一个GaAsPIN 光电二极管平均每两个入射光子，产生一个电子－空穴对，假设所有的电子都被接收。 (1) 计算该器件的量子效率； (2) 设在1.31um 波段接收功率是10－7W ，计算平均输出光生电流。 (3) 计算这个光电铒极管的长波长截止点λc （超过此波长光电二极管将不工作）。
5. 某SI型光纤，光纤的芯径d=2a为100μm，折射率n1=1.458，包层的折射率 n2=1.450，在该光纤中传输的光波的波长λ=850nm。 （1）计算该光纤的V参数； （2）估算在该光纤内传输的模式数量； （3）计算该光纤的数值孔径； （4）计算该光纤单模工作的波长。 ，材料折射率n=3.0，两6. 有一GaAlAs半导体激光器，其谐振腔长为300m 端的解理面的反射率为0.35。 (1)求因非全反射导致的等效损耗系数。 (2)求相邻纵模间的频率间隔和波长间隔。 (3)若此激光器的中心波长λ=1310nm，与此相应的纵模序数。 7.设140Mb/s的数字光纤通信系统，工作波长1300 nm，其他参数如下： 发射光功率为-3dBm，接收机的灵敏度为-38 dBm （BER=10-9），系统余量为4 dB，连接器损耗为0.5 dB /个，平均接头损耗为0.05 dB/km，光纤损耗为0.4 dB/km，试计算损耗限制传输距离。 8. 分光比为3：1的定向耦合器，假设从输入口0输入的功率为1mW，从输入口 0到输入口1的插入损耗为1.5dB，求两个输出口的输出光功率。 9.已知阶跃折射率光纤中n1=1.52，n2=1.49。 （1）光纤浸没在水中(n0=1.33)，求光从水中入射到光纤输入端面的光纤最大接收角； （2）光纤放置在空气中，求数值孔径。 10.若一个565Mbit/s单模光缆传输系统，其系统总体要求如下：
用于GNSS信号的可变相干积累时长的时频域结合捕获算法田野;湛剑佳 【摘要】对于全球导航卫星信号的捕获问题,设计了一种可变相干积累时长的时频域结合捕获算法,在延长相干积累时间的同时,等效提高了FFT运算的点数,从而保证了算法不会增加额外的FFT损耗,提升信号的检测性能.蒙特卡洛仿真验证了可变相干积累时长捕获算法的正确性和有效性,得出了文中所提出的算法可以通过延长信号的相干积累时长,提升导航信号捕获性能,但带来的代价是增加了算法的计算负荷.【期刊名称】《全球定位系统》 【年(卷),期】2018(043)004 【总页数】7页(P8-13,18) 【关键词】变长相干积分;时频域结合;信号捕获;FFT 【作者】田野;湛剑佳 【作者单位】湖南广播电视大学,湖南长沙410004;湖南广播电视大学,湖南长沙410004 【正文语种】中文 【中图分类】P228.4 0 引言 随着全球卫星导航系统(GNSS)的发展,导航接收机的应用越来越广泛,由于导航信号到达地面时的信号功率较小,通常低于-160 dBW[1],因此对导航信号的捕获和接收
处理需要采用较高性能的捕获算法。为了提高对导航信号的捕获概率,导航接收机通常会采用相干积累和非相干积累相结合的方法。 由于存在多普勒频移,卫星信号的检测本质上是一个时间-频率的二维搜索问题。传统的接收机往往采用并行搜索结构,以加快搜索速度。文献[2-7]对时域并行、频域并行、时频域结合的算法进行广泛的研究。其中时频域结合的搜索算法采用分段相关和FFT频域并行搜索相结合的方法,可以将时间-频率的二维搜索近似为一维时间搜索,易于硬件采用流水结构实现[8-11]。但该方法存在设计参数给定后,信号的相干积累时长不易调节的缺点。当接收机需要捕获的信号较强时,可以采用较短的相干积累时长,快速完成信号的捕获;当接收机需要捕获的信号较弱时,需要采用较长的相干积累时长,以便捕获到更弱的导航信号。采用时频域结合的捕获算法,存在信号相干积累时长不能灵活调整的不足,为此,本文设计了一种可变相干积累时长的捕获算法,在捕获电路结构基本不变的基础上,可以延长信号的相干积累时长,同时不引入额外的多普勒损耗,以获得更好的捕获性能。 本文第一部分从信号的捕获模型入手,描述了传统时频域捕获算法,并设计了一种可变相干积累时长的捕获算法,该方法在延长相干积累时间的同时,也等效提高了FFT 运算的点数,第二部分对比分析了可变相干积累时长的FFT损耗和检波损耗,指出了延长相干积分时间不会增加额外的FFT损耗,但可以减小检波损耗,最后通过蒙特卡洛仿真验证了可变相干积累时长捕获算法的正确性和有效性。 1 信号捕获模型 待捕获的GNSS导航信号可表示为 s(t)= n(t), (1) 式中: C为信号的功率; d(t)为导航电文; c(t)为伪随机码; n(t)为高斯白噪声,双边带
无线数据传输功率损耗计算 功率灵敏度（dBm dBmV dBuV） dBm=10log(Pout/1mW)，其中Pout是以mW为单位的功率值dBmV=20log(Vout /1mV)，其中Vout是以mV为单位的电压值dBuV=20log(Vout /1uV)，其中Vout是以uV为单位的电压值换算关系： Pout＝Vout×Vout/R dBmV=10log(R/0.001)+dBm，R为负载阻抗 dBuV=60+dBmV 应用举例 无线通信距离的计算 这里给出自由空间传播时的无线通信距离的计算方法：所谓自由空间传播系指天线周围为无限大真空时的电波传播，它是理想传播条件。电波在自由空间传播时，其能量既不会被障碍物所吸收，也不会产生反射或散射。 通信距离与发射功率、接收灵敏度和工作频率有关。 [Lfs](dB)=32.44+20lgd(km)+20lgf(MHz) 式中Lfs为传输损耗，d为传输距离，频率的单位以MHz计算。 由上式可见，自由空间中电波传播损耗（亦称衰减）只与工作频率f和传播距离d有关，当f或d增大一倍时，［Lfs］将分别增加6dB. 下面的公式说明在自由空间下电波传播的损耗 Los = 32.44 + 20lg d(Km) + 20lg f(MHz) Los=20Lg(4π/c)+20Lg(f(Hz))+20Lg(d(m))=20Lg(4π/3x10^8) +20Lg(f(MHz)x10^6)+20Lg(d(km)x10^3)=20Lg(4π/3)- 160+20Lgf+120+20Lgd+60=32.45+20Lgf+20Lgd, d 单位为km，f 单位为MHz Los 是传播损耗，单位为dB，一般车内损耗为8-10dB，馈线损耗8dB
1 GPS 接收机的灵敏度定义 随着GPS 应用范围的不断扩展，业界对GPS 接收机的灵敏度要求也越来越高，高灵敏度的接收性能可以令接收机在室内或其它卫星信号较弱的场景下仍然能够实现定位和跟踪，大大拓展了GPS 的使用范围。作为GPS 接收机最为重要的性能指标之一，高灵敏度一直是各个GPS 接收模块孜孜以求的目标。对于GPS 接收系统而言，灵敏度指标包括多个场景下的指标，分别为：跟踪灵敏度、捕获灵敏度、初始启动灵敏度。目前业界已经可以实现跟踪灵敏度在-160dBm 以下的接收机，同时，初始启动的灵敏度和捕获灵敏度也分别可以达到-142dBm 和-148dBm 以下。GPS 接收机首先需要完成对卫星信号的捕获，完成捕获所需要的最低信号强度为捕获灵敏度；在捕获之后能够维持对卫星信号跟踪所需要的最低信号强度为跟踪灵敏度。为了实现定位，GPS 接收机还需要解调GPS 卫星发送的导航电文，相应的，解调导航电文所需要的最低信号强度为初始启动灵敏度。根据上述定义可知，跟踪灵敏度最高，捕获灵敏度次之，初始启动灵敏度最差。 2 GPS 接收模块的灵敏度性能分析 从系统级的观点来看，GPS 接收机的灵敏度主要由两个方面决定：一是接收机前端整个信号通路的增益及噪声性能，二是基带部分的算法性能。其中，接收机前端决定了接收信号到达基带部分时的信噪比，而基带算法则决定了解调、捕获、跟踪过程所能容忍的最小信噪比。 2.1 接收机前端电路性能对灵敏度的影响 GPS 信号是从距地面20000km 的LEO（Low Earth Orbit，低轨道卫星）卫星上发送到地面上来的，其L1 频段（fL1=1575.42MHz）自由空间衰减为： 按照GPS 系统设计指标，L1 频段的C/A 码信号的发射EIRP（Effective Isotropic RadiatedPower，有效通量密度）为P=478.63W（26.8dBw）([1][2])，若大气层衰减为A=2.0dB，则GPS 系统L1 频段C/A 码信号到达地面的强度为： GPS ICD（Interface Control Document，接口控制文档）文件（[3]）中给出的GPS 系L1 频段C/A 码信号强度最小值为-160dBw，和上述结果一致。在实际场景中，由于卫星仰角的不同、以及受树木、建筑物等的遮挡，L1 频段C/A 信号到达地面的强度可能会低于-160dBw。 一般GPS 接收机的结构如下图所示： GPS 信号被天线接收下来后，如果天线有源，则经过滤波器和低噪放，再通过电缆接到接收机部分，接收
基于匹配滤波的伪码信号捕获搜索间隔优化与分析 赵鑫;黄新明;李井源;朱祥维;孙广富 【摘要】传统伪码信号检测方法优化分析仅仅从检测能力角度优化多普勒频率和码相位搜索间隔,没有考虑复杂度的影响.单位复杂度等效理想检测因子融合检测信噪比和捕获过程的复杂度,更全面更贴近实际体现频率和码相位间隔的影响.本文利用单位复杂度等效理想检测因子对频率搜索间隔和码相位搜索间隔联合优化,通过对单位复杂度等效理想检测因子进行求导,推导出频率和码相位搜索间隔优化值公式.通过仿真,改进的单位复杂度等效理想检测因子联合优化方法理论与实际仿真结果较吻合,而且对已有的相对等效理想检测因子单独优化方法进行仿真对比,基于单位复杂度等效理想检测因子联合优化方法得到的频率和码相位间隔检测能力较强,并且对不同相干积分条件进行优化仿真,总结优化值变化规律,为接收机设计提供指导. 【期刊名称】《全球定位系统》 【年(卷),期】2016(041)006 【总页数】6页(P42-47) 【关键词】捕获性能优化;单位复杂度等效检测能力因子;联合优化;频率搜索间隔;码相位搜索间隔 【作者】赵鑫;黄新明;李井源;朱祥维;孙广富 【作者单位】国防科技大学电子科学与工程学院卫星导航定位技术工程研究中心,长沙410073;国防科技大学电子科学与工程学院卫星导航定位技术工程研究中心,长沙410073;国防科技大学电子科学与工程学院卫星导航定位技术工程研究中心,
长沙410073;国防科技大学电子科学与工程学院卫星导航定位技术工程研究中心,长沙410073;国防科技大学电子科学与工程学院卫星导航定位技术工程研究中心,长沙410073 【正文语种】中文 【中图分类】P228.4 随着卫星导航系统的发展,导航接收机的研究无时无刻不在更新。作为经典的捕获算法,匹配滤波捕获算法已经非常成熟[1-2],常用的主要有并行频率搜索[3]和并行码相位搜索捕获[4],用途十分广泛。但是对于匹配滤波捕获算法频率和码相位搜索间隔的研究并不常见,频率和码相位搜索间隔的选取关系到相干积分过程的损耗,影响检波输入信噪比,直接对捕获性能造成影响。就目前来看,BPSK信号频率和码相位搜索间隔一般采用500 Hz和0.5个码片经验值,但是并不知晓其中原因,而且面对不同的自相关函数,不同的相干积分时间,并没有通用的方法来指导和优选频率和码相位搜索间隔,故频率和码相位搜索间隔选取的研究显得十分重要。 匹配滤波算法在雷达领域应用广泛,其中文献[5]中提出单位复杂度的概念,并用此来衡量相关部分的复杂度,文献[6]给出了理想检测能力因子的概念以衡量检测性能。文献[7]结合两个概念中提出了单位复杂度等效理想检测因子,并从此出发对频率和码相位搜索间隔进行了优化。本文以此为基础,从基于平方检波匹配滤波算法出发,进一步研究单位复杂度等效理想检测因子优化频率和码相位间隔,给出不同条件下优化频率和码相位搜索间隔结果和理论推导,匹配滤波器结构如图1所示。 本文重点研究单位复杂度等效理想检测因子联合优化频率和码相位搜索间隔。第二部分介绍单位复杂度等效理想检测因子概念和已有的优化方法;第三部分给出本文改进的联合优化方法,第四部分呈现不同条件下的仿真,并对比本文方法与已有方法的捕获性能;最后,对文章的方法进行总结。
无线WiFi-天线增益计算公式 附1:天线口径和2.4G频率的增益 0.3M 15.7DBi 0.6M 21.8DBi 0.9M 25.3DBi 1.2M 27.8DBi 1.6M 30.3DBi 1.8M 31.3DBi 2.4M 3 3.8DBi 3.6M 37.3DBi 4.8M 39.8DBi 附2:空间损耗计算公式 Ls=92.4+20Logf+20Logd 附3:接收场强计算公式 Po-Co+Ao-92.4-20logF-20logD+Ar-Cr=Rr 其中Po为发射功率,单位为dbm. Co为发射端天线馈线损耗.单位为db. Ao为天线增益.单位为dbi. F为频率.单位为GHz. D为距离,单位为KM. Ar为接收天线增益.单位为dbi. Cr为接收端天线馈线损耗.单位为db. Rr为接收端信号电平.单位为dbm. 例如:AP发射功率为17dbm(50MW).忽略馈线损耗.天线增益为10dbi.距离为2KM.接收天线增益为10dbi.到达接收端电平为
17+10-92.4-7.6-6+10=-69dbm 附4: 802.11b 接收灵敏度 22 Mbps (PBCC): -80dBm 11 Mbps (CCK): -84dBm 5.5 Mbps (CCK): -87dBm 2 Mbps (DQPSK): -90dBm 1 Mbps (DBPSK): -92dBm (典型的测试环境：包错误率PER < 8% 包大小：1024 测试温度：25ºC + 5ºC) 附5: 802.11g 接收灵敏度 54Mbps (OFDM) -66 dBm 8Mbps (OFDM) -64 dBm 36Mbps (OFDM) -70 dBm 24Mbps (OFDM) -72 dBm bps (OFDM) -80 dBm 2Mbps (OFDM) -84 dBm 9Mbps (OFDM) -86 dBm 6Mbps (OFDM) -88 dBm --------------------------------------------------------------- 发一个计算抛物面半径的公式，不少人拿到抛物面可以一下子计算不出来焦点。 r=(4*h*h+l*l)/8*h 式中r是抛物面半径，l是抛物面开口口径，也就是弦长，h是弦长中点到抛物面顶点的距离，抛物面的深度，也就是弦高。直径D=2r. 对于增益天线工作原理较为通俗的说法就是:在现有天线周围放置规则的金属抛物面，使天线位于抛物面的内反射焦点处，通过电磁波反射在焦点处形成能量集中，从而增强电磁信号的收发，实现在特定方向增强信号。 制作简单的增益天线的关键就在于找到比较规则的金属抛物面和计算抛物面的焦点位置。金属抛物面并不一定要求用金属板，也可以是
自适应非相干矢量跟踪环路设计 刘红光;傅金琳;金天;吴雨航;纪元法 【摘要】针对导航接收机相关累加结果受导航电文数据比特跳变影响的问题,提出了一种自适应非相干矢量跟踪环路.通过在传统矢量跟踪环路中引入非相干频率/码鉴别器,使非相干与相干结合的相关器累加结果不再受比特跳变的影响.对非相干积分的灵敏度和动态性能进行了理论分析和仿真验证,同时给出了在一定动态范围内环路积分时间的优化选择方案,实现了环路积分时间在1～10 ms及非相干次数在1～10次的自适应调整设置.实验结果证明,自适应矢量非相干环路提升跟踪灵敏度约6dB,非相干方法提高了矢量跟踪环路性能. 【期刊名称】《中国惯性技术学报》 【年(卷),期】2018(026)003 【总页数】7页(P323-329) 【关键词】非相干;矢量跟踪;灵敏度;动态性能 【作者】刘红光;傅金琳;金天;吴雨航;纪元法 【作者单位】天津航海仪器研究所,天津300131;天津航海仪器研究所,天津300131;北京航空航天大学电子信息工程学院,北京100191;北京航空航天大学电子信息工程学院,北京100191;广西精密导航技术与应用重点实验室,桂林541004【正文语种】中文 【中图分类】TN965.5
随着卫星导航在军民导航领域的普及，卫星导航弱信号、易被干扰的缺点受到国内外学者的高度关注，并展开了相关研究。 矢量频率/延迟锁定环路（VFDLL）是近些年来提出的一种接收机跟踪环路架构， 相比于传统接收机环路，矢量跟踪环路不仅具有抗干扰性强、动态性能好、重捕速度快等优势[1]，甚至还可能在某几颗卫星信号突然消失时暂时保持跟踪状态。矢 量跟踪环路的这些优点来源于矢量接收机处理信号的机制与传统接收机不同。在传统的接收机中，各通道信号完全独立处理，分别计算得到各自的伪距、伪距率，最后再进行导航滤波给出最终导航解算结果。而矢量跟踪环路融合了所有通道的信息，将信号跟踪环路和导航滤波器融合在一起，同时完成信号跟踪与导航信息解算。 国外针对矢量跟踪的研究起步较早，文献[2]提出了同时跟踪所有通道的矢量接收 机的一种实现方法并给出了相应的理论分析。文献[3]在上述基础上给出了一种改 进的矢量跟踪算法的实现方法。国内相关研究主要集中在矢量跟踪算法的优化以及实现上，文献[4]提出了基于快速相关的矢量跟踪算法，该算法可以使跟踪性能得 到提升。文献[5]在矢量跟踪的基础上进一步进行了 SINS深组合，而文献[6]给出 了类似技术的硬件实现方法，文献[7]则给出了文献[3]所述方法的性能分析。但上 述研究几乎都基于传统矢量跟踪环路，仅单独在矢量频率锁定环或矢量延迟锁定环引入非相干计算，并没有给出非相干 VFDLL环路的实现方法。 本文在典型的矢量跟踪环路的基础上，引入了非相干频率/码鉴别器设计，并分析 了采用非相干积分的矢量跟踪环路在灵敏度和动态性能上的提升，给出了不同环境下建议的非相干积分次数。 1 非相干频率/码鉴别器矢量跟踪环路 典型的矢量频率延迟锁定环路（VFDLL）的结构框图如图1所示。各个通道的中 频信号I、Q支路分别与本地复现的载波、码进行相关运算后，进一步进行相干积