变换器设计
一、初级并联次级串联2500W 输出
EE55/28/17 中心柱C ＝16.95,B ＝37.5, D ＝16.75，E ＝18.9
有效参数：A e ＝2.82cm 2, V e ＝34900 mm 3 EE55/28/21 中心柱C ＝16.95,B ＝37.5, D ＝20.75, E ＝18.9
Ae ＝3.49 cm 2, V e ＝43200mm 3
窗口A w ＝(B-C)×E=(37.5-16.95)×18.9=388.4mm 2,
平均匝长l w =2(D+C)+(B-C)×π/2=2(16.95+16.75)+π(37.5-16.95)/2=100mm =2(16.95+20.75)+π(37.5-16.95)/2=107mm 1.设计参数
输入电压100~130V
输出电压U dc ＝400V ， 最小输出电压U ＝350V 输出功率2500W/2=1250W 变压器频率f=50kHz 假定变换效率η＝0.85，
要求功率管满载导通压降小于1.5V 。 2. 磁性采用EE55/28/21
3. 设在110V 时最大占空度0.96，初级匝数
88.91051049.315.04110
97.044
41=××××××==
?f BA DU N e i 匝 取10匝
4. 初级平均电流、中值电流和初级有效值
4.131108
5.01250min =×==
i o i U P I η A ,中值电流==97
.0i a I
I 13.8A ，6.92/97.01=×=a I I A
5. 次级电流 25.6200
1250
2===
dc o U P I A 5. 匝比、次级匝数和线圈结构
设最低电压为100V ，保证输出最低电压350V ，则变比
75.1100
175
==
n 5.171075.112=×==nN N 匝。取18匝 次级18×2分内外层。初级夹在中间。 6. 导线尺寸，电流密度j=4A/mm 2
初级需要导线截面积4.24/6.94/11===I A cu mm 2
窗口宽D w =2E=2×18.9=37.8mm ，考虑骨架和爬电距离，绕线部分宽度D w ’=30mm ，初级铜带厚度
08.030
4
.211===w cu D A H mm 选择厚度0.1mm 铜带。3301.01=×=cu A mm 2 集肤深度
03426.010
566.766.74
=×==
?f cm=0.3426mm
次级单股导线太粗，邻近效应影响严重，同时绕线困难。采用多股线并联。因为集肤深度为0.34mm 。需要的导线截面积
56.14/25.64/22≈==I A cu mm 2
每层截面积为0.78mm 2。选择2×d=0.71mm 导线，截面积0.396mm 2，外径d ’=0.79mm 。每层30/(2×0.79)=18.9，可以绕下18匝。内层与外层并联。线圈结构如附图1所示。 7. 校核窗口
初级铜线总面积32102111××=××=cu w A N A ＝60mm 2 次级铜总面积512.284396.0182222=××=×=cu w A N A mm 2。 窗口填充系数 227.04
.388512
.286021=+=
+=
w w w w A A A k <0.3 初级可以采用更厚铜带，最大到0.14mm 。
窗口高度h=(37.5-16.95)/2=10.275mm,考虑骨架，实际高度8mm 。初级层间2×0.05mm 绝缘，占有窗口高度h w =(0.1+0.1)×20+(0.79+0.1)×2+0.2×2=4+1.78+0.4=6.78mm<0.8mm 初级＋次级＋层间和线圈间＋外包 8. 计算铜损耗（应用图6-9） 初级导线直流电阻03.07.1010103.261
11×××==?cu dc A l R ρ
=8.2m Ω
初级交流电阻：292.03426.01
.01==?=
w D Q ，5层，F R ＝1.1.可以按总有效值计算损耗。 次级直流电阻93.5500792
.07
.1018103.26222=×××==?cu dc A l R ρ
m Ω 次级 63.13426
.079
.0/71.071.083.0/83.0'=×=?=d d d Q ，1层，F R ＝1.63
初级线圈损耗511.12102.86.92321211=×××=×=?dc w R I P W
次级线圈损耗092.121093.55)25.65.0(2)5.0(32222=××××=×=?ac w R I P W
N
N 附图1
线圈总损耗为6.2092.1511.121=+=+=w w w P P P W
磁芯磁通密度幅值B ＝0.15×0.988=0.1482T 。如果选用天通TP40C ，单位体积损耗约为70mW/cm 3。则磁芯损耗为
024.32.4307.0=×==e c pV P W
变压器总损耗为
624.56.2024.3=+=+=c w T P P P W 变压器热阻
27.9884
.33636===
w T A R ℃/W 则变压器温升
1.52624.527.9=×==?T T P R T ℃ 如果风扇冷却。温升壳降低到50℃以下。 9. 估计磁化电流峰值
查得天通TP4材料EE 的A L ＝6.7μH ，激磁电感为
μH 6707.610221=×==L m A N L
因为开关频率为50kHz ，周期为20μs ，1/4周期上升到最大值,则峰值磁化电流 82.01067010504110
446
3=××××===
?m i m i m fL U L T U I A 二、方波逆变器输入直流升压变换器设计
1. 设计参数
输入10~15V ，输出电压250V ～300V ，输出功率P o ＝300W ，开关频率f=40kHz 。效率η＝0.80，D=0.97 2. 磁芯参数
EC40 用天通 EER40，尺寸 3. 初级匝数
3.21049.12.010404)
6.012(9
7.044
31=×××××?×==
?e i fBA DU N 匝 取N 1＝3匝。 实际磁通密度为
1546.02.03
319
.2=×=
B T 在最大输入电压15V 失控时，磁芯最大次感应
)100(max 2034.01546.04
.1115
s B B <=×=
u
附图2 变压器电压和磁化电流
mm
A=40,B=22.4,C=13.3,D=13.3,E=29,F=15.4 A e =1.49cm 2,l e =9.8cm,V e =14.602cm 3,A L =3500nH A w =F(E-D)=15.4×15.7=2.42cm 2
附图 天通EC40设计参数
4. 计算匝比和次级匝数
6.264
.9250
6.010250'min min ==?==
i o U U n 78.7936.2612=×==nN N 匝，取N 2=80匝
5. 初级导线尺寸 输入平均电流 A 5.3710
80.0300
min =×==
i o i U P I η
如果功率管压降低，损耗小，即效率大于80%，初级电流减少，则以下的计算有足够的余量，导线截面积可以小些，损耗也因此下降。反之亦然。占空度D ＝0.97，初级电流有效值 =×==2
97.05.3721D I I i
26.1A 电流密度j=4A/mm 2，导线截面积 ===4
1
.2611j I A cu 6.53mm 2
窗口宽度W ＝2F ＝2×1.54=3.08cm ，两端去掉0.68cm 端空，可绕导线宽度为w 1=3.08-0.68
=2.4cm ，初级采用铜带，厚度为 272.024
53
.611===
w A d cu w mm 选择0.28mm 厚 铜带。40kHz 集肤深度 0383.010
4066.73
=×=
?cm=0.383mm>0.28mm
5. 次级电流和导线尺寸
次级电流
A 2.1250300===
o o o U P I 假设次级电流为矩形波，有效值与平均值相等。次级导线需要截面积 22mm 3.04
2
.1==
cu A 选择圆裸导线d=0.63mm ，带漆皮d ’=0.70mm 。截面积22mm 312.0=cu A 。 6. 线圈结构
校验窗口填充系数
269.0242
80
312.0232428.022211=×+×××=+×=
w cu cu w A N A N A k <0.3~0.35
初级夹在中间，次级分成两段，各40匝。次级每层匝数
3.347
.024
2==
w n 匝 需要两层。为减少电阻，次级可扩大导线尺寸，绕两层。采用双线并绕，内外并联。每层40匝，绕线宽度为18mm 。带漆皮导线直径为
45.040
18
'1==d mm
d=0.38mm d ’=0.44mm,截面积A cu2’=0.114mm 2,总的次级截面积A cu2=4×0.114=0.456mm 2 检查窗口系数
317.0242
80
456.0232428.022211=×+×××=+×=
w cu cu w A N A N A k
可以绕下。次级可以在d=0.31~0.47之间选择，只要绕下，尽量选择大直径，减少电阻损耗。
7. 计算变压器损耗
磁芯损耗
从工作频率f =40kHz ，B ＝0.1546T ，由天通TP4D 特性查得p=35mW/cm 3,则磁芯损耗为
51.0602.14035.0=×==e c pV P W
线圈损耗 初级导线电阻
?=××+××=×××==??m 434.02
028.04.2)9.233.1(6103.2028.04.2103.2616111w cu dc l N A l R ρ
导电集肤系数==?=
383
.028
.0w D Q 0.731 因加在次级间，每段为1.5匝，由图6-9查得F R ＝1.1。可以近似用直流电阻计算损耗。
294.010434.01.26321211=××==?dc w R I P W 假设选择4股裸导线d=0.38mm ，次级线圈电阻
?=×××××=××××==??6.201
.0114.0444.680103.2028.04.2103.2626222w cu dc l N A l R ρ
次级线圈损耗
744.36.22.122221=×==dc w R I P W 磁芯损耗
46.16.141.0=×==e c pV P W 总损耗为
W 5.546.1744.3294.021=++=++=c w w T P P P P 热阻 42
.236
36==
w T A R ＝14.88℃/W
温升4.7488.145.5=×==?T T R P T ℃
机械与电子工程学院 课程设计报告 课程名称模拟电子技术课程设计设计题目电压频率变换器 所学专业名称电气信息类 班级电类114班 学号********** 学生姓名王*金 指导教师汪* 2012年12月23日
机电学院模拟电子技术课程设计 任务书 设计名称：电压频率转换器 学生姓名：王*金指导教师：汪* 起止时间：自2012 年12 月10 日起至2012 年12 月25 日止 一、课程设计目的 1).熟悉集成电路及有关电子元器件的使用; 2).了解电压平频率转换器主体电路的组成及工作原理; 3).学习电路中基本电路的应用以及单稳态触发器等综合应用。 二、课程设计任务和基本要求 设计任务： 1）.熟悉和应用比较器的构成及设计方法，尤其是迟滞比较器的应用。 2）.熟悉和应用积分器的构成和设计方法，了解电容在其中的工作原理。 3）.熟悉和简单应用二极管作电子开关的构成和设计方法。 4）.熟悉迟滞比较器与积分器之间的波形转换。 5）.熟悉掌握运用multisim画图、调试和仿真。 基本要求： 1).有明确的设计方案使操作简便易行。 2）.设计一个将直流电压转换成给定频率的矩形波，包括：积分器；电压
比较器。 3）.输入为直流电压0-10V。 4）.输出为f=0-500Hz的矩形波。 5).按规定格式写出课程设计报告书。
机电学院模拟电子技术课程设计指导老师评价表
目录 摘要和关键词 (1) 第一章设计指标 (2) 1.1 设计指标 (2) ◆ 1.1.1设计内容 (2) ◆ 1.1.2设计要求 (2) 第二章系统设计原理及内容 (2) 2.1 设计思想 (2) 电压/频率转换器原理框 (2) 第三章电路各模块方案设计 (3) 3.1 积分器的设计方案 (3) 3.2比较器的设计方案 (4) ◆ 3.2.1电压比较器 (4) ◆ 3.2.2过零比较器 (5) 3.3单稳态触发器 (6) 3.4低通滤波器 (6) 3.5模块的整合 (7) ◆ 3.5.1 电压/频率 (7) ◆ 3.5.2 频率/电压 (7) 第四章结束语 (8) 4.1心得体会 (8) 元件清单 (9) 参考文献 (9)
黑龙江大学课程设计说明书 学院：机电工程学院 专业：电气工程及其自动化 课程名称：电力电子技术 设计题目：桥式直流PWM变换器仿真 姓名： 学号： 指导教师： 成绩：
目录 第一章课程设计的性质和目的 (2) 第二章课程设计的内容 (2) 第三章设计报告要求 (2) 第四章参考资料 (2) 第五章课程设计的题目 (3) 第六章课程设计的内容 (3) 6.1总体电路的功能框图及其说明 (3) 6.2单相桥式PWM逆变电路 (3) 6.3控制电路 (4) 6.4驱动电路 (5) 6.5缓冲电路 (6) 6.6双极性PWM控制方式 (6) 6.7单极性PWM控制方式 (9) 第七章心得与体会 (11) 第八章参考文献 (13) 附录：评分标准 (14)
一、课程设计的性质和目的 性质：是电气自动化专业的必修实践性环节。 目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 6、加深理解《电力电子技术》课程的基本理论； 7、初步掌握电力电子电路的设计方法。 二、课程设计的内容： 1、整流电路的选择 2、整流变压器额定参数的计算 3、晶闸管（全控型器件）电压、电流额定的选择 4、平波电抗器电感值的计算 5、保护电路（缓冲电路）的设计 6、触发电路（驱动电路）的设计 7、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 8、用MATLAB进行仿真，观察结果 三、设计报告要求 依据“课程设计说明书”（电子文档）的模板格式撰写。内容应包括： 1、主电路设计说明 2、控制电路设计说明 3、仿真结果讨论（说明是否达到设计指标的要求） 4、附录：主电路和控制电路原理图 四、参考资料 电力电子技术教材及相关资料
全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器设计 1、根据电路形式、输出电压电流、变压器效率计算变压器的传送功率。 2、确定工作磁感应强度、电流密度系数、窗口占空系数(利用率)、工作频率、波形因数。 3、计算功率面积乘积并据此选择磁芯，根据所选磁芯参数计算电流密度。 4、根据伏秒积计算原边绕组匝数；根据电压比计算副边绕组匝数。 5、根据功率和波形因数计算各绕组电流幅值。 1、变压器传送功率计算 o o o P I U =? o I P P η = 11t o I o P P P P η?? ? ??? =+=+ 2、功率面积乘积计算 对于全桥驱动，变压器的2m B B ?=。其中，0.15~0.25m B =，电流密度系数400J K =，窗口占空系数0.2~0.4Ko =，工作频率 20Z f KH = ，波形因数f K =。
1.16 411104o p J c m P A K A B f η???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? +?=???? 3、选择磁芯，计算电流密度 0.14()J p J K A -=? 4、原边和副边绕组匝数： 124p on p m c m c U t U D N B A B A f ??==??? 21s p U N N U = 5、原边和副边绕组电流幅值： 副边绕组电流幅值：2o I I D = o s s s s o o o s o s o s P U I U I D U I U U I I D I I D ==??=?=∴=?∴= 原边绕组电流幅值：o p p P I U D η=??
全桥变换器输出电压与输入电压关系推导 伏秒积产生磁通链： t t p p p c p p s s s c s s U N B A L I U N B A L I ??=?Φ=???=????=?Φ=???=?? 原边能量：()2 2 211222p on p on p p p p p U t U t L i L L L ?? ? ???????=??= 副边能量：()22 2 11222s on s on s s s s s U t U t L i L L L ?? ? ??? ????=??= 两边相等：()( )22 22p on s on s s p p p s U t U t U N U N L L ??= ?== 结论：正激变换器输出与输入的电压比等于副边与原边的匝数比 全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器A P 公式推导 伏秒积产生磁通链： 222p on p p p m c T D U t U D U N B A f ?=??=?=?? 得原边匝数和副边匝数： 4p p m c U D N B A f ?= ?? 由于 p s p s U U N N =，故： 4s s m c U D N B A f ?= ?? 窗口中包含的总电流为：
一种模块化高效DC-DC变换器的开发与研制 设计方案 一、设计任务：设计一个将220VDC升高到600VDC的DC-DC变换器。在电阻负载下，要求如下： 1、输入电压=220VDC，输出电压=600VDC。 2、输出额定电流=2.5A，最大输出电流=3A。 3、当输入在小范围内变化时，电压调整率SV≤2%（在=2.5A时）。 4、当在小范围你变化时，负载调整率SI≤5%（在=220VDC时）。 5、要求该变换器的在满载时的效率η≥90%。 6、输出噪声纹波电压峰-峰值≤1V（在=220VDC，=600VDC，=2.5A条件下）。 7、要求该变换器具有过流保护功能，动作电流设定在3A。 8、设计相关均流电路，实现多个模块之间的并联输出。 二、设计方案分析 1、DC-DC升压变换器的整体设计方案 图1 DC-DC变换器整体电路图
如图1升压式DC-DC变换器整体电路所示，该DC/DC电压变换器由主电路、采样电路、控制电路、驱动电路组成；开关电源的主电路单元、样电路单元采、控制电路单元、驱动电路单元组成闭环控制系统，是相对输出电压的自动调整。控制电路单元以SG3525为核心，精确控制驱动电路，改变驱动电路的驱动信号，达到稳压的目的。 2、DC-DC升压变换器主电路的工作原理 DC-DC功率变换器的种类很多。按照输入/输出电路是否隔离来分，可分为非隔离型和隔离型两大类。非隔离型的DC-DC变换器又可分为降压式、升压式、极性反转式等几种；隔离型的DC-DC变换器又可分为单端正激式、单端反激式、双端半桥、双端全桥等几种。下面主要讨论非隔离型升压式DC-DC变换器的工作原理。 图2（a）DC-DC变换器主电路 图2（b）DC-DC变换器主电路 图2（a）是升压式DC-DC变换器的主电路，它主要由开关变换电路、高频变压电路、整流电路、输出滤波电路四大部分组成；图1（b）是用matlab模拟出的升压式DC-DC变换器的主电路图。其中开关变换电路主要由绝缘栅双极型晶体管IGBT、储能电容C和RC 放电电路组成；高频变压器电路由一个工作频率为20KHz的升压变压器和一个隔直电容组成；整流电路部分采用桥式整流的设计方案，由四个快速恢复二极管构成，实现将逆变产生
开题报告 一背景 直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用. 直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏 时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两
种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。 美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。 模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。
Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。
变换器设计 一、初级并联次级串联2500W 输出 EE55/28/17 中心柱C ＝16.95,B ＝37.5, D ＝16.75，E ＝18.9 有效参数：A e ＝2.82cm 2, V e ＝34900 mm 3 EE55/28/21 中心柱C ＝16.95,B ＝37.5, D ＝20.75, E ＝18.9 Ae ＝3.49 cm 2, V e ＝43200mm 3 窗口A w ＝(B-C)×E=(37.5-16.95)×18.9=388.4mm 2, 平均匝长l w =2(D+C)+(B-C)×π/2=2(16.95+16.75)+π(37.5-16.95)/2=100mm =2(16.95+20.75)+π(37.5-16.95)/2=107mm 1.设计参数 输入电压100~130V 输出电压U dc ＝400V ， 最小输出电压U ＝350V 输出功率2500W/2=1250W 变压器频率f=50kHz 假定变换效率η＝0.85， 要求功率管满载导通压降小于1.5V 。 2. 磁性采用EE55/28/21 3. 设在110V 时最大占空度0.96，初级匝数 88.91051049.315.04110 97.044 41=××××××== ?f BA DU N e i 匝 取10匝 4. 初级平均电流、中值电流和初级有效值 4.131108 5.01250min =×== i o i U P I η A ,中值电流==97 .0i a I I 13.8A ，6.92/97.01=×=a I I A 5. 次级电流 25.6200 1250 2=== dc o U P I A 5. 匝比、次级匝数和线圈结构 设最低电压为100V ，保证输出最低电压350V ，则变比 75.1100 175 == n 5.171075.112=×==nN N 匝。取18匝 次级18×2分内外层。初级夹在中间。 6. 导线尺寸，电流密度j=4A/mm 2 初级需要导线截面积4.24/6.94/11===I A cu mm 2 窗口宽D w =2E=2×18.9=37.8mm ，考虑骨架和爬电距离，绕线部分宽度D w ’=30mm ，初级铜带厚度
课程名称：电力电子技术 题目：BUCK变换器设计
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目录 第一章概述 (5) 1.1 本课题在国内外的发展现状与趋势 (5) 第二章Buck变换器设计总思路 (6) 2.1 电路的总设计思路 (6) 2.2 电路设计总框图 (6) 2.3 总电路图 (7) 第三章BUCK主电路设计 (8) 3.1 Buck变换器主电路基本工作原理 (8) 3.2 主电路保护（过电压保护） (9) 3.3 Buck变换器工作模态分析 (10) 3.4 Buck变换器元件参数 (12) 3.4.1 占空比D (12) 3.4.2 滤波电容C f (13) 3.5 Buck变换器仿真电路及结果 (14) 第四章控制和驱动电路模块 (15) 4.1 SG3525A脉宽调制器控制电路 (15) 4.1.1．SG3525简介 (15) 4.1.2．SG3525内部结构和工作特性 (15) 4.2 SG3525构成的控制电路单元电路图 (18) 4.3 驱动电路设计 (18) 第五章课程设计总结 (19)
第六章附录 (20) 第七章参考文献 (21) 第一章概述 1.1 本课题在国内外的发展现状与趋势 从八十年代末起，工程师们为了缩小DC/DC变换器的体积，提高功率密度，首先从大幅度提高开关电源的工作频率做起，但这种努力结果是大幅度缩小了体积，却降低了效率。发热增多，体积缩小，难过高温关。因为当时MOSFET的开关速度还不够快，大幅提高频率使MOSFET的开关损耗驱动损耗大幅度增加。工程师们开始研究各种避开开关损耗的软开关技术。虽然技术模式百花齐放，然而从工程实用角度仅有两项是开发成功且一直延续到现在。一项是VICOR公司的有源箝位ZVS软开关技术；另一项就是九十年代初诞生的全桥移相ZVS软开关技术。 有源箝位技术历经三代，且都申报了专利。第一代系美国VICOR公司的有源箝位ZVS技术，其专利已经于2002年2月到期。VICOR公司利用该技术，配合磁元件，将DC/DC的工作频率提高到1MHZ，功率密度接近200W/in3，然而其转换效率却始终没有超过90%，主要原因在于MOSFET的损耗不仅有开关损耗，还有导通损耗和驱动损耗。特别是驱动损耗随工作频率的上升也大幅度增加，而且因1MHZ频率之下不易采用同步整流技术，其效率是无法再提高的。因此，其转换效率始终没有突破90%大关。 为了降低第一代有源箝位技术的成本，IPD公司申报了第二代有源箝位技术专利。它采用P沟MOSFET在变压器二次侧用于 forward电路拓朴的有源箝位。这使产品成本减低很多。但这种方法形成的MOSFET的零电压开关（ZVS）边界条件较窄，在全工作条件范围内
直流变换器的设计（降压） 一、设计要求： (1) 二、题目分析： (1) 三、总体方案： (2) 四、原理图设计： (2) 五、各部分定性说明以及定量计算： (5) 六、在设计过程中遇到的问题及排除措施： (6) 七、设计心得体会： (6)
直流变换器的设计（降压） BUCK降压斩波电路就是直流斩波中最基本的一种电路，是用BUCK作为全控型器件的降压斩波电路，用于直流到直流的降压变换。IGBT是MOSFET与双极晶体管的复合器件。它既有MOSFET易驱动的特点，又具有功率晶体管电压、电流容量大等优点。其频率特性介于MOSFET与功率晶体管之间，可正常工作于几十千赫兹频率范围内，故在较高频率的大、中功率应用中占据了主导地位。所以用BUCK作为全控型器件的降压斩波电路就有了IGBT易驱动，电压、电流容量大的优点。 BUCK降压斩波电路由于易驱动，电压、电流容量大在电力电子技术应用领域中有广阔的发展前景，也由于开关电源向低电压，大电流和高效率发展的趋势，促进了IGBT 降压斩波电路的发展。 一、设计要求： 技术参数：输入直流电压Vin=36V 输出电压Vo=12V 输出电流Io=3A 最大输出纹波电压50mV 工作频率f=100kHz 二、题目分析： 电力电子器件在实际应用中，一般是由控制电路，驱动电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断来完成整个系统的功能，当控制电路所产生的控制信号能够足以驱动电力电子开关时就无需驱动电路。 课程设计步骤分析（顺序）： 1.设计主电路，主电路为：采用BUCK变换器，主功率管用MOSFET； 2.选择主电路所有图列元件，并给出清单； 3.设计MOSFET驱动电路及控制电路； 4.绘制装置总体电路原理图，绘制： MOSFET驱动电压、BUCK电路中各元件的电压、电流以及输出电压波形； 5.编制设计说明书、设计小结。
IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项 摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键 词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不
全桥变换器主电路分析 王振存 2006.04 1.电源概述 本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计 电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。 图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容： 为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。 输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低
交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。 在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压
目录第一章．设计概要 1.1 技术参数 1.2 设计要求 第二章．电路基本概述 第三章.电力总体设计方案 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路 3.2电路的设计总框图 第四章BUCK 主电路设计 4.1 Buck变换器主电路原理图 4.2 Buck变换器电路工作原理图 4.3 主电路保护（过电压保护） 4.4 Buck变换器工作模态分析 4.5 主电路参数分析 第五章控制电路 5.1 控制带你撸设计方案选择 5.2 SG3525控制芯片介绍 5.3 SG3525各引脚具体功能 5.4 SG3525部结构及工作特性 5.5 SG3525构成的控制电路单元电路图 第六章驱动电路原理与设计 6.1 驱动电路方案设计与选择 6.2 驱动电路工作分析 第七章附录 第八章设计心得
第一章．设计概要 1.1 技术参数： 输入直流电压Vin=25V，输出电压Vo=10V，输出电流Io=0.5A，最大输出纹波电压50mV，工作频率f=30kHz。 1.2 设计要求： （1）设计主电路，建议主电路为：采用BUCK 变换器，大电容滤波，主功率管用MOSFET；（2）选择主电路所有图列元件，并给出清单； （3）设计MOSFET 驱动电路及控制电路； （4）绘制装置总体电路原理图，绘制：MOSFET 驱动电压、BUCK 电路中各元件的电压、电流以及输出电压波形（波形汇总绘制，注意对应关系）； （5）编制设计说明书、设计小结。 第二章．电路基本概述 直流斩波电路（DC Chopper）的功能是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直接直流-直流变换器（DC/DC Converter）。直流斩波电路一般是指直接将直流电变为另一直流电的情况，输入与输出不之间不隔离。直流斩波电路的种类较多，包括6 种基本斩波电路：降压斩波电路，升压斩波电路，升降压斩波电路，Cuk 斩波电路，Sepic 斩波电路和Zeta 斩波电路。Buck 电路作为一种最基本的DC/ DC 拓扑，结构比较简单，输出电压小于输入电压，广泛用于各种电源产品中。根据对输出电压平均值进行调制的方式不同，斩波电路可以分为脉冲宽度调试、频率调制和混合型三种控制方式，Buck 电路的研究对电子产品的发展有着重要的意义。MOSFET 特点是用栅极电压来控制漏极电流，驱动电路简单，需要的驱动功率小，开关速度快，工作频率高，热稳定性优于GTR，但其电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW 的电力电子装置。功率MOSFET 的种类：按导电沟道可分为P沟道和N 沟道。按栅极电压幅值可分为；耗尽型；当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道，增强型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道，功率MOSFET 主要是N 沟道增强型。 第三章.电力总体设计方案 3.1 电路的总设计思路 Buck 变换器电路可分为三个部分电路块。分别为主电路模块，控制电路模块和驱动电路模块。主电路模块，由MOSFET 的开通与关断的时间占空比来决定输出电压u。的大小。控制电路模块，可用SG3525 来控制MOSFET 的开通与关断。驱动电路模块，用来驱动MOSFET。 3.2 电路设计总框图 电力电子器件在实际应用中，一般是有控制电路，驱动电路，保护电路和以电力电子器件为核心的主电路组成一个系统。有信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断，来完成整个系统的功能。因此，一个完整的降压斩波电路也应该包括主电路，控制电路，驱动电路和保护电路致环节。根据降压斩波电路设计任务要求设计主电路、控制电路、驱动及保护电路，设计出降压斩波电路的结构框图如下图所示。
上报集团审核的项目规划设计方案 汇报内容 （讨论稿2005-10-17） 第一部分：项目概况 一、宗地位置 宗地所处城市、行政区域、非行政区域（如经济开发区、商贸金融区等）的地理位置。 附图：项目在该城市的区位图，标记出宗地区域位置，与标志性市政设施、建筑物（如市中心商圈、机场等）的相对位置和距离、地段的定性描述（与主要中心区域办公/商务/政府的关系）。 二、宗地现状 1、四至范围； 2、地势平坦状况，自然标高，与周边地势比较； 3、地面现状，包括宗地内是否有水渠、较深的沟壑（小峡谷）、池塘及高压线等对开发有较大影响的因素，并计算因此而损失的实际用地面积； 4、地面现有居民情况，包括具体居住人数、户数，工厂数量、规模、产品性质、开工状况等，并说明对拆迁及项目开发进度的影响； 5、地下情况，包括管线、地下电缆、暗渠、地上建筑物原有桩基及地下建筑/结构等，地上地下都要注意有没有受保护的历史文物古迹、可利用的构建； 6、土地的完整性，有否市政代征地、市政绿化带、市政道路、名胜古迹、江河湖泊等因素分割土地；
7、地质情况，包括土地结构、承载力、地下水位和抗震性要求。 附图：平面地形图，标记四至范围及相关数据； 地形地貌图，主要反映宗地地面建筑、河流、沟壑、高压线等内容； 地下状况图，包括地下管线、暗渠、电缆等。 三、项目周边的社区配套 （一）周边3000米范围内的社区配套 1、交通状况 （1）公交系统情况，包括主要线路、行车区间等； （2）宗地出行主要依靠的交通方式，是否需要发展商自己解决； （3）现有交通捷运系统，近期或远期规划中是否有地铁、轻轨等对交通状况有重大影响的工程。 附图：交通状况示意图，包括现有和未来规划的城市公共交通和快速捷运系统； 2、教育：大中小学及教育质量情况。 3、医院等级和医疗水平 4、大型购物中心、主要商业和菜市场 5、文化、体育、娱乐设施 6、公园 7、银行 8、邮局 9、其他 附图：生活设施分布图，具体位置、距离。 （二）宗地周边3000米外但可辐射范围内主要社区配套现状 四、项目周边环境（根据个案特性描述，没有的可以不写） 1、治安情况 2、空气状况 3、噪声情况 4、污染情况（化工厂、河流湖泊污染等） 5、危险源情况（如高压线、放射性、易燃易爆物品生产或仓储基地等） 6、周边景观
建筑设计师述职报告 建筑设计师述职报告 在成熟和迷惘的交织中，XX悄然流逝了。在我眼里，设计室也是一个没有硝烟的战场，它能磨炼人的意志，淡泊人的心灵，业务素质能得到快速提高，人的心理也能快速成熟起来，这无不凝结着每位领导的英名决策和正确指导。 年终岁末的时候，人总是特别感叹生命的蹉跎，回首与展望会是两个亘古不变的主题。下面我将从业务素质，外界沟通与内部合作两个大的方面来分析自己一年来的得失。 作为一名建筑专业设计人员，业务能力的提高是重中之重。 XX年的半年内，通过大量的施工图绘制，我对建筑设计的流程，方法等有了较深的认识，对建筑规范也有了一定的了解。今年年初，我给自己制定的目标是大致具备能独立操作一个一般项目的能力，包括它的总平规划，方案设计，效果图表现，以及后期施工图的设计。能力来源于实践，实践检验能力;一年来，我按照自己既定的目标一步一步地脚踏实地走过来，有些可能达到了，而有些可能离目标还有一定地差距，具体表现在以下几个方面。 XX年上半年，通过对郫县某住宅小区的总平规划，南充某集资房的总平设计，正兴某商业中心的总平调整以及市中心某商住区的总平规划，我对规划方面的知识有了较为深刻
的理解，具备了一定的动手能力。为方便与甲方的沟通，我力争更多地了解房地产开发的动态和走向，用心揣测开发商的商业目的，努力寻求设计师与开发商完美的结合点。作为设计师，主要通过国家现行规范和当地政府部门规定的容积率，建筑密度，绿化率，建筑高度和间距来宏观控制;其次，基本柱网的确定，消防通道与小区路网的贯通，建筑风格的选定也是一名成熟的设计师必须熟练解决的几个问题。我在工作中特别注意上述问题，并妥善处理，遇到难题时就虚心向领导和资深专家请教，取得了较好的效果，积累了不少宝贵的经验。 效果图作为一种表现手段，是建筑设计作品最直观的表达方式，它决定着建筑的整体风格，也是决定开发商取舍整套方案的一个很重要的原因，所以我认为效果图的表现是建筑设计前期相当重要的组成部分，也使我必须掌握的一项基本技能。一年来，通过对警备区招待所，某大厦附属天桥，忘忧谷宾馆和某双拼别墅的效果图制作，我能熟练的掌握3dmax，photoshop等设计软件，加以自己对建筑形体的理解，能作出一般的单体效果图，对于大型的商业建筑和小区的鸟瞰图制作还很欠缺，还需要不断的学习和实践。 方案能力是一名建筑设计师应必备的重要能力。好的平面方案直接与建筑的适用，经济，美观三大基本要素挂钩。一年来，我参与了公司大部分项目平面方案的设计，在桂湖
VF 变换器设计 姓 名 学 号 院、系、部 班 号 完成时间 ※ ※※※※※※※ ※ ※ ※ ※※ ※ ※ ※※※※※ ※※※※ 2013级 模拟电子技术课程设计
摘 要 电压/频率变换器的输入信号频率 f 。0 与输入电压 V i 的大小成正比，输入控制电压 V i 常为直流电压，也可根据要求选用脉冲信号做为控制电压，其输出信号可为正弦波或者脉冲波形电压。 本次课程设计利用输入电压的大小改变电容的充电速度，从而改变振荡电路的振荡频率，故采用积分器作为输入电路。积分器的输出信号去控制电压比较器或者单稳态触发器，可得到矩形脉冲输出，由输出信号电平通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，当电容放电到某一域值时，电容C 再次充电。由此实现V i 控制电容充放电速度，即控制输出脉冲频率。 关键词：电压变换器 积分器 单稳态触发器
目录 第1章设计任务与要求 (1) 第2章方案与论证 (1) 2.1 VF变换器设计思路 (1) 2.2 原理框图设计 (1) 第3章单元电路设计与参数计算 (2) 3.1 积分器设计 (2) 3.2 单稳态触发器设计 (3) 3.3 电子开关设计 (3) 3.4 恒流源电路设计 (4) 3.5 元件参数计算 (4) 3.6 主要元件参数 (5) 第4章仿真与调试 (6) 4.1 仿真电路 (6) 4.2 电路调试 (6) 4.3 调试结果 (7) 第5章结论与心得 (10) 5.1 结论 (10) 5.2 心得体会 (10) 参考文献 (10)
第1章 设计任务与要求 （1）设计一个振荡频率随外加控制电压变化的压控振荡器。 （2）输入外加控制电压信号为直流电压，输出信号频率为0f ，0f 与输入电压幅 度成正比。 （3）输入信号为矩形脉冲信号。 （4）输入电压的变化范围为0-10V 。 （5）0f 的变化范围为0-10kHz 。 （6）转换精度小于1%。 第2章 方案与论证 2.1 VF 变换器设计思路 （1）利用输入电压的大小改变电容器的充电速度，从而改变振荡器的振荡频率，可采用积分电路作为输入电路。积分器可由集成运算放大器和RC 元件组成。 （2）积分器的输出信号控制电压比较器、施密特触发器、单稳态触发器等，可得到矩形脉冲输出。 （3）输出信号电压通过一定反馈方式控制积分电容恒流放电，从而使积分电容的充放电速度控制了输出脉冲信号的频率，实现V/F 变换。 2.2 原理框图设计 图2-1 原理结构图输入 积分器 单稳态转换器 输出 恒流源 电子开关
设计师如何做好方案汇报 01.总体心得： 具体演讲技巧都差不多，不加赘述。只讲一点自己的切身体会和心得： 如果汇报方案时感觉底气不足，鸡同鸭讲，做不到心得以理服人，一定是因为设计者与方案没有用心融合，没有“人案合一”。 我不同意“甲方故意刁难说”。去理发店的目的是求一个好发型，我们曾故意刁难过理发师乎 我不同意“甲方不专业说”。诚然在如何“剪”头发这个技术层面我们确实不专业，但在发型是否适合自己气质、长短是否满足自己需求上我们一定有来自经验的直觉上的判断。同理，甲方带着身家性命做项目，孰优孰劣不会轻易下结论。 所以，在项目开始时带着满脑子纷乱的信息、跳跃的念头开始真正用心画草图，实在是成功汇报的第一步啊，正所谓“汝果欲学诗，功夫在诗外。” 02.清楚汇报对象： 我争取把这个答案写成一个心得体会的总结，随着自己体会的加深不定时的做更新。毕竟，汇报这个事儿，真真儿的是建筑师的终身必修课。而我目前所得，还差得远。 汇报是啥是交流。 都说图纸是建筑师的语言，也对也不对。要我说，建筑师作为典型的服务行业从业者，从衣着到谈吐，全身上下都是语言。毕竟我们的工作核心就是提出解决问题的方案，并用一切办法让甲方信服你的提案。图纸对非专业人士来说毕竟相对生疏，有距离感。在面向甲方的时候，汇报作为面对面的交流，变得非常重要，重要到需要将其提高到战略高度的层面来思考问题。 举个栗子：商业综合体投标，几家单位的述标人那都是眉飞色舞口若悬河，说实在的方案虽然各不相同，但也都是有利有弊，如何打动业主看我方总工怎么破：总工凭借多年江湖经验，在前期沟通的时候一眼看穿甲方在操作商业综合体方面是个不太专业的新兵，据此制定出投标策略：轻设计重忽悠。交标时，我方提出两个深度较浅的对比方案，总工亲自述标，并未局限于两个方案本身，而是以两个方案为载体，将自己在综合体方面的毕生心得浓缩成二十分钟的精华，给业主上了一堂高深精尖的业务课，说的众业主是连连点头称