全桥变换器中的高频变压器设计公式
张兴柱博士
J ：为变压器原副边导线的电流密度（2/mm A ）；
s f ：为变换器的开关频率；
K ：为变压器的窗口系数；
1η：为变换器在低限满载时的效率。
从面积积公式可知，副边有续流二极管的变压器，其拓扑系数小一些，如对于 45.0max =D ，57.0)(=a T K ，58.0)(=b T K
黑龙江大学课程设计说明书 学院：机电工程学院 专业：电气工程及其自动化 课程名称：电力电子技术 设计题目：桥式直流PWM变换器仿真 姓名： 学号： 指导教师： 成绩：
目录 第一章课程设计的性质和目的 (2) 第二章课程设计的内容 (2) 第三章设计报告要求 (2) 第四章参考资料 (2) 第五章课程设计的题目 (3) 第六章课程设计的内容 (3) 6.1总体电路的功能框图及其说明 (3) 6.2单相桥式PWM逆变电路 (3) 6.3控制电路 (4) 6.4驱动电路 (5) 6.5缓冲电路 (6) 6.6双极性PWM控制方式 (6) 6.7单极性PWM控制方式 (9) 第七章心得与体会 (11) 第八章参考文献 (13) 附录：评分标准 (14)
一、课程设计的性质和目的 性质：是电气自动化专业的必修实践性环节。 目的： 1、培养学生文献检索的能力，特别是如何利用Internet检索需要的文献资料。 2、培养学生综合分析问题、发现问题和解决问题的能力。 3、培养学生运用知识的能力和工程设计的能力。 4、培养学生运用仿真工具的能力和方法。 5、提高学生课程设计报告撰写水平。 6、加深理解《电力电子技术》课程的基本理论； 7、初步掌握电力电子电路的设计方法。 二、课程设计的内容： 1、整流电路的选择 2、整流变压器额定参数的计算 3、晶闸管（全控型器件）电压、电流额定的选择 4、平波电抗器电感值的计算 5、保护电路（缓冲电路）的设计 6、触发电路（驱动电路）的设计 7、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图 8、用MATLAB进行仿真，观察结果 三、设计报告要求 依据“课程设计说明书”（电子文档）的模板格式撰写。内容应包括： 1、主电路设计说明 2、控制电路设计说明 3、仿真结果讨论（说明是否达到设计指标的要求） 4、附录：主电路和控制电路原理图 四、参考资料 电力电子技术教材及相关资料
全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器设计 1、根据电路形式、输出电压电流、变压器效率计算变压器的传送功率。 2、确定工作磁感应强度、电流密度系数、窗口占空系数(利用率)、工作频率、波形因数。 3、计算功率面积乘积并据此选择磁芯，根据所选磁芯参数计算电流密度。 4、根据伏秒积计算原边绕组匝数；根据电压比计算副边绕组匝数。 5、根据功率和波形因数计算各绕组电流幅值。 1、变压器传送功率计算 o o o P I U =? o I P P η = 11t o I o P P P P η?? ? ??? =+=+ 2、功率面积乘积计算 对于全桥驱动，变压器的2m B B ?=。其中，0.15~0.25m B =，电流密度系数400J K =，窗口占空系数0.2~0.4Ko =，工作频率 20Z f KH = ，波形因数f K =。
1.16 411104o p J c m P A K A B f η???? ? ? ? ? ?? ? ? ? ? ?? ? +?=???? 3、选择磁芯，计算电流密度 0.14()J p J K A -=? 4、原边和副边绕组匝数： 124p on p m c m c U t U D N B A B A f ??==??? 21s p U N N U = 5、原边和副边绕组电流幅值： 副边绕组电流幅值：2o I I D = o s s s s o o o s o s o s P U I U I D U I U U I I D I I D ==??=?=∴=?∴= 原边绕组电流幅值：o p p P I U D η=??
全桥变换器输出电压与输入电压关系推导 伏秒积产生磁通链： t t p p p c p p s s s c s s U N B A L I U N B A L I ??=?Φ=???=????=?Φ=???=?? 原边能量：()2 2 211222p on p on p p p p p U t U t L i L L L ?? ? ???????=??= 副边能量：()22 2 11222s on s on s s s s s U t U t L i L L L ?? ? ??? ????=??= 两边相等：()( )22 22p on s on s s p p p s U t U t U N U N L L ??= ?== 结论：正激变换器输出与输入的电压比等于副边与原边的匝数比 全桥驱动全桥整流变换器的高频变压器A P 公式推导 伏秒积产生磁通链： 222p on p p p m c T D U t U D U N B A f ?=??=?=?? 得原边匝数和副边匝数： 4p p m c U D N B A f ?= ?? 由于 p s p s U U N N =，故： 4s s m c U D N B A f ?= ?? 窗口中包含的总电流为：
开题报告 一背景 直流变换器是一种将模拟量转变为数字量的半导体元件。按功能可分为:升压变换器、降压变换器和升降压变换器。在燃料电池汽车中主要采用升压变换器。变换器首先通过电力电子器件将直流电源转变成交流电(AC),一般称作逆变,然后通过变压器(升压比为1∶n)升压,最后通过整流、滤波电路产生变压后的直流电,以供负载使用. 直流转换器与一般的变换器相比，具有抗干扰能力强、可靠性高、输出功率大、品种齐全等特点，用途广泛，输入输出完全隔离，输出多路不限，极性任选。宽范围输入变换器是专为满足输入电压变化范围较大场合需要而开发的一种直流稳压电源,其输入直流电压可以在DC100V-375V宽范围内变动而保证输出电压的稳定性.此外,这种电源体积小,重量轻、保护功能完善,具有良好的电磁兼容性。本身具有过流、过热、短路保护。多档输出的变换器,它不仅提供电源而且有振铃和报警功能。该变换器分为军用、工业及商业三个品级，在诸如通信机房、舰船等蓄电池供电的场合极为适用。直流—直流变换器(DC/DC Converter)早在10年前就做成了元器件式样,在系统中损坏 时可以卸下更换。目前,它正从低技术、元器件型转向高技术、插件(Building black)型发展。系统设计师在开始方案设计阶段就要考虑系统究竟需要什么样的电源输入、输出?DC/DC变换器作为子系统的一个部件,应该更仔细地规定它的指标以及要付出多少费用。有趣的是,全球声称可供给军用DC/DC变换器的厂家超过300家,但却没有两
种产品是相同的,这给系统设计师选用该产品时造成困难。设计师们考虑的最重要的事是:对产品的性能价格比进行综合平衡,决定取舍。需求和市场决定制造厂的发展战略目前,对制造厂家而言,面临着要求降低噪声、减小尺寸以及提高功率和效率的挑战和市场竞争。现扼要介绍几家公司的做法。当今,在任何一个计算机系统中,各种电源都是以插件形式出现的。供应厂商均按用户的要求作相应改动以适应需求。DC/DC直流变换器的军品市场占很大比重,但增长缓慢。分析家们预测:到1996年,DC/DC变换器最大市场将是计算机和通信领域。 美国InterPoint公司的研究开发战略是:针对军用及宇航系统应用,提供一种更便宜、功率更大、性能更好的产品,它们比现有DC/DC 变换器有全面改进。预计今后几年的实际问题仍是产品价格。采用模块化方法可以降低成本,同时提高DC/DC变换器输出功率。一些应用系统要求功率高达2KW,如果采用200W的产品去构建系统,至少要10～12个产品,既麻烦也影响系统可靠性。该公司认为必须研制出功率比200W大2～3倍的大功率电源,而且单件成本控制在1.3～1.7倍才合适。 模块化方法,可以通过消除非重复工程成本(NRE)使系统成本降低。这种模块化的器件也是分布式供电系统的基本构件。鉴于分布式供电比集中供电系统有更多优点,而绝大多数应用系统要求在母线级上直流电压要分别供给不同逻辑电路各种电压,例如+5V、+12V、+3.3V 等等。一些厂家利用板级(on-Card)DC/DC变换器来实现,另一些供应商则把几种输出合在一起,把电源放在靠近需要供电的电路板上。
Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师：
电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科
电力电子与电源课程设计组内自评表
摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1.1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： (1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间; (2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数; (3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻; (4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析 (1)原边电流正半周功率输出过程。在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。电容C2和C3被输入电源充电。变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。 (2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。 (3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。 (4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。 (5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。原边电流下冲到零点。 (6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。因此滞后臂死区时间设计是关键。
变压器设计及计算要 点
变压器设计及计算要点 —蒋守诚— 一概述 1. 变压器发展史 (1) 发明阶段(1831～1885) 变压器是利用电磁感应原理来变换电能的设备,故变压器一定在电磁感应原理发现后出现。 1831年英国人法拉第(M.Farady)在铁环上缠绕两个闭合线圈, 在一个线圈中突然接上或断开电池, 另一个线圈所接仪表指针发生偏转, 从而发现电磁感应原理。 1837年英国人曼生(Masson)用薄铁片做电磁线圈的铁心, 从而减少损耗。 1881年法国人爱维(Jaewin) 发现磁滞现象, 美国人斯坦曼茨(C.P.Steimetz)发现磁滞损耗是磁密的1.6次方成正比例。 1882年英国人格拉特 ( Goulard)和吉普斯(J.D.Jibbs)制成15kVA1.5kV的开路铁心的单相变压器。同年法栾(S.Z.Ferranti)和汤姆生 (A.Tomson) 制成电流互感器。 1884年英国人戈普生兄弟开始采用具有闭合铁心的变压器作照明电源。 1884年9月16日匈牙利人布拉提(O.Blathy)和但利(M.Dery)和齐彼尔斯基K.Zipernovsky)在匈牙利的甘兹(Ganz)工厂制造一台1400 VA 120 / 72 V 40 Hz单相闭合磁路的变压器。至1887年底甘兹(Ganz)工厂就生产24台总容量达3000 kVA。 1885年才把这种电器叫做”变压器”。 (2) 完善阶段(1886～1930) 1887年英国人配莱(Belry)发明了单相多轭的分布式铁心。 1888年俄国人多利沃—多勃罗沃尔斯基 ( M.O.Dolivo－Dobrowolsky ) 提出交流三相制。并于1890年发明了三相变压器。同年布朗（Brown）又制造出第一台油冷、油绝缘变压器。 1890年德国人威士顿(Wenstrom)做成对称三相铁心。 1891年德国西门子(Siemens Sohucrerf) 做成不对称三相铁心。美国人斯汀兰(W.Stanley)在西屋公司(Westing House) 做成单相壳式铁心。瑞士的勃朗—鲍佛利(B.B.C)公司的创始人勃朗(E.F.Brown) 做成三相壳式铁心。 1891年德国生产30kVA的油浸变压器(1878年美国人勃劳克斯(D.Brdoks)开始用油做绝缘。) 1900年德国人夏拉(Schalley)做成三相五柱式铁心。 1900年英国人哈特菲尔德(Hodfeild)发明了硅钢片, 1903年开始用硅钢片制造变压器铁心。 (德国在1904年, 美国在1906年, 俄国在1911年, 日本在1922年分别用硅钢片制造变压器铁心) 1905年德国人洛果夫斯基(W. Rowgowski)研究漏磁场提出漏磁系数。 1915年华纳(K.W.Wagner)研究线圈内部电磁振荡的基本理论,提出了过电压保护一种方式。 1922年美国人维特(J. M. Weed)研究过电压理论时, 提出了过电压保护另一种方式。 1930年前后变压器的基本理论已基本形成。 (3) 提高阶段(1930～至今) 1930年以后变压器进入改进提高阶段, 即采用新材料、改进结构、改进工艺、不断扩大变压器的使用范围。
设计变压器的基本公式 为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T） Bm=(Up×104)/KfNpSc 式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V） f——脉冲变压器工作频率（Hz) Np——变压器一次绕组匝数（匝） Sc——磁心有效截面积（cm2） K——系数，对正弦波为4.44,对矩形波为4.0 一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。 变压器输出功率可由下式计算（单位：W） Po=1.16BmfjScSo×10－5 式中：j——导线电流密度（A/mm2） Sc——磁心的有效截面积（cm2) So——磁心的窗口面积（cm2） 3对功率变压器的要求 （1）漏感要小 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。 图9双极性功率变换器波形 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。 （2）避免瞬态饱和
一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。 （3）要考虑温度影响 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=0.2～0.4T，即2000～4000GS。 （4）合理进行结构设计 从结构上看，有下列几个因素应当给予考虑： 漏磁要小，减小绕组的漏感； 便于绕制，引出线及变压器安装要方便，以利于生产和维护； 便于散热。 4磁心材料的选择 软磁铁氧体，由于具有价格低、适应性能和高频性能好等特点，而被广泛应用于开关电源中。 软磁铁氧体，常用的分为锰锌铁氧体和镍锌铁氧体两大系列，锰锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，MnCO3，ZnO，它主要应用在1MHz以下的各类滤波器、电感器、变压器等，用途广泛。而镍锌铁氧体的组成部分是Fe2O3，NiO，ZnO 等，主要用于1MHz以上的各种调感绕组、抗干扰磁珠、共用天线匹配器等。 在开关电源中应用最为广泛的是锰锌铁氧体磁心，而且视其用途不同，材料选择也不相同。用于电源输入滤波器部分的磁心多为高导磁率磁心，其材料牌号多为R4K～R10K，即相对磁导率为4000～10000左右的铁氧体磁心，而用于主变压器、输出滤波器等多为高饱和磁通密度的磁性材料，其Bs为0.5T（即5000GS）左右。 开关电源用铁氧体磁性材应满足以下要求：
工频变压器的设计计算 赵一强2010-9-15 ，这个 U2）， 从上可知，变压器是通过铁芯的磁场来传递电功率的。借助于磁场实现了初级电路和次级电路的电隔离；又通过改变绕组匝比，来改变次级的输出电压。 二、变压器特性参数和设计要求 1、磁通密度B和电流密度J 磁通密度（又叫磁感应强度）B和电流密度J是变压器设计的关键参数，直接关系着变压器的体积和重量，B 、J值越高，变压器越轻，但是B 、J的取值受到一定条件的限制，因此，变压器的体积和重量也受到这些条件的限制。 4Gs 。 H的关系曲线，在
图3中，Bs —饱和磁感应强度； Bs —过压保护磁感应强度 Bm —最大磁感应强度（计算值） 导磁率： H B ΔΔ= μ 饱和磁通密度为Bs 和导磁率μ是曲线的两个重要参数。 对于磁性材料，要求Bs 、μ 越高越好。Bs 高，变压器体积可减小；μ高，变压器空载电流小。 另外，还要求电阻率ρ高，这样损耗小、发热小。 ⑵ 电流密度J 电流密度J : 电路单位截面积的电流量，单位 ：安/厘米2（A/cm 2）。 变压器绕组导线的电阻：q l R cu ρ= 电流导线中所产生的损耗（铜损）： l IJ R I P cu cu cu ρ2 == 可以看出，铜损与电流和电流密度的乘积成正比，就是说，随着电流增加，要保持同样的绕组损耗和温升，必须相应地降低电流密度。 2、铁心、导线和绝缘材料 ⑴ 铁心形状和材料 铁心形状：卷绕的有O 型、CD/XCD 型、ED/XED 型、R 型、HSD 型(三相)， 冲片的有EI 、CI 型；这是我们常用两种冲片。 铁心材料牌号：硅钢（含硅量在2.3~3.6%） 冷轧无取向硅钢带：含硅量低（在0.5~2.5%）；厚0.35、0.5、0.65mm,我们常用0.5mm ； B 高、μ高，铁损大，价格较低，多用于小功率工频变压器。 冷轧取向硅钢带：含硅量较高（在2.5~3%），厚0.27、0.3、0.35mm, 我们常用0.35mm ；B 高、μ高，铁损小，价格较高，多用于中大功率工频变压器。 ⑵ 线圈导线材料 油性漆包线Q 0.05~2.5 耐温等级 A 105℃ 塑醛漆包线QQ 0.06~2.5 耐温等级 E 120℃ 聚酯漆包线QZ 0.06~2.5 耐温等级 B 130℃ 耐压均在600V 以上。最常用的是QZ 漆包线。 线圈允许的平均温升⊿τm =线圈绝缘所允许的最高工作温度-最高环境温度-（5—10K ）, 通常不超过60℃。5—10K 是考虑线圈最高温度与平均温度之差，功率大取大值。 ⑶ 层间绝缘材料 500V 以下不需要层间绝缘。各绕组间应垫绝缘0.03 聚酯薄膜2~3层。 3、 电源变压器的主要技术参数 ⑴ 输出功率（视在功率、容量、V A 数） ⑵ 输出电压及电压调整率和要求 ⑶ 电源电压、频率及变化范围 ⑷ 效率 ⑸ 空载电流及空载损耗 ⑹ 绕组平均温升 ⑺ 输入功率因数
IR2181S驱动芯片在全桥电路中应用设计和注意事项 摘要:三相全桥技术具有应用广泛,控制方便,电路简单等特点,因此,广泛应用于逆变电源,变频技术,电力电子等相关领域,但其功率MOSFET以及相关的驱动电路的设计直接与电路的可靠性紧密相关,如MOSFET的驱动电路设计不当,MOSFET很容易损坏,因此本文主要分析和研究了成熟驱动控制芯片IR2181S组成的电路,并设计了具体的电路,为提高MOSFET 的可靠性作一些研究,以便能够为设计人员在设计产品时作一些参考。关键 词:IR2181S驱动芯片;MOSFET;全桥电路;自举电路设计;吸收电路IR2181S的结构和驱动电路设计IR2181S是IR公司研发的一款专用驱动芯片电其内部结构参考图1:主要由:低端功率晶体驱动管,高端功率晶体驱动管,电平转换器,输入逻辑电路等组成。IR2181S优点是可靠性高,外围电路简单。它驱动的MOSFET高压侧电压可以达到600V,最大输出电流可达到1.9A(高端)2.3A(低端)。具体设计电路时如将MOSFET或IGBT 作为高压侧开关(漏极直接接在高压母线上)需在应用的时候需要注意以下几点: (1)栅极电压一定要比漏极电压高10-15V,作为高压侧开关时,栅极电压是系统中电压最高的。(2)栅极电压从逻辑上看必须是可控制的,低压侧一般是以地为参考点的,但在高端是就必须转换成高压侧的源极电位,相当于将栅极驱动的地悬浮在源极上,所以在实际应用中栅极控制电压是在母线电压之间浮动的。(3)栅极驱动电路吸收的功率不会显著影响整个电路的效率。图2是以IR2181S驱动芯片设计的三相全桥电路: 图2中应用到三个IR2181S驱动芯片每路驱动一组桥臂,提供高端和低端两路驱动信号(HO*,LO*),以第一路桥臂为例(其它同理):IR2181S输入是由DSP或其他专用驱动信号发生芯片产生的高端和低端两路驱动信号,经过2181输出同样也为两路,但经过2181内部处理后输出的信号和输入控制信号完全隔离,输出电流可以达到2A,上图中IR218S低端输出(LO1)驱动下管的信号是以直流母线侧负端为参考点,输出信号幅值大概在15V左右满足MOSFET开通要求。高端输出是以U1为参考基准,电位浮在母线上,当上端开通时IR2181S通过自举电路 (C4,C5)将电压举升到栅极开启电压值。其电压值约为: UG=U母线 15V 上述电路中(以Q2为例)电容C4,C5和自举二极管组成的泵电路,其中自举电容和自举二极管等参数都是要经过精密计算的,其工作原理和计算方法如下: (1)工作原理:当电路工作时Vs被拉倒地(输出接负载) 15V通过二极管给自举电容C4,C5充电也因此给Vs一个工作电压满足了电路工作。(2)参数设计:计算电容参数时应考虑到以下几点, ①MGT栅极电荷; ②高压侧栅极静态电流; ③2181内部电平转换电路电流; ④MGT G和S 之间的电流。(备注:因自举电路一般选择非电解电容设计时电容漏电流可以忽略。) 此公式给出了对自举电容电荷的最小要求; Q=2Qg Iqbs/f Qls Icbs/f 注:Qg为高端MOSFET栅极电荷。 f为系统工作频率。 Icbs为自举电容漏电流(本电路为非电解电容可忽略不计)。Qls为每个周期内电平转换电路对电荷的要求。(500/600V IC 为5nc 1200V IC为20nc)。Iqbs为高端驱动电路静态电流。上述计算的电荷量是保证芯片正常工作的前提条件,只有保证自举电容能提供足够的电荷和稳定的电压才不
变压器损耗 分为铁损和铜损,铁损又叫空载损耗,就是其固定损耗,实是铁芯所产生的损耗(也称铁芯损耗,而铜损也叫负荷损耗,1、变压器损耗计算公式 （１）有功损耗：ΔＰ＝Ｐ０＋ＫＴβ２ＰＫ-------（１） （２）无功损耗：ΔＱ＝Ｑ０＋ＫＴβ２ＱＫ-------（２） （３）综合功率损耗：ΔＰＺ＝ΔＰ＋ＫＱΔＱ----（３） Ｑ０≈Ｉ０％ＳＮ，ＱＫ≈ＵＫ％ＳＮ 式中：Ｑ０——空载无功损耗（ｋｖａｒ） Ｐ０——空载损耗（ｋＷ） ＰＫ——额定负载损耗（ｋＷ） ＳＮ——变压器额定容量（ｋＶＡ） Ｉ０％——变压器空载电流百分比。 ＵＫ％——短路电压百分比 β——平均负载系数 ＫＴ——负载波动损耗系数 ＱＫ——额定负载漏磁功率（ｋｖａｒ） ＫＱ——无功经济当量（ｋＷ／ｋｖａｒ） 上式计算时各参数的选择条件： （１）取ＫＴ＝１.０５； （２）对城市电网和工业企业电网的６ｋＶ～１０ｋＶ降压变压器取系统最小负荷时，其无功当量ＫＱ＝０．１ｋＷ／ｋｖａｒ； （３）变压器平均负载系数，对于农用变压器可取β＝２０％；对于工业企业，实行三班制，可取β＝７５％； （４）变压器运行小时数Ｔ＝８７６０ｈ，最大负载损耗小时数：ｔ＝５５００ｈ； （５）变压器空载损耗Ｐ０、额定负载损耗ＰＫ、Ｉ０％、ＵＫ％，见产品资料所示。 2、变压器损耗的特征 Ｐ０——空载损耗，主要是铁损，包括磁滞损耗和涡流损耗； 磁滞损耗与频率成正比；与最大磁通密度的磁滞系数的次方成正比。 涡流损耗与频率、最大磁通密度、矽钢片的厚度三者的积成正比。 ＰC——负载损耗，主要是负载电流通过绕组时在电阻上的损耗，一般称铜损。其大小随负载电流而变化，与负载电流的平方成正比；（并用标准线圈温度换算值来表示）。 负载损耗还受变压器温度的影响，同时负载电流引起的漏磁通会在绕组内产生涡流损耗，并在绕组外的金属部分产生杂散损耗。 变压器的全损耗ΔＰ=Ｐ０+ＰC 变压器的损耗比=ＰC/Ｐ０ 变压器的效率=ＰＺ/（ＰＺ+ΔＰ），以百分比表示；其中ＰＺ为变压器二次侧输出功率。一、变损电量的计算：变压器的损失电量有铁损和铜损两部分组成。铁损与运行时间有关，铜损与负荷大小有关。因此，应分别计算损失电量。 1、铁损电量的计算：不同型号和容量的铁损电量，计算公式是：
全桥变换器主电路分析 王振存 2006.04 1.电源概述 本电源，额定电流1000A。主电路采用全桥拓扑结构，两路并联的供电方式。主电路原理框图如图1所示。 2. 输入整流滤波电路的设计 电源交流输入采用三相三线输入方式，经三相桥式整流器输出脉动直流，经直流母线滤波供给后级功率变换电路。输入整流电路如图2所示。 图 1 对图中元件说明如下： D1-D6：三相整流桥，PE：输入端保护熔断器，PV压敏电阻； R56缓起电阻，C5、C6、C7：共模滤波电容； KA：接触器，C8直流母线滤波电容： 为限制刚开始投入时电解电容充电产生的电流浪涌，在输入整流电路增加了缓起电路。具体工作原理是，电源经外部加电，此时A、C线电压经R56、R55、D1、D2、D5、D6给电容充电，直流母线电压慢慢上升，上升到辅助电源启动电压时，辅助电源工作控制板得电将接触器闭合，将R56、R55短路，缓起动过程结束。 输入滤波电容的选择过程如下：取整流滤波后的直流电压的最大脉动值为低
交流峰值电压的10％，按照下面步骤计算电容的容量： ● 输入电压的有效值%10380±V 即342V ～418V; ● 输入交流电压峰值：482V ～591V ； ● 整流滤波后直流电压的最大脉动值：V V 2.4810482％＝?; ● 整流后直流电压的范围：433.8V ～542.8V ； ● 电源总功率按50KW 计算则等效电阻为Ω== 76.350000 8.4332 L R ; ● 一般取放电时间常数τ=R L C=(3~5)T/6故最小电容F C μ265076 .301.0== ； 3. 全桥逆变电路工作状况分析 3.1 工作模态分析 电源由全桥逆变器和输出整流滤波电路构成。全桥逆变器的主电路如图2所示，由四功率管Q1~Q4及其反并二级管D1~D4,和输出变压器（L LK 为主变压器漏感），吸收电路，隔直电容等组成。 LD R V 图2 在一个开关周期中，电流连续的情况下，全桥变换器共有有4种开关模态。 在t0时刻，对应于图3（a ）。Q1、Q4导通。电压经Q1、Q4、C3、加到变压
摘要：介绍了环形变压器的特性和优点，阐明了应用中要注意的事项，通过实例介绍了环形变压器的设计计算方法。 关键词：变压器；环形变压器；设计 1引言 环形变压器是电子变压器的一大类型，已广泛应用于家电设备和其它技术要求较高的电子设备中，它的主要用途是作为电源变压器和隔离变压器。环形变压器在国外已有完整的系列，广泛应用于计算机、医疗设备、电讯、仪器和灯光照明等方面。 我国近十年来环形变压器从无到有，迄今为止已形成相当大的生产规模，除满足国内需求外，还大量出口。国内主要用于家电的音响设备和自控设备以及石英灯照明等方面。 环形变压器由于有优良的性能价格比，有良好的输出特性和抗干扰能力，因而它是一种有竞争力的电子变压器，本文拟就它的特点作一介绍。 2环形变压器的特点 环形变压器的铁心是用优质冷轧硅钢片（片厚一般为0.35mm以下），无缝地卷制而成，这就使得它的铁心性能优于传统的叠片式铁心。环形变压器的线圈均匀地绕在铁心上，线圈产生的磁力线方向与铁心磁路几乎完全重合，与叠片式相比激磁能量和铁心损耗将减小25％，由此带来了下述一系列的优点。 1）电效率高铁心无气隙，叠装系数可高达95％以上，铁心磁导率可取～（叠片式铁心只能取～），电效率高达95％以上，空载电流只有叠片式的10％。 2）外形尺寸小，重量轻环形变压器比叠片式变压器重量可以减轻一半，只要保持铁心截面积相等，环形变压器容易改变铁心的长、宽、高比例，可以设计出符合要求的外形尺寸。 3）磁干扰较小环形变压器铁心没有气隙，绕组均匀地绕在环形的铁心上，这种结构导致了漏磁小，电磁辐射也小，无需另加屏蔽都可以用到高灵敏度的电子设备上，例如应用在低电平放大器和医疗设备上。 4）振动噪声较小铁心没有气隙能减少铁心感应振动的噪音，绕组均匀紧紧包住环形铁心，有效地减小磁致伸缩引起的“嗡嗡”声。 5）运行温度低由于铁损可以做到kg，铁损很小，铁心温升低，绕组在温度较低的铁心上散热情况良好，所以变压器温升低。 6）容易安装环形变压器只有中心一个安装螺杆，特别容易在电子设备中进行快速安装与拆卸。 3环形变压器的分类 根据国外文献介绍，环形变压器可分为标准型、经济型及隔离型等三类，各类的特点是 1）标准型电源变压器产品系列容量8～1500VA，有较小的电压调整率、满载运行温升仅为40℃，允许短时超载运行，适合于要求高的使用场合。 初次级绕组间采用B级（130℃）的聚酯薄膜绝缘，要求至少包三层绝缘
摘要：详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法，以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证，效率高、干扰小，表现了优良电气特性。关键词：开关电源变压器；磁芯选择；磁感应强度；趋肤效应；中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展，开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分，更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件，对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中，真止难以把握是磁路部分设计，开关电源变压器作为磁路部分核心元件，不但需要满足上述要求，还要求它性能高，对外界干扰小。由于它复杂性，对其设计一、两次往往不容易成功，一般需要多次计算和反复试验。因此，要提高设计效果，设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下： 电路形式半桥式； 整流形式全波整流； 工作频率f=38kHz； 变换器输入直流电压Ui=310V； 1
变换器输出直流电压Ub=14.7V； 输出电流Io=25A； 工作脉冲占空度D=0.25～O.85； 转换效率η≥85％； 变压器允许温升△τ=50℃； 变换器散热方式风冷； 工作环境温度t=45℃～85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前，高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中，坡莫合金价格最高，从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高，但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内，它们呈现铁损最高，因此，受到高功率密度和高效率制约，它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些，饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低，但铁氧体材料价格便宜，可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计，用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求，而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以，综合来考虑，变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料，E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标，它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低，则变压器体积重量增加，匝数增加，分布参数性能恶化；若工作磁感应强度选择过高，则变压器温升高，磁芯容易饱和，工作状态不稳定。一般情况下，开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些，对于铁氧体材料，工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中，根据特定工作频率、温升、工作环境等因素，把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率，其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流，因此 2
Full-bridge converter变换器 电气0810 赵玮08292053 题目： 设计一Full-bridge converter变换器。输出电压48V，功率为100W。其中：输入电压为直流48V~8V。 要求： 1.通过计算选参数把输出电压纹波Vp-Vp控制在2%之内。 2.主电路元器件的选用、控制芯片的选用、各种为改善电源质量的电磁兼容措施等，任由各位同学自己决定，但要说明选用的理由。 3. 要有：过压和欠压保护；短路保护；过电流保护措施
一、主电路工作原理及器件选择 1、全桥变换工作原理 全桥变换器的主电路如下图1所示，其主要工作波形如下图2所示。仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。 2、Full-bridge converter变换器结构 图1
3、全桥变换器工作波形 图2 4、参数计算和器件选择 1）变压器的选择 为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。为了降低输出整流二极管的反向电压，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为： (max)sec(min)sec(max)o D LF V V V V D ++= 其中：0(max)V 是最高输出电压，即均充电压；d V 是输出整流二极管 的通态压降；LF V 是输出滤波电感上的直流压降。取 (max)48(12%)49o V V =?+≈，d LF V =0.7V,V 1V =，所以sec(min)490.7163.3750.8 V V ++==，所以变压器原副边变比为
变压器计算公式已知容量，求其各电压等级侧额定电流 口诀a ： 容量除以电压值，其商乘六除以十。 说明：适用于任何电压等级。 在日常工作中，有些只涉及一两种电压等级的变压器额定电流的计算。将以上口诀简化，则可推导出计算各电压等级侧额定电流的口诀： 容量系数相乘求。 已知变压器容量，速算其一、二次保护熔断体（俗称保险丝）的电流值。 口诀b ： 配变高压熔断体，容量电压相比求。 配变低压熔断体，容量乘9除以5。 说明： 正确选用熔断体对变压器的安全运行关系极大。当仅用熔断器作变压器高、低压侧保护时，熔体的正确选用更为重要。 这是电工经常碰到和要解决的问题。 已知三相电动机容量，求其额定电流 口诀（c）：容量除以千伏数，商乘系数点七六。 说明： （1）口诀适用于任何电压等级的三相电动机额定电流计算。由公式及口诀均可说明容量相同的电压等级不同的电动机的额定电流是不相同的，即电压千伏数不一样，去除以相同的容量，所得“商数”显然不相同，不相同的商数去乘相同的系数，所得的电流值也不相同。若把以上口诀叫做通用口诀，则可推导出计算220、380、660、电压等级电动机的额定电流专用计算口诀，用专用计算口诀计算某台三相电动机额定电流时，容量千瓦与电流安培关系直接倍数化， 省去了容量除以千伏数，商数再乘系数。 三相二百二电机，千瓦三点五安培。 常用三百八电机，一个千瓦两安培。 低压六百六电机，千瓦一点二安培。
高压三千伏电机，四个千瓦一安培。 高压六千伏电机，八个千瓦一安培。 （2）口诀c 使用时，容量单位为kW，电压单位为kV，电流单位为A，此点一定要注意。 （3）口诀c 中系数是考虑电动机功率因数和效率等计算而得的综合值。功率因数为，效率不，此两个数值比较适用于几十千瓦以上的电动机，对常用的10kW以下电动机则显得大些。这就得使用口诀c计算出的电动机额定电流与电动机铭牌上标注的数值有误差，此误差对10kW以下电动机按额定电流先开关、接触器、导线等影响很小。 （4）运用口诀计算技巧。用口诀计算常用380V电动机额定电流时，先用电动机配接电压数去除、商数2去乘容量（kW）数。若遇容量较大的6kV电动机，容量kW 数又恰是6kV数的倍数，则容量除以千伏数，商数乘以系数。 （5）误差。由口诀c 中系数是取电动机功率因数为、效率为而算得，这样计算不同功率因数、效率的电动机额定电流就存在误差。由口诀c 推导出的5个专用口诀，容量（kW）与电流（A）的倍数，则是各电压等级（kV）数除去系数的商。专用口诀简便易心算，但应注意其误差会增大。一般千瓦数较大的，算得的电流比铭牌上的略大些；而千瓦数较小的，算得的电流则比铭牌上的略小些。对此，在计算电流时，当电流达十多安或几十安时，则不必算到小数点以后。可以四舍而五不入，只取整数，这样既简单又不影响实用。对于较小的电流也只要算到一位小数即可。 *测知电流求容量 测知无铭牌电动机的空载电流，估算其额定容量 口诀： 无牌电机的容量，测得空载电流值， 乘十除以八求算，近靠等级千瓦数。 说明：口诀是对无铭牌的三相异步电动机，不知其容量千瓦数是多少，可按通过测量电动机空载电流值，估算电动机容量千瓦数的方法。 测知电力变压器二次侧电流，求算其所载负荷容量 口诀： 已知配变二次压，测得电流求千瓦。 电压等级四百伏，一安零点六千瓦。
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5 层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该