电力电子应用课程设计
班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎
专业电气工程及其自动化
系别电气工程系
指导教师陈万丁卫红
淮阴工学院
电气工程系
2014年6月
前言
电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。
一、设计目的
通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A
二、设计任务
1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形；
2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。
3、焊接电路板，并调试。
三、总体设计
3.1开关电源的发展
开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。
开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多
种直流电能的变换器；逆变器，是将直流电能转换成另一种或多种直流电能的变换器；整流器是将交流电转换成直流电的电能变换器和交交变频器四种。
开关电源的高频化是电源技术发展的创新技术，高频化带来的效益是使开关电源装置空前的小型化，并使开关电源进入更广泛的领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化，另外开关电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。
3.2 DC/DC变换器的基本拓扑
3.2.1 概述
直流变换器按输出与输入间是否有电气隔离可分为两类：没有电气隔离的称为不隔离的直流变换器，有电气隔离的称为有隔离的直流变换器。
有隔离的变换器可以实现输入与输出间的电气隔离，通常采用变压器隔离，变压器本身具有变压的功能，有利于扩大变换器的应用范围。变压器的应用还便于实现多路不同电压或多路相同电压的输出。
3.2 .2 电路拓扑
变换器的电路拓扑多达上百种，包括降压式(Buck)变换器、升压式变换器、升降压式变换器、Cuk变换器、Zeta变换器、Sepic变换器、正激变换器、反激式变换器、推挽式变换器、半桥式变换器、全桥变换器等。在进行变换器的设计工作之前，首先要选择电路拓扑。这是一件非常重要的工作，其他所有的设计选择、元器件选择、磁芯元件设计、环路补偿等等都取决于它。如果电路拓扑发生改变，这些也必须随着改变。本课题要求研究降压式正激变换器，正激变换器具有电路结构简单、输入输出电压隔离、可以多路输出等优点，广泛应用在中小功率变换场合。
(1) 降压式(Buck)变换器
降压式变换器是一种输出电压等于或小于输入电压的单管非隔离直流变换器。具有电路简单，调整方便，可靠性高；对功率晶体管及续流二极管耐压的要求低；电源带负载能力强，电压调整率好等优点。但在这种电路中，功率晶体管和负载直接与整流电源串联，故万一晶体管被击穿时，负载两端的电压便升高到整流电源电压，负载会因承受过电压而损坏。
(2) 正激变换器
正激式变换器实际上是在降压式变换器中插入隔离变压器而成，变压器的引入，不仅实现了电源侧与负载侧间的电气隔离，也使该变换器的输出电压可以高于或低于电源电压，还可实现多输出。而Q 的占空比可在比较合理的范围内变化，通常选择在0.45上下变化，这时在同样输出功率下，Q 的计算功率较小。
这种变换器的优点是：可方便地实现交流电网和直流输出端机架之间的隔离；能方便的实现多路输出。在占空比的变化范围不能改变的情况下，可方便地通过改变高频变压器的匝比，使之满足交流电网电压在一定范围内变化时能稳压的要求。
四、器件选择
4.1变压器
在开关电源中的变压器其主要的目的是传输功率，将一个将电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其他重要的功能：
(1)通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； (2)增加多个不同的匝数次级，获得不同的多路输出电压；
(3)为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。
在正激变换器中，变压器的主要作用不是储存能量而是纯粹的变压功能(即对输入电压进行升压或降压)。需要综合考虑占空比和匝比来进行设计。虽然储能能力常常是选择电感器的主要依据，但变压器储能仅是单纯的励磁能量，与负载电流无关，只随输入电压的变化而变化。确保变压器复位也是一个问题，它限制了变压器的占空比要保持低于0.45。
本设计要求输入电压为直流48V,波动值为36V-75V,输出电压为5V ，输出电流为10A,功率要求为50W 。
变压器输入输出电压关系式为：1
2
0N N DU U i ⨯
=
一般选择占空比D 为0.45,则N2/N1=25:108.所以为了使变压器在输入电压波动范围内都保持工作，因此变压器的匝比希望选择25:108。下面计算变压器的参数：
(1)确定最大磁感应强度
考虑高温时饱和磁感应强度B S 会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应一般为2000-2500G S 。
(2)根据输出功率选择磁芯 面积乘积的粗略预算公式：
434
)(cm f
B K Po
AeAw AP ⨯∆⨯==
注：Ae----磁芯有效截面积； Aw ----线圈窗口面积； Po----输出功率(W)；
B ∆----磁通密度变化量(T)；
f----变压器工作频率（HZ ）； k----正激变化器中值为0.014；
代入公式得：434
3
148.0)10
10015.0014.050(cm AP =⨯⨯⨯= 查附表1选择P 型2616的磁芯，A e ＝0.948mm 2，A w =0.407mm , V e =3.53cm 3，,P=123.5W,f=200KHZ 。
查附表2得到磁芯尺寸（mm ）：d1=25.5, d2=21.2, d3=11.5，d4=5.4，h1=16.0,h2=11.0,a=18.0,b=3.8,Ie=37.6mm,I/A=0.4mm -1。
(3)计算副边匝数 周期5101
-==
f
T S,最大占空比为0.45， t on =4.5×10-6S
计算输出电压加上满载时二极管和次级IR 压降：
V U 4.54.05'
0=+=
由电磁感应定律可得：
∆Φ=2'
0N T U
355.210
948.015.0105.44.5104.54
6
6'
02≈=⨯⨯⨯⨯=⨯∆B ⨯=∆Φ=---e A T U N
(4)计算原边匝数
变压器输入输出电压关系式为：
1
2
0N N DU U i ⨯
= 所以 12
N N ≥ min
max '
0Ui D U
=
3645.04
.5⨯= 2
.164.5
≈0.333
由变压器的性质得：
2
1
N N n =
则 865.755.22
.164
.521≈=⨯=
⨯=N n N 如果取5匝，将大大增加了伏/匝、磁感应变化量和磁芯损耗。如果取6匝，减少了磁芯损耗，但是增加了线圈损耗。因为以上结果接近5匝，选取5匝。此时由N
D U U IN ⨯
=0,'D =0.32。
(5)副边电流有效值为：A =⨯=⨯=66.532.010'02D I I
(6)原边电流有效值为：()A =+⨯⎪⎪⎭⎫
⎝⎛⨯=57.305.011221N N I I
(7)选择线径：根据导线的电流密度J=4A/mm 2， 所以原边绕组所选截面积为：J I 1 =3.57/4 = 0.8925 mm 2
副边绕组所选截面积约为：J
I 2 =5.66/4 = 1.415 mm 2
4.2 电感
电感常为储能元件，其特点是流过其上的电流有很大的惯性，换句话说，由于磁通连续性，电感上的电流必须是连续的，否则将产生很大的电压尖峰波。它是磁性元件，存在磁饱和的问题。在开关电源中有一个不可忽视的问题，电感的绕线所引起两个分布参数的现象。其一是绕线电阻，这是不可避免的，其二是分
布式杂散电容，随绕制工艺、材料而定。
由于是直流电感， MPP （钼坡莫合金磁粉芯）或者铁粉芯是比较适合的。为
了做到小体积，选择MPP ，r
I f D V L c on ⨯⨯⨯=*
其中0V V V inr on -=
inr
V V D 0
*=
, I C =D I -10
因此L=
H =⨯⨯⨯μ72.24
.071.141032
.055
电感值为5.44H μ，直流电流为10A ，储能为mJ 272.000272.0102=⨯。 根据电流有效值选择导线的线径，因为A =⨯==66.532.0100D I I ，所以选择导线的截面积约为1.415 mm 2，电流较大时，仍需采用多股并绕，但由于电感中的交流成分较小，必要时可选用较粗的导线绕制。
4.3 电容
由经验公式得:
1%U0 = △I
WC
1 即 1%U0 = △I
fC
π21
所以 C = U f 0%12I
⨯∆π=
=⨯U f 0001.02.30I π10
01.05014.32103.0⨯⨯⨯⨯⨯
=0.0956F
4.4 电阻
R=
Ω==5.010
5I V 4.5二极管
D1为整流二极管、D2为续流二极管。其所承受的电压为相等，为：
V N N V V in
8.2821
==
电流分别为：A =⨯==66.532.01001D I I D
A =⨯=-=25.868.010102
D I I
D
D3为复位二极管。其电流、电压如下
V V D 483
=
A ==57.313
I I
D
D1选用5EQ100类型的二极管，D2 、D3选用10YQ045类型的二极管。
4.6 开关管
开关电源中所出现的故障中约百分之六十是功率开关管损坏引起的。开关电源中采用的开关管是MOSFET 管，有些还采用IGBT 管以及GTO 管。IGBT 主要用在高功率大输出的场合，GTO 主要用于中功率较小输出的场合，而MOSFET 主要用于小功率小输出的场合，该设计是50W 谐振复位正激变换器的设计，输出功率只有50W ，输入电压为48伏，输出电压为5伏，为小功率小输入小输出，因此在此处采用MOSFET 管已经足够。
MOSFET 是一种电压控制的单极型器件。具有驱动电路简单，需要的驱动功率小；开关速度快，工作频率高等优点，广泛应用于开关电源中。分为P 型、N 型，在此处采用N 型MOSFET 管。
设频率为100KHZ ，占空比为0.45，开关管Q1的开通和关断时间为
s T t on μ5.445.0== μ5.665.0==T t off
开关管关断时所承受的电压保持在输入电压的两倍，为96V 。 即 V V V V in q 9648221=⨯== 线圈电流即为变压器原边的电流，因此，
A ==66.521
I I
Q
查阅资料可知开关管型号为IRF640ZL 即可。
4.7 UC3843芯片
UC3842 、UC3843 是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直
流变换器应用而设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。
其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。UC3843A是专为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5伏（通）和7.6V（断）。
特点:
1、微调的振荡器放电电流，可精确控制占空比.
2、电流模式工作到500KHZ
3、自动前馈补偿
4、锁存脉宽调制，可逐周限流
5、内部微调的参考电压，带欠压锁定
6、大电流图腾柱输出
7、欠压锁定，带滞后
8、低启动和工作电流
9、直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口
引脚图
五、电路设计工作原理
此电路设计，主要有五个部分组成：主电路（正激变换器设计）、辅助电源电路、PWM控制电路、二次环路电路以及保护电路。
5.1电路的工作原理说明：
为了分析的方便，做出如下假设：
（1）变压器的漏电感远远小于励磁电感，变压器的线圈电阻、寄生电容可以忽略不计，其等效电路如图3。
图3 变压器的等效电路
（2）主开关管Q1、整流二极管D1、续流二极管D2在导通期间相当于短路，在关断期间相当于电容器，其等效电路如图4所示。
(a)主开关管的等效电路 (b)二极管的等效电路
图4 功率开关器件的等效电路
（3）Lf足够大，在一个开关周期内，其电流基本保持不变，这样Lf和Cf 以及负载可以看成电流源。在一个开关周期中，该变换器有6种开关模态，其等效电路如图5所示。
图5 各开关模态的等效电路
①开关模态1[t0,t1]
开关模态1为开关管Q1开通阶段，见图5(a)。在t0时刻，开通开关管Q1，流过整流二极管D1的电流增加，续流二极管D2的电流减小，励磁电流im从Im(-)开始线性上升。在t1时刻，D2的电流减小到零，由D1代替D2给负载供电，开关模态1结束。
②开关模态z[t1 ，t2]
开关模态2为功率输出阶段，见图5(b)。
在此模态中，能量通过变压器由输入电源传送给负载。励磁电流im继续上升。在t2时刻，关断Q1，开关模态2结束。
③开关模态3[t2，t3]
开关模态3为开关管Q1关断阶段，见图5(c)。在此模态中，开关管的结电容Cs被充电，续流二极管的结电容CD2放电。在t3时刻，VD2减小到零，CD2放电结束，续流二极管D2自然导通，开关模态3结束。
④开关模态4[t3，t4]
见图5(d)。在此模态中，变压器漏电感上存储的能量继续给Cs充电。在t4时刻，i2 下降到零，变压器漏感上的能量全部传递到Cs上，开关模态4结束。由于开关模态4的时间很短,可以认为励磁电流基本不变，即：
⑤开关模态5[t4 ，t5]
开关模态5为磁复位阶段，见图5(e)。在此模态中，励磁电感L与结电容Cs、CD1谐振工作。结电容上储存的能量回馈给电源和变压器电感，完成磁复位。在t5时刻，VD1下降到零，变压器完成磁复位，开关模态5结束。
⑥开关模态6[t5 ，t6]
开关模态6为死区阶段，见图5(f)。在此模态中，D1和D2同时导通，副边绕组被箝位在零位，因此原边绕组电压也为零，变压器的励磁电流保持不变。
在t6时刻，开通开关管Q1，开始下一个开关周期。
5.2设计原理
1、磁复位技术
使用单端隔离变压器之后，变压器磁芯如何在每个脉动工作磁通之后都能恢复到磁通起始值，这是产生的新问题，称为去磁复位问题。因为线圈通过的是单向脉动激磁电流，如果没有每个周期都作用的去磁环节，剩磁通的累加可能导致出现饱和。这时开关导通时电流很大；断开时，过电压很高，导致开关器件的损坏。剩余磁通实质是磁芯中仍残存有能量，如何使此能量转移到别处，就是磁芯复位的任务。
具体的磁芯复位线路可以分成两种：
一种是把铁芯残存能量自然的转移，在为了复位所加的电子元件上消耗掉，或者把残存能量反馈到输入端或输出端；
另一种是通过外加能量的方法强迫铁芯的磁状态复位。具体使用那种方法，可视功率的大小、所使用的磁芯磁滞特性而定。本课题采用第一种磁复位方法。
图4 典型的两种磁芯磁滞特性曲线
如图4所示，在磁场强度H为零时，磁感应强度的多少是由铁芯材料决定。图a的剩余磁感应强度Br比图b小，图a一般是铁氧体、铁粉磁芯和非晶合金磁芯，图b一般为无气隙的晶粒取向镍铁合金铁芯。
对于剩余磁感应强度Br较小的铁芯，一般使用转移损耗法。转移损耗法有线路简单、可靠性高的特点。对于剩余磁感应强度Br较高的铁芯，一般使用强迫复位法。强迫复位法线路较为复杂。
简单的损耗法磁芯复位电路是由一只稳压管和二极管组成，稳压管和二极管与变压器原边绕组或和变压器副边绕组并联，磁芯中残存能量由于稳压管反向击穿导通而损耗，它具有两种功能，既可以限制功率开关管过电压又可以消除磁芯残存能量。在实际应用中由于变压器从原边到副边的漏电感（寄生电感）存在，这个电感中也有存储的能量，因此一般把稳压管和二极管与变压器原边绕组并联连结。这种电路只适用于小功率变换器中。
2、磁复位的方式分为：第三线圈复位法、RCD复位、有源钳位、双管正激。本次课题采用谐振复位法。
谐振复位法的优点：磁复位电路简单；功率开关电压较低；占空比d可大于0.5,适用于宽输入电压场合。缺点：大部分磁化能量消耗在钳位电阻中。因此，它广泛应用于价廉、效率要求不太高的功率变换场合。
六、单元电路的设计
6.1正激变换器的设计方法
在开关电源变换电路中，单端正激变换器由于具有电路结构简单、工作可靠性高等优点而广泛应用于中小功率变换场合。在单端正激变换器中，由于变压器的铁芯是单方向磁化的，为了防止铁芯磁饱和而导致的开关器件损坏，必须采取相应的措施，使变压器的铁芯磁复位。常见的磁复位方法有复位绕组复位、谐振复位、RCD复位、LCD复位以及有源箝位复位等。它们各有优缺点，其中谐振磁复位所需的器件少，磁能循环利用、效率高，适合于高频变换器。针对车载锂离子动力电池充电单元对重量、体积、效率等方面的特殊要求，本文对单端正激变换器谐振磁复位技术进行了研究。
谐振磁复位电路是利用电路中开关器件寄生电容与变压器励磁电感的自激振荡来实现磁复位。其主电路的拓扑结构如图1，图中：Cs是开关管的结电容，Lm是变压器的励磁电感。图2是电路主要参数波形图。
图l 电路原理图
图2 变换器的主要波形
6.2 辅助电源电路设计
主要通过Z2稳压管将Vcc电压稳定到9V左右，给UC3843提供电压使其工作。
6.3PWM控制电路设计
此控制电路主要通过UC3843芯片工作，通过6脚输出产生驱动信号。
6.4二次环路电路设计
此电路主要起反馈作用，通过引出脚Vf控制两电路之间的反馈。
6.5 保护电路设计
此电路主要起过电压、过电流以及过温保护作用。
七、电路焊接与调试
通过前期的电路设计与元器件的选择，使用PROTEL绘制电路图并制作了PCB 板，选择对应元器件焊接到PCB板上，之后调试。调试过程，开始的时候出现了输出没有电压、占空比很大等情况，在老师的帮助下找到了原因，由于电路板设计时为了考虑更好的散热效果，所以在电路板上元器件引脚设置接线处没有注意，导致出现输出没有电压。焊接实物及测试波形如下：
UC3843 6脚输出驱动信号波形
八、心得体会
两周的课程设计结束了，在这次的课程设计中不仅检验了我所学习的知识，也培养了我如何去把握一件事情，如何去做一件事情，又如何完成一件事情。在设计过程中，与同学分工设计，和同学们相互探讨，相互学习，相互监督。
课程设计是我们专业课程知识综合应用的实践训练，是我们迈向社会，从事职业工作前一个必不少的过程．”千里之行始于足下”，通过这次课程设计，我深深体会到这句千古名言的真正含义．我今天认真的进行课程设计，学会脚踏实地迈开这一步，就是为明天能稳健地在社会大潮中奔跑打下坚实的基础．本次设计详细阐述了正激变换器中变压器的设计方法，并结合具体设计任务，设计出一个用于48V（36～75V）输入，5V/10A输出的高频开关电源变压器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。但由于自己的能力水平有限，设计过程中出现了不少错误，例如：在选择元器件时，没有考虑其裕量；在焊接时由于都是贴片元件，焊接时将元器件对应位置出错等等。本文对50W谐振复位正激变换器的设计给出方案，在正激变换器的基础上分析了谐振复位正激变换器的基本拓扑和工作原理，分析了谐振复位正激变换器的几种工作模态。通过查阅资料和文献，确定了各元器件的参数，选出了合适的原件，最终得出了50W 正激变换器的设计思路。在电路图的设计过程中，利用PROTEL软件画出了原理图，并进一步加深了对PROTEL软件的了解和认识。本次设计锻炼了我的动手能力，树立了理论联系实际的理念，并且使自己进一步熟练了对Microsoft office和PROTEL以及各种辅助应用软件的使用，对我有大有裨益。
在课程设计的过程中，我遇到过各种各样的问题，培养了我综合运用所学知识解决实际技术问题的能力；掌握了资料查询的基本方法，培养自己学习及独立思考解决问题的的能力，并融会贯通知识体系，但对设计过程有一个总体的设计思路，才是我们设计成功的关键。
最后，我要感谢陈老师.，老师严谨细致、一丝不苟的作风一直是我工作、学习中的榜样；是陈老师循循善诱的教导，我才能够很顺利的完成了这次课程设计。
九、参考文献
[1] 王兆安，刘进军主编，电力电子技术[M]。机械工业出版社 2009
[2] 杜刚主编，电路板设计与制作——Protel应用教程[M]。清华大学出版社 2010
[3] 叶斌主编，电力电子应用技术[M]。清华大学出版社 2006
[4] 赵修科主编，开关电源中磁性元器件[M]。2004
附图1 电路设计总原理图与实物图
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直
电力电子应用课程设计 班级电气3113 学号 1111221129 姓名姜飞虎 专业电气工程及其自动化 系别电气工程系 指导教师陈万丁卫红 淮阴工学院 电气工程系 2014年6月
前言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出5Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。 一、设计目的 通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：5Vdc/10A 二、设计任务 1、分析谐振复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电压波形和各支路的电流波形； 2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等。 3、焊接电路板，并调试。 三、总体设计 3.1开关电源的发展 开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。 开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多
正激变换器中变压器的设计 1引言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。 2正激变换器中变压器的设计方法 正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大
电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。
六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器 半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。 半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。 正激变换器 绕组复位正激变换器 LCD复位正激变换器 RCD复位正激变换器 有源钳位正激变换器 双管正激 吸收双正激 有源钳位双正激
原边钳位双正激 软开关双正激 推挽变换器 无损吸收推挽变换器 推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免. 如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同. 推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用. 半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑. 半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决. 半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制. 全桥变换器 全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....
基于离散自适应滑模控制的DC-DC变换器的设计与仿真徐恒通;王卫国 【摘要】Aiming at the single-ended forward circuit,this paper presents a control method and simulation method of DC-DC converter under discrete time system. The control part adopts the discrete adaptive sliding mode control algorithm.By analyzing the state equation of the circuit,the control matrix of the adaptive sliding mode control algorithm is obtained,which should apply to the discrete adaptive sliding mode control algorithm. On the basis of theoretical analysis,due to the particularity of digital control switching power supply,Simulink –Saber co-simulation are used to simulate the circuit and adjust the parameters of the control part to fully verify the performance of the discrete adaptive sliding mode controller. The experimental results show that the discrete adaptive control has fast transient response characteristics and good robustness when the system parameters change.%针对单端正激电路,本文提出了一种离散时间系统下的DC-DC转换器的控制方式以及仿真方法.控制部分采用离散自适应滑模控制算法,通过分析电路的状态方程得到自适应滑模控制算法所需的各个控制矩阵,应用这些矩阵配置离散自适应滑模控制算法.在理论分析的基础上,由于数字控制开关电源的特殊性,通过Matlab-Simulink与Synopsys-Saber来对电路对该电路进行联合仿真并对控制部分的参数进行调整,充分验证离散自适应滑模控制器的控制性能.实验结果表明,当系统参数变化时,离散自适应控制具有快速的瞬态响应特性和良好的鲁棒性.【期刊名称】《电子设计工程》
正激变换器中变压器的设计知识 1引言 电力电子技术中，高频开关电源的设计要紧分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还务必放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件要紧包含变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出全面的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。2正激变换器中变压器的设计方法 正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，能够有效抑制输出电压纹波。因此，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器务必进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包含第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]
与谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器使用第三绕组复位，拓扑结构如图1所示。 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换与绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热与效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能与可靠性。因此在设计与制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容与电流在导线中流淌的趋肤效应。通常根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感与分布电容限定值，在变压器的线圈结构设计中实现，而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。 2.1变压器设计的基本原则 在给定的设计条件下磁感应强度B与电流密度J是进行变压器
有源箝位设计程序UCC2891 有源箝位正激变换器的设计程序 概述： UCC2891电流型有源箝位PWM控制器提供了一个高度集成特色的控制器,专为有源箝位正激或反激变换器的精确控制服务。UCC2891的数据包含了精确设置IC所必须的全部细节。当然，这些有效的设计考虑及培训主要在有源箝位的功率级。它规定要预先设置好控制IC，本文使用有源箝位正激拓朴作实例，箝位部分，功率级和控制环路补偿在随后都作细节描述。 1．简介： 单端正激变换器是单或多电压输出,功率在50W~500W范围的一种通用选择。有几种广 泛使用的实现变压器复位技术。有源箝位的方法是既简单又有最佳性能的方法。ZVS（零 电压开关）低的开关电压应力，扩展出占空比范围, 以及减少了EMI。组合在一起有效地 改善了效率。综和这几个因素考虑都将是选择有源箝位技术。 但有源箝位的缺点之一就是需要精密的占空比箝制,如果没有箝住一些最大值，增加 的占空比可能会导致变压器的饱合或主功率MOSFET上的附加电压应力,这可能会导致灾难 性损坏。另一个缺点是需要对同步延迟时间的先进的控制技术。在主功率MOSFET与箝位MOSFET栅驱动之间的时间延迟。UCC2891系列的主要特色之一就是提供驱动一个P沟MOSFET（低边）或一个N沟MOSFET（高边）的能力。主功率开关和箝位开关之间的时间延迟的调整使过去使用有源箝位技术时的缺点在UCC2891用作控制IC时已不存在了。 对任何电源设计，满足设计规范小心地设计功率级控制环路。及最终设置PWM控制器 都是成功的关键。对于有源箝位正激拓朴要有一些附加考虑，这将在下面的设计实例中讨论，此例用了简洁明快的UCC2891 PWM控制IC。设计功率级,箝位级,控制环以及PWM的设置正如理论研究一样,都是ZVS所固有的，它适用于UCC2891/2/3/4及UCC2897。 2．有源箝位开关工作的基本原理： 在设计功率级之前，了解有源箝位的基本时序原理是很重要的，参看[6]和[7],这里 有八个阶段，深入地钻研有源箝位的电流交换，用低边有源箝位结构作为例子，完整的开 关周期t0~ t4可以简化并表述出四个性质不同的开关过程。如图1~图4。 2.1 t0---t1 功率传输 在此阶段功率由主开关传输至二次侧,此时Qmain导通,在此条件下刚好在ZVS条件下 导通。因其体二极管先前已经在导通状态（见图4）初级电流通过Qmain的沟道电阻。而 且变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。在二次侧，正向的同步整流Qf导通，并且流过整个负载电流。在先前状态，负载电流是流过同步整流Qr的体二极管。所以Qf 是硬开关状态的开启损耗的。
谐振变换器中同步整流控制专利技术综 述 摘要 谐振变换器中的同步整流控制技术是减小电路整体功率消耗，减小电路体积 的研究热点，其在开关电源领域具有举足轻重的地位。本文主要对谐振变换器中 的同步整流控制技术的专利申请进行分析，从专利文献的视角追踪了其技术发展 脉络，并重点针对防止反向电流，误动作、精确时间控制以及自驱动方式这四个 主要研究方向，对其技术方向和技术手段的发展脉络进行了梳理。 关键词：谐振变换器同步整流反向电流误动作自驱动 0引言 随着电力电子技术的发展和运用,电源技术越来越成熟,并呈现出小型化、高 频化、高功率密度以及低噪声等特点。同时,节能高效早已成为当今世界电源发 展的主题和热点。谐振变换器由于自身独特的结构,能实现软开关,有效地降低开 关损耗,充分利用变压器的励磁电感和漏感,易实现磁集成。 且近年来，电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。 传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积 的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。同步整流是采用通态电阻极低 的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。它能大大 提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。而同 步整流电路中可驱动的开关管，其需要驱动控制电路，其必然为电路中增加了元 件数目以及功率损耗，而为进一步减小电路体积、降低损耗，同步整流开关管的 驱动控制电路成为研究的热点[1-2]。
早期的同步整流控制电路均为普通变换器的同步整流控制电路，即采用原边 开关管的驱动信号直接对副边同步整流开关管进行控制，而在谐振变换器中，由 于电路中谐振频率与开关管工作频率不同，其必然导致开关管的驱动信号难以精 确获得，这也是后期申请中专利研究重点。 本文主要从专利文献的视角对谐振变换器中同步整流控制技术的发展进行了 全面的统计分析，总结了与该领域重点技术分支及其技术发展脉络，并从中得到 一定的规律。 1谐振变换器中同步整流控制技术 1.1谐振变换器中同步整流控制电路的一般结构 图1 谐振变换器中同步整流控制电路一般结构 图1示出了谐振变换器中同步整流空盒子电路的一般结构，可以看出，其电 路结构中，变压器原边包含谐振变换器，该谐振变换器可以为各种类型的谐振变 换器，如半桥、全桥、推挽等各种类型谐振变换器，其谐振类型可以为LC、LLC 谐振类型；变换器的副边为同步整流电路，其采用可控开关管替代可不可控的二 极管，其开关管的门极连接驱动控制电路。 1.2谐振变换器中同步整流控制技术的主要技术分解 谐振变换器中同步整流控制电路中的可控开关管的驱动控制是主要研究重点，通过控制开关管的不同驱动控制，可以解决不同的技术问题，达到不同的技术效果，因此，其主要技术分解，主要从其解决的技术问题角度出发。一般分为：1）自驱动；2）非自驱动。其中非自驱动控制方式，又进一步为解决不同的技术问题，分别包含1）防止误动作；2）防止反向电流；3）导通关断时间精确控制。
正激变压器的设计本文以一个20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例,来说明正激变压器的计算过程 1、相关规格参数SPEC: INPUT:AC 180V~260V 50Hz OUTPUT:DC Uomax= 20A Pout: 274W Pomax=294W η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、选择core材质.决定△B 选择PC40材质Core,考虑到是自冷散热的方式,取ΔB＝ 3、确定core AP值.决定core规格型号. AP=AW×Ae=Ps×104/2×ΔB×fs×J×Ku Ps : 變壓器傳遞視在功率W Ps=Po/η+Po正激式 Ps=294/+294＝ J : 電流密度 A .取400 A/cm2
Ku: 銅窗占用系數. 取 AP=×104/2××60×103×400×≈ cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP= Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W 100KHz 25℃ 4、計算Np Ns. 1. 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= n = Np / Ns = Vi / Vo = Vinmin ×Dmax/ Vo+Vf Vf :二极管正向壓降取1V Vinmin=180××√2-20=209 VDC Vinmax=260×√2=370VDC n=209/+= 取 CHECK Dmax Dmax=nVo+Vf/Vinmin= +1/209=≈ Dmin=nVo+Vf/Vinmax= +1 /370= 2. 計算Np Np=Vinmin ×ton/ΔB×Ae
正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数〔SPEC〕: INPUT:AC180V~260V50Hz OUTPUT:DC13.8V (Uomax=14.7V)20A Pout:274W (Pomax=294W) η≧80%,fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps :變壓器傳遞視在功率( W)Ps=Po/η+Po(正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J :電流密度( A) .取400 A/cm2
Ku:銅窗占用系數.取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453cm2選用CORE ER42/15PC40．其參數為: AP=4.3262cm4Ae=194 mm2Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25%Pt=433W(100KHz25℃) 4、計算Np Ns. (1).計算匝比n = Np /Ns設Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min)×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387
编号 南京航空航天大学 电气工程综合设计报告题目双管直直变换器设计 学生姓名班级学号成绩 学院自动化学院 专业电气工程及其自动化 指导教师×××副教授 二〇一四年一月
双管直直变换器设计 摘要 首先，本文对DC-DC变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，选择双管反激电路作为辅助电源；结合高压、宽输入，大功率的设计要求，选择交错并联双管正激电路。 其次，本文详细阐述了双管反激变换器的稳态工作原理，分析比较了双管反激变换器两种工作模式的特点；对双管反激主电路以及基于UC3844的控制电路进行了详细的设计，并且建立了SABER 下的仿真模型；利用Protel绘制原理图及PCB，并研制出样机。此部分完成了双管反激变换器的原理分析、参数设计、损耗分析、仿真、一台20W、4路输出的样机制作及实验，实验结果验证了理论分析的正确性。 再次，本文对交错并联双管正激变换器的稳态工作原理进行了详细的分析阐述；对变换器主电路、控制电路和保护电路进行参数设计，建立了SABER下系统的仿真模型，最后给出了实验波形。此部分完成了一台2KV A交错并联双管正激变换器的原理分析、参数设计、仿真验证。 关键词：双管反激变换器，双管正激变换器，交错并联技术，损耗分析
目录 摘要 (i) Abstract ...................................................................................................... 错误！未定义书签。第一章概述......................................................................................................................... - 1 - 第二章双管反激变换器的研究......................................................................................... - 2 - 第三章双管反激式开关电源的损耗分析......................................................................... - 3 - 3.1双管反激变压器的损耗分析................................................................................... - 3 - 3.2双管反激变换器其它元件的损耗模型分析.............................. 错误！未定义书签。 3.3 本章小结..................................................................................... 错误！未定义书签。第四章双管反激式多路输出开关电源的设计与硬件实现............................................. - 4 - 4.1 DCM模式反激变换器功率电路设计..................................................................... - 5 - 4.2控制电路的设计.......................................................................... 错误！未定义书签。 4.3 双管反激变换器的SABER仿真.............................................. 错误！未定义书签。 4.4样机的制作及实验效率测试...................................................... 错误！未定义书签。 4.5 本章小结..................................................................................... 错误！未定义书签。第五章交错并联双管正激变换器的研究............................................ 错误！未定义书签。 5.1交错并联双管正激变换器的基本关系...................................... 错误！未定义书签。 5.2交错并联双管正激变换器中变压器的磁化过程...................... 错误！未定义书签。 5.3 LC无损吸收电路的工作原理.................................................... 错误！未定义书签。 5.4本章小结...................................................................................... 错误！未定义书签。第六章2KV A交错并联双管正激变换器的设计及仿真 ...................... 错误！未定义书签。 6.1样机的技术指标.......................................................................... 错误！未定义书签。 6.2主电路设计.................................................................................. 错误！未定义书签。 6.3控制电路的设计.......................................................................... 错误！未定义书签。 6.4 交错并联双管正激变换器的SABER仿真.............................. 错误！未定义书签。第七章总结与展望............................................................................................................. - 6 -
前言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，本文将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～75Vdc)，输出10Vdc/10A的正激变换器的高频开关电源变压器。 一、设计目的 通过本项目分析设计，加深学生对单管直流/直流变换电路的理解，掌握一般小功率DC/DC变换器主电路工作原理及相应控制方法，熟悉正激变换器中变压器复位的基本原理及相应的复位方式，熟悉开关电源中的磁性元件的设计方法；输入：36～75Vdc，输出：10Vdc/10A 二、设计任务 1、分析基本三绕组复位正激电路工作原理，深入分析功率电路中各点的电 压波形和各支路的电流波形； 2、根据输入输出的参数指标，计算功率电路的关键器件电压电流等级，并 选取实际功率器件，设计正激变换器中脉冲变压器，包括原副边绕组匝数计算，导线选取，磁芯选择等； 3、应protel软件作出线路图，建立硬件电路并调试。 三、总体设计 3.1开关电源的发展 开关电源被誉为高效节能电源，代表着稳压电源的发展方向，现已成为稳压电源的主流产品。 开关电源分为DC/DC和AC/DC两大类。前者输出质量较高的直流电，后者输出质量较高的交流电。开关电源的核心是电力电子变换器。按转换电能的种类，可分为直流-直流变换器（DC/DC变换器），是将一种直流电能转换成另一种或多
有源箝位正激变换器的设计程序概述： UCC2891电流型有源箝位PWM控制器提供了一个高度集成特色的控制器，专为有源箝位正激或反激变换器的精确控制服务。UCC2891的数据包含了精确设置IC所必须的全部细节。当然，这些有效的设计考虑及培训主要在有源箝位的功率级.它规定要预先设置好控制IC，本文使用有源箝位正激拓朴作实例，箝位部分，功率级和控制环路补偿在随后都作细节描述。 1．简介： 单端正激变换器是单或多电压输出，功率在50W～500W范围的一种通用选择.有几种广泛使用的实现变压器复位技术。有源箝位的方法是既简单又有最佳性能的方法。ZVS（零电压开关）低的开关电压应力，扩展出占空比范围，以及减少了EMI。组合在一起有效地改善了效率。综和这几个因素考虑都将是选择有源箝位技术。 但有源箝位的缺点之一就是需要精密的占空比箝制，如果没有箝住一些最大值，增加的占空比可能会导致变压器的饱合或主功率MOSFET上的附加电压应力，这可能会导致灾难性损坏。另一个缺点是需要对同步延迟时间的先进的控制技术。在主功率MOSFET与箝位MOSFET栅驱动之间的时间延迟。UCC2891系列的主要特色之一就是提供驱动一个P沟MOSFET（低边）或一个N沟MOSFET（高边）的能力。主功率开关和箝位开关之间的时间延迟的调整使过去使用有源箝位技术时的缺点在UCC2891用作控制IC时已不存在了。 对任何电源设计，满足设计规范小心地设计功率级控制环路。及最终设置PWM控制器都是成功的关键.对于有源箝位正激拓朴要有一些附加考虑,这将在下面的设计实例中讨论，此例用了简洁明快的UCC2891 PWM控制IC。设计功率级,箝位级，控制环以及PWM的设置正如理论研究一样，都是ZVS所固有的，它适用于UCC2891/2/3/4及UCC2897. 2．有源箝位开关工作的基本原理: 在设计功率级之前，了解有源箝位的基本时序原理是很重要的,参看［6］和[7］,这里有八个阶段，深入地钻研有源箝位的电流交换，用低边有源箝位结构作为例子,完整的开关周期t0~ t4可以简化并表述出四个性质不同的开关过程。如图1~图4。 2.1 t0---t1功率传输 在此阶段功率由主开关传输至二次侧,此时Qmain导通,在此条件下刚好在ZVS条件下导通.因其体二极管先前已经在导通状态（见图4)初级电流通过Qmain的沟道电阻。而且变压器的磁化电流加上折算到二次侧的输出电流。在二次侧,正向的同步整流Qf导通,并且流过整个负载电流.在先前状态,负载电流是流过同步整流Qr的体二极管。所以Qf是硬开关状态的开启损耗的。