采用三端集成PWM开关的正激开关电源设计
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2000年
6月
第
30卷 第
3期 山 东 工 业 大 学 学 报
JOURNALOFSHANDONGUNIVERSITYOFTECHNOLOGY
Vol.30
No.3
June 2000
采用三端集成PWM开关的正激开关
电源设计
杨为清 李建明
(
250061 济南 山东工业大学产业处)
摘 要 提供了使用三端集成
PWM开关的正激
150
W开关电源的设计方法和一个
参考设计方案
,并对有关问题进行了讨论1
关键词 稳定电源
;设计方案
;小规模集成电路
中图分类号
TM133
0 引言
多年来
,小功率开关电源的设计没有太大的变化1现在新型多媒体
PC需要
6种以上
的电压和一些诸如待用、故障停机、遥控开关机等新特性1尽管电源的复杂性在不断增加
,
而整机制造商则要求电源的价格更低、尺寸更小1除非电源中元器件的集成度得到提高
,电
源不久将成为计算机等设备中可靠性最差的部件1
美国
PowerIntegration公司推出的
TOPSwitch三端集成
PWM开关
,为提高电源系
统的集成度和可靠性
,降低成本
,提供了一种新的解决方案1
1 开关电源的设计
11
1 电路拓扑的选择
TOPSwitch系列三端隔离式集成
PWM开关
,将
PWM控制电路、高压启动电路、
100
kHz振荡器、自动再启动电路、电流限制器、自适应驱动电路、超温保护电路等
,集成在一个
TO220的封装中1
TOPSwitch可工作于反激和正激等多种电路配置
,在功率较小时
,多采
用反激电路以获得最简单的电路和最高的性价比
,但当输出功率
>100
W时
,采用正激变换
器拓扑在性能和成本上更具优势111
2 复位电路的选择
正激变换器工作时
,需要用复位电路使变压器的磁通在每个周期结束时恢复到原来的
状态1在
PWM开关断开期间
,复位电路在变压器的原边施加一个与开关开通时极性相反
收稿日期
:19992
082
26
作者简介 杨为清
,男
,1965年生
,讲师1主要从事电源设计及生产管理工作1李建明
,男
,1956年生
,
教授1中国电源学会交流稳定电源专业委员会副主任1主要从事电源研究及设计工作1
© 1994-2011 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved. http://www.cnki.net第
3期杨为清等
:采用三端集成
PWM开关的正激开关电源设计287
的电压
,复位电压的时间积分与
PWM开关开通期间变压器原边电压的时间积分相互抵消
,
使在
PWM开关开通时存贮在变压器励磁电感中的能量得到释放
,避免变压器磁芯饱和1常见的复位方法有复位绕组法和
RCD复位法等[1,2]1复位绕组法是最常用的复位方法之一
,在这种电路中
,
变压器需增加一个与原边绕组紧
密耦合的复位绕组(通常与原边绕组双线并绕)
,当
PWM开关关断时
,复位绕组将磁芯中存
贮的能量馈送到源端的贮能电容器
,使这部分能量得到再生利用1复位电压即为源端直流
电压
V+,因而
1∶
1的匝数比将限制电路工作时的最大占空比(占空比为
50%)
;
PWM开
关管和复位二极管承受的电压为
V+的二倍1在交流输入电压达到高端
265
V
ac时
,2
V+≈
750
V
dc,再为变压器漏感造成的尖峰电压留出适当裕度
,则要求
PWM开关管的耐压为
800
～
900
V,不适合
TOPSwitch使用1当然可以减少复位绕组的匝数以降低最高漏极电压
,
但此时最大占空比将小于
50%,对于相同的输出功率而言
,这将导致更高的漏极峰值电流1
RCD复位方法由一个
RCD钳位电路构成(图
2a)
,虽然它将每个周期的变压器磁化能
量都消耗掉了
,但如果与
TOPSwitch结合使用
,则可以获得更高的效率1这主要是由于
TOPSwitch能提供较大的占空比
,允许变压器的原、副边有较大的匝数比
,可降低变压器
原边电流和开关管漏极电流
,从而降低变压器和开关管中的
I2
R损耗1同时
,采用
RCD复
位方法可以获得较低的漏极电压
:在交流输入电压的高端
,占空比达到其最小值
,因而有更
长的时间利用较低的漏极电压对变压器复位
;在交流输入电压的低端
,复位电压会自动升
高
,使
TOPSwitch提供的
64%的最大占空比得到充分利用
,而
PWM开关管的最高漏极
电压是
V+和复位电压之和
,可以基本保持不变1
11
3 主电路的设计
主电路及变压器、电感的设计与一般正激变换器的设计基本相同
,完全相同部分本文不
再详述1
TOPSwitch的最高漏极电压为
700
V,设计电路时
,应使漏极电压在整个输入电
压范围内均低于
600
V1较低的漏极电压还可以进一步降低
TOPSwitch原本就较低的开
关损耗1
原边的电路的设计可以从交流输入的低端开始
,此时占空比达到最大值1使用
TOPSwitch时
,最大占空比为
64%,预期电源效率为
75%,作为一次逼近的开关管的导通
漏极平均电流
I
DON,可由下式计算
:
I
DON=(
P
out)(
V+
min・
D
max・
Γ)
其中
,
P
out为输出功率
,
V+
min为对应交流输入电压下限的直流高压的最低值
,
D
max为最大占
空比
,Γ为电源的预期效率1
根据输出滤波电感中允许的纹波电流或电流的纹波系数
Θ(峰2峰值除以平均值)
,漏极
电流的峰值
I
Dpeak由下式给出
:
I
Dpeak=
I
DON(
1+Θ
2)
据此可以选择合适的
TOPSwitch元件1对于
150W的输出功率
,应选用
TOP227,
由于最高温度的限制
,其漏极最大限制电流需降低
10%,等于
21
7
A1
在启动过程中的漏极电流会达到最大限制电流
,从而产生较高的
RCD钳位电压和漏
极电压
,此值可能会超过开关管的额定耐压1在
TOP227的漏2源及接入串联齐纳管序列
,
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2000年
提供
600
V的电压钳位1
原边控制电路的其余部分包括
TOPSwitch元件所要求的偏置绕组和相应的整流滤
波电路、光耦合器件的光敏晶体管部分和接在控制端的
47Λ
F
6.28阻容元件
,该阻容元件
用于自动再启动和提供旁路1
正激变换器的变压器不需要留气隙1选择磁芯和骨架
,使其能容纳适当线径的电磁线
绕制足够的匝数
,以保证最大磁通密度充分低(≤
0.2
T)
,防止变压器饱和1在本文提供的
参考设计中
,使用了与商品
150
W开关电源相同的磁芯
,以便进行性能上的对比1由于
TOPSwitch较大的占空比降低了变压器原边电流的有效值
,还可以使用更小的磁芯1参
考设计中变压器的主要参数见表
11
表
1 变压器主要参数
Table1
MainParametersoftransformers磁芯材料
(
Magnetic
corestuff)骨架
(
Bobbin)原边绕组
(
Primary
winding)副边与
5
V
绕组
(
Second5
V
winding)副边与
12
V
绕组
(
Second12
V
winding)偏置绕组
(
Bias
winding)励磁感应
(
Magnetizing
inductance)
PC40
ETD342
ZETD3452匝
(
Circle)
<0.51
mm3匝
(
Circle)
18
mm×
0.15
mm
扁铜带
(
Flate
copper
line)再绕
4匝
(
4Circle,
again)
18
mm×
0.15
mm
扁铜带
(
Flate
copper
line)8匝
(
Circle)
<18
mm>5
Mh
11
4 环路补偿
用稳压集成电路
TL431完成输出电压的调节1采用双零点双极点校正网络以取得最
大的带宽和最好的负载瞬态响应特性1在输出
LC滤波器确定以后
,选择比滤波器的双重
极点适当高的
0
dB交叉频率1根据要求的输出电压精度选择误差放大器增益1至此
,校正
网络的设计就相对简单了
:先手工计算完成一个基本设计
,再用
Spice仿真程序或通过实验
进行仔细的调整1参考电路(图
1)提供的
0
dB交叉频率为4
kHz,具有
50°的相位裕度和
20
dB的增益裕度
,从而保证了系统的稳定性和良好的瞬态响应1
2 实验结果与总结
按图
1所示的电路进行了实验1
TOPSwitch的漏极电压电流波形如图
2(
b)所示
;高
的环路增益带宽保证了较低的工频纹波
,5
V输出和
12
V输出的工频纹波分别为±
2.5
mV和±
10
mV;5
V输出的
20%负载阶跃响应不大于
100
mV;输入电压由下限变化至上
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