高频逆变器的单极性移相控制方法研究

第４４卷第ｌ期　２０１０年１月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏｌ－４４．Ｎｏ．１　Ｊａｎｕａｒｙ，２０１０　

高频逆变器的单极性移相控制方法研究　

唐德炜，胡天友　（电子科技大学，四ＪＩＩ成都６１１７３１）　

摘要：研究分析了全桥桥式电压源型单极性双向移相高频链逆变环节的控制策略，在此基础上提出了一种降低周波　

变换器开关频率．减少开关损耗的控制方法。阐述了单极性移相控制策略进行，详细介绍了新的控制方法，分析了高　频变压器原理及相关波形，最后设计了一台功率为３　ｋＶＡ的样机。实验结果证明，该方法降低了开关频率且输出波　

形频谱特性好．周波变换器实现了低频零电压转换（ＺＶＳ），降低了器件开关损耗。　关键词：逆变器：移相控制；高频：单极性；周波变换器　

中图分类号：ＴＭ４６４　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００—１００Ｘ（２０１０）０１—００８４—０３　

Ｒｅｓｅａｒｃｈ　ｏｎ　Ｕｎｉｐｏｌａｒｉｔｙ　Ｂｉ．ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　Ｐｈａｓｅ．ｓｈｉｆｔｅｄ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　

ｏｆ　Ｈｉｇｈ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ　

ＴＡＮＧ　Ｄｅ—ｗｅｉ．ＨＵ　Ｔｉａｎ—ｙｏｕ　

（Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ　ｏｆ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｓｃｉｅｎｃｅ　ａｎｄ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｃｈｅｎｇｄｕ　６１　１　７３　１，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ａｎ　ｕｎｉｐｏｌａｒｉｔｙ　ｂｉ・－ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌ　ｐｈａｓｅ－－ｓｈｉｆｔｅｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｍｅｔｈｏｄ　ｏｆ　ｖｏｈａｇｅ　ｍｏｄｅ　ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ　ｗｉｔｈ　ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｌｉｎｋ　ｉｓ　

ｉｎｖｅｓｔｉｇａｔｅｄ，ａｎｄ　ａ　ｍｅｔｈｏｄ　ｔｏ　ｒｅｄｕｃｅ　ｔｈｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｐｏｗｅｒ　ｌｏｓｓ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　ｇａｔｅ　ｂｉｐｏｌａｒ　ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ（ＩＧＢＴ）　ｉｓ　ｂｒｏｕｇｈｔ　ｆｏｒｗａｒｄ　ｉｎ　ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｔｈｅ　ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｓｔｒａｔｅｇｙ　ｉｓ　ａｎａｌｙｓｅｄ，ａｎｄ　ｔｈｅ　ｎｅｗ　ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　ｔｈｅ　ｉｎｐｕｔ　ｗａｖｅｆｏｍｌ　ｏｆ　ｔｈｅ　ＨＦ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ　ｉｓ　ｇｉｖｅｎ，ａ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅｓ　ｆｏｒ　３　ｋＶＡ　ｉｓ　ｄｅｓｉｇｎｅｄ．Ｔｈｅ　ｔｅｓｔ　ｒｅｓｕｌｔｓ　ｉｎｄｉｃａｔｅ　ｔｈａｔ　ｔｈｅ　ｎｅｗ　ｃｏｎｕｏｌ　

ｍｅｔｈｏｄ　ｒｅｄｕｃｅｓ　ｔｈｅ　ＩＧＢＴ’Ｓ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｎｄ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｌｏｓｓ，ｉｔ　ｈａｓ　ａ　ｇｏｏｄ　ｏｕｔｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｗａｖｅ—ｆｏｒｍ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｃｈａｒ—　ａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ｔｈｅ　ｌｏｗ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｚｅｒｏ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ（ＺＶＳ）ｉｓ　ａｃｈｉｅｖｅｄ　ｉｎ　ｅｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｐｈａｓｅ—ｓｈｉｆｔｅｄ　ｃｏｎｔｒｏｌ；ｈｉｇｈ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ；ｕｎｉｐｏｌａｒｉｔｙ；ｃｙｃｌｏｃｏｎｖｅｒｔｅｒ　

１　引　言　

１９７７年，Ｍｒ．ＥＳＰＥＬＡＧＥ提出采用高频链逆变技　

术来弥补工频逆变器的不足＿¨　一般电压源型高频链逆　

变器。通常采用三级功率变换，即ＤＣ／ＨＦＡＣ／ＤＣ／ＬＦＡＣ，　

具有单向功率流动、器件较多、内高频环逆变器电路　

复杂等缺点，导致开关损耗增加ｌ２１。带直流环节的高　

频链逆变器，具有更快的过渡响应，优良的综合性能，　

适用于单向功率流逆变场合。　

双极性双向移相高频链逆变时存在输出频谱特　

性不理想．需要滤波电感电流的极性选择信号等缺　

陷，可采用电压源型单极性双向移相高频链逆变来　

弥补　该类逆变器在电路中加入高频变压器，实现　

变压器初、次级电气隔离及功率双向流动，并且只　

有ＤＣ／ＨＦＡＣ／ＬＦＡＣ两级功率变换　因而具有变换效　

率和可靠性高、负载适应力强、音频噪音低等优点１３１。　

分析研究了单极性双向移相电压源高频环逆变　

器的拓扑结构及控制原理，提出一种新的单极性移　

相控制策略．进行了样机试验并给出试验结果。　

２　电路拓扑与单极性控制原理　

２．１　电路拓扑　

图１示出电压源型高频链逆变器的拓扑结构。　

定稿日期：２００９—０６—２５　

作者简介：唐德炜（１９８４一），男，四川隆昌人，硕士，研究方向　为电力电子及变流技术。　

８４　…—。……一一　＇ＪＫ广－￣　ｖ　ｓ，４ｊ）　钱　ＶＳ　

．：　

一一曩　ｖｓ　｝　：　Ｄ　

－．　－－　，　．．ｕｏ　

：，滤Ｌ波Ｃ器　－Ｉ　Ｄ　Ｉ．　ＪＶ，Ｄ　

图１　全桥式双向电压源高频习　节逆变器　该电路拓扑简洁，两级功率变换提高了转换效　

率，功率可双向流动，适用于高压输出场合。该结构　

是电压源型高频链逆变器拓扑族中的一种．该拓扑　

族中还包括推挽全波式、推挽桥式、半桥全波式、半　

桥桥式、全桥全波式等形式的电路拓扑。这里以图１　

为例进行分析。　

２．２单极性移相控制原理　

图２示出单极性移相控制策略时序图　图２中　

（ｂ）波形为传统单极性双向移相高频链逆变周波变换　

器控制时序。互补正弦Ｕ　。和Ｕ以分别与载波Ｕ。比较，　

产生逆变桥和周波变换器功率管的控制信号，逆变　

桥将直流输入电压　调制成三电平高频变压器初　

级输入电压ＵＥＦ：ＵＥＦ通过高频变压器隔离变压后进　

入周波变换器，其功率管以高频变压器额定频率将　

ｕ　解调为单极性ＳＰＷＭ波，该ＳＰＷＭ波经ＬＣ滤　

波器后得到正弦输出　。　

在整个变换过程中周波变换器功率管在ｕ　为　高频逆变器的单极性移相控制方法研究　

零期间进行换流，功率管工作在ＺＶＳ状态　由控制　

时序图可见，逆变桥的超前桥臂相对于滞后桥臂存　

在一个移相角０，ＶＳ　与ＶＳ　及ＶＳ　与ＶＳ　在一个开　

关周期　内的共同导通时问由下式计算：　

７１一（１８０。一０）　，１、　…广。　２×１８０。　、　

式中：　为在　内的共同导通时间。　

逆变桥桥臂能相对向左或向右移动．调节０便　

可改变ｕ　幅值和相位，在此加入各种智能控制算　

法，以提高逆变器性能。由于ＬＣ滤波器输入为单极　

性ＳＰＷＭ波，故称为单极性移相控制。　

（ｂ　Ｋ２　Ｋ．　

ＶＳ　。÷■　■ｉｊ　ｉ　＿　ｉ　；　

ｕ　为高频变压器初级输入电压；“　为ＬＣ滤波器输入电压　

，和ｕ　为互补正弦调制波；　为载波　图２　电压源高频环节逆变器单极性移相控制原理时序　２．３提出的控制方法　

单极性移相控制方法中周波变换器功率管虽工　

作在ＺＶＳ状态，但开关频率较高，开关损耗较大。为　

进一步降低周波变换器功率管的开关频率及损耗．　

对原有电路提出一种新的控制方法，该控制方法实　

现了周波变换器功率管开关频率降至逆变器输出交　

流电频率，例如输出交流电频率为５０　Ｈｚ．则后级周　

波变换器功率管开关频率低至５０Ｈｚ，有效减少了功　

率管开关损耗。该方法典型的控制时序如图２中（ａ）　

波形所示。　

由图可知，在交流电前半个输出周期中．周波变　

换器的ＶＳ　，ＶＳ，，ＶＳ　，ＶＳ　处于常通状态，ＶＳ：，ＶＳ　，　

ＶＳ　，ＶＳ　处于常关状态，此时可将ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ　

视为一条导线，ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ６，ＶＳ　视为单向导通的二　

极管，当　正Ｂ负时，电流通过ＶＳ　一ｖＤ　一，Ｊｒ　ｃＩ—　

ｖＳ厂　ＶＤ　一日流动。当　正　负时，电流通过ＶＳ　

ＶＤ６一，Ｊ厂　Ｃ　一ＶＳ厂　ＶＤ４一／４流动。暂定为负载上正　

下负，此时可得输出交流电的正半周。　

正半周结束后，为得到交流电负半周，按照同样　

的思路，此时将ＶＳ。，ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ　关断，ＶＳ：，ＶＳ　，　

ＶＳ　，ＶＳ　导通，则此时ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ　，ＶＳ　看作一条导　

线，而ＶＳ。，ＶＳ，，ＶＳ　，ＶＳ　则看作二极管。当Ａ正Ｂ负　

时，电流通过ＶＳ４一ＶＤ　一Ｃｒ－十￡ｆ—ＶＳ　一ＶＤ　一　流　

动。当　正　负时，电流通过Ｖｓ　ＶＤ厂　Ｃｆ　Ｌｒ＿＋　ＶＳ广ＶＤ。—　流动。这样可得到输出交流电的负半　

周，最终获得一个完整的交流电输出周期。分析时序　

图可知，周波变换器功率管无重叠换流时间．功率管　

在变压器输出电压为零时进行正负半周切换．周波　

变换器功率管工作在ＺＶＳ状态．同时功率管开关频　

率低至５０　Ｈｚ，有效降低了功率管的开关损耗．提高　

系统的转换效率　

２．４高频变压器绕组端电压ＵＥＦ波形分析　高频变压器承担着输出功率和电气变压隔离的　

作用．是高频逆变电源核心部分．其性能好坏直接影　

响着整个电源的质量。高频变压器的工作频率比工　

频变压器高很多，可达到几十千赫兹，甚至上百千赫　

兹。设变压器初、次级匝数为，ｖ。和～　，初级输入电压　

为　根据法拉第电磁感应定律，有：　

“－＝Ｋ￡厂＝　Ｂ　Ａ　（２）　

式中：Ｋ　为波形系数；，＝为工作频率；Ｂ　为磁通密度；　为磁　

芯有效截面积。　

由式（２）可见，当ｕ　不变，传输相同的大小功率　

时，．　越高，　，　就越小，变压器体积越小，高频变　

压器必须工作在高频输入状态下。采用变压器进行　

电隔离和变压时．必须按照变压器输入电压基波频　

率来设计。单极性移相控制策略是在倍频正弦脉宽　

调制（ＳＰＷＭ）控制的基础上进行改进得到的，逆变环　

节调制脉冲宽度和位置，其中包含了正弦脉宽脉位　

（ＳＰＷＰＭ）思想。ＳＰＷＰＭ主要把单极性三态ＳＰＷＭ波　

改变成载波频率双极性ＳＰＷＭ波，消除其中的调制　

波基波成分，高频变压器进行初、次级电隔离和变　

压，传递能量。　

设输入开关角频率、载波角频率、调制波角频率　

分别为　，　，　０，其中　＝２ｗ　；　为调制比，０ｌ，０　为　

Ｕ　。与ｔｔ　交截所确定的相位角，即ＶＳ　，ＶＳ　的开关　

角，　肠（　），Ｍ　（　）为超前、滞后桥臂中点　，Ｆ到参考　

点０的电压　以电流环误差放大器输出误差作为正　

弦调制波，载波为锯齿波，定义开关函数为：　

５　＝　～　藏　２盯　㈩　

可得：　

ＵＥＦ（ｔ）：Ｉ￣　（￡）一　ｎ（ｆ）＝　

∑（一１）－Ｔ　￣．，Ｊｋ｛，ｎＭ

，ｗ）・　

Ｉ　ｃ。ｓ（等　。）ｆ＿ｃ。ｓ（等＋ｋｗ。）ｆ】　（４）　

逆变环节输出“　ｔ）中不含基波成分，仅含以．　＝　（ｆＪＺ）￣ｎｆｏ分组的高次谐波，幅值为Ａ（ｎＭ￣／２）・（４Ｕ］ｎ），　

第一组谐波中通常载波频率　较高。比如　＝２０　ｋＨｚ，　

则第一组谐波为ｆ．：１０　ｋＨｚ＿＋ｎｆ．，即集中在１／２的载波　

频率附近。　

Ｒ５