单相电压型PWM整流器预测直接功率控制

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PWM整流器直接功率控制系统的设计

ＧＵＯｏｔｅｎｔｕ，ａｉ１０Ｃｉ）ＪｎｓＭｒｉｓｔｔＮＮｎ２７，ｈａｉｕｉｍＩｉｅｇ１１ｎ
Ａｂｓｒｃ：ＴｈｓｐｐｒａｐｉｄｔｏｉｒｔｎｗｉｈｏｔｉｅｌｏｆＶＤＣｎｄｉｓｄｏｐｏｏｒｔａｔｉａｅｐｌｅｈｅｃｎｆｇｕａｉｔｕｓｄｏｐｏｏａｎｉｅｌｆｐｗｅｃｎｔｏｏｄｅｉｎＰＷＭｅｔｆｅｏｒｌｔｓｇｒｃｉｉｒＤＰＣｙｔｍｓｄｏｓｓｅｂａｅｎｃｒｉａｅ，ｃｏｅｓｔｈｖｌｍｅｏｎｔｏｄｎｔｈｓｗｉｃｏｕｆｉｐｕ
ＰＷＭ整流器直接功率控制系统的设计
郭宝宁
（江苏海事职业技术学院，江苏南京２１７）１１０
摘
要：用直流电压外环、采功率控制内环结构，计了基于（）标系下的ＰＭ整流器直接功率控制器，设坐Ｗ根
ｍｅｔｏｃｉｅｐｗｅｎｅｃｉｅｐｗｅ．ＢｓｄｏａｌｂＳｍｕｉｋｉｉｔｖｄｌｙｔｍｍｉ — ｎｆｔｏｒａｄｒａｔｏｒａｅｎＭｔ／ｉｌｔｉｅｍｏｅ，ｓｓｅｉｔａｖｖａｎｍａａ
ｖｌｇｗｉｈｔｂｅｓｏｅｃｏｄｎｏＶＡＣａｄｉｓａｔｐｗｅｏｒａｉｅｔｅｒａｏａｌｄｕｔｏｔｅｉｓｔａｌｔｒｄａｃｒｉｇｔａｎｃｎｎｔｎｏｒｔｅｌｈｅｓｎｂｅａｊｓ— ｚ

浅谈PWM整流器的简单控制方法

电力电子・ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
浅谈ＰＷＭ整流器的简单控制方法
文／黄雨鑫
相电压型ＰＷＭ整流器的主电路结构图如图
对ＰＷＭ整流器工作原理作系统分析，整流器建模，依据瞬时
个输出电压，此时，它体现为逆变器的功能。但当电网向整流器直流侧的储能元件充电时，ＰＷＭ变流器就处在整流状态。因此，ＰＷＭ
变流器既是逆变器也是整流器。由于电路直流
侧有不同的储能元件的不，将这些不同性质的储能元件为分为电容的电压源型、储能元件为电感的电流源型两种，其中，电压源型整流器
主电路的储能元件选用前者，由于电容的电压
图２ — ３：电流控制环
源型储能元件具有优良的电气特性，因此它的应用范围很广泛。依据三相电乐型ＰＷＭ整流器的数学模型，根据控制目标推演出控制规律。这种控制算法与原有的解耦控制箅法相比
要包括功率开关、缓冲电路和储能元件。主电路中的ＰＷＭ变流器，其主要功能是产生一
逆变器的中点０和直流侧的Ｎ点能够由一电流的控制过程中，同时还存在系统电压对ｄ电路就能够简化成单相等效电路。如图２一ｌ所示。其中采用可控电压源来代表逆变器的输出电压。
系中，其中的有功电流和无功电流具有耦合关联，当对其中ｄ轴或ｑ轴电流进行控制时也会导致另一轴电流发生变化。为了使ｄ、ｑ轴电

单相PWM整流器改进无差拍电流预测控制方法

ＹＡＮＧＬｉｙｏｎｇ，ＹＡＮＧＳｈｕｏ，ＺＨＡＮＧＷｅｉｐｉｎｇ，ＣＨＥＮＺｈｉｇａｎｇ，ＸＵＬｏｎｇ
￣ｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓａｎｄＭｏｔｏｒＤｒｉｖｅｓＥｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇＲｅｓｅａｒｃｈＣｅｍｅｒｏｆＢｅｉｊｉｎｇ（ＮｏｒｔｈＣｈｉｎａＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ），
整个系统在直流母线电压外环的控制下，实现了直流母线电
ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＷＭ）ｒｅｃｔｉｉｆｅｒｓｃａｎｑｕｉｃｋｌｙａｎｄａｃｃｕｒａｔｅｌｙｒｔａｃｋ
ＤＯＩ：１０．１３３３４￣．０２５８ — ８０１３．ｐｃｓｅｅ．２０１５．２２．０１９
文章编号：０２５８．８０１３（２０１５）２２．５８４２ — ０９
中图分类号：ＴＭ４６１
Ｔｏｓｏｌｖｅｔｈｅａｂｏｖｅｐｒｏｂｌｅｍｓ，ｔｈｉｓｐａｐｅｒｐｒｏｐｏｓｅｄａｒｔｉｍｐｒｏｖｅｄｄｅａｄｂｅａｔｃｕｒｒｅｎｔａｌｇｏｒｉｔｈｍ，ｄｅｄｕｃｅｄｔｈｅｄｉｓｃｒｅｔｅｔｒａｎｓｆｅｒ

PWM整流电路

R ia
Ua
(udc
Sa
uNO )
(9.8)
同理可得b相和c相的微分方程如下:
Ls
dib dt
R ib
Ub
(udc
Sb
uNO )
Ls
dic dt
R ic
Uc
(udc
Sc
uNO )
(9.9) (9.10)
9.3.1三相PWM整流器动态数学模型
对于三相平衡系统，有: U a U b U c 0 ，将式(9.8)、(9.9)、(9.10)变
将式(9.5)、式(9.6)代入式(9.4)得: Ls
Sa Sa 1
Rt Rs
dia dt
R
R ia
Ua
[(ia
Rt
U dc ) Sa ia
(9.7)
Rt
Sa
u NO
]
同一桥臂上下开关不能同时导通，即 Sa Sa 1，同时约定Rt Rs R ,则式
(9.7)可写为:
Ls
dia dt
9.3.1三相PWM整流器动态数学模型
对a相电路，有:
Ls
dia dt
Rs
ia
Ua
(uAN
uNO )
(9.4)
设 R1 为IGBT的等效电阻，当上桥臂开关导通，且下桥臂开关关断时，有:
u AN ia Rt udc
(9.5)
当下桥臂导通，上桥臂关断时有:
u AN ia Rt
(9.6)
种拓扑结构中以多个功率开关串联使用，并采用二极管箱位以获得交流输出电压的三电平调制，因此，三电平 VSR 在提高耐压等级的同时有效的降低了交流侧谐波电压
、电流，从而改善了其

单相全控整流电路详解

第一题说明全控型整流电路的工作原理，并设计出一个单相全控整流电路及其控制电路（开环）1.单相全控型PWM整流电路的结构单相电压型桥式PWM整流电路最初出现在交流机车传动系统中，为间接式变频电源提供直流中间环节，电路结构如图1-1所示。

每个桥臂由一个全控器件和反并联的整流二极管组成。

u s是正弦波电网电压，u d是整流器的直流侧输出电压，Ls为交流侧附加的电抗器，Ls包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的。

起平衡电压，支撑无功功率和储存能量的作用。

全桥电路直流侧电容只要一个就可以。

由图1-1所示，能量可以通过构成桥式整流的二极管VD1-VD4完成从滞留测到交流侧的传递，也可以经过全控型器件V1-V4从直流侧你变为交流，反馈给电网。

图1-1所以PWM整流器的能量变换是可逆的，而能量的传递趋势是整流还是逆变，主要视V1-V4的脉宽调制方式而定。

2.单相全控型PWM整流电路的工作原理用正弦信号波和三角波相比较的方法对图1-1中的V1-V4进行SPWM控制，就可以在桥的交流输入端AB产生一个SPWM波u AB。

u AB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波。

当正弦信号波频率和电源频率相同时，i s也为与电源频率相同的正弦波。

由于Ls的滤波作用，谐波电压只使i s产生很小的脉动。

u s一定时，i s 幅值和相位仅由u AB中基波u ABf的幅值及其与u s的相位差决定。

改变u ABf的幅值和相位，可使i s和u s同相或反相，i s比u s超前90°，或使i s与u s相位差为所需角度。

u s> 0时，（V2、VD4、VD1、Ls）和（V3、VD1、VD4、Ls）分别组成两个升压斩波电路，以（V2、VD4、VD1、Ls）为例。

V2通时，u s通过V2、VD4向Ls储能。

V2关断时，Ls中的储能通过VD1、VD4向C充电。

第7章PWM整流器

u AB U d
id
方向为负
id负方向电流，可能的通路是T1和T4导通或T2和T3导通。
在T1和T4导通时,
id 经T4、T1流向电源 us ， is
方向为正
uAB －Ud
dis 在模式二和模式三时都有通路的电压方程： us L ＝ U d dt
当PWM整流器采取单极倍频正弦脉宽调制时（参见图5.9）， T1～T4脉冲驱动序列如图7.5a，在区段1驱动T1、T3，有正向 i s 经D1、T3使AB端短路，电感电流上升，电感储能增加（模式一）。区段2时T1、T4驱动，正向 i s 经D1、D4流向负载， T1、T4受反向电压，虽被驱动但不能导通（模式三）。区段3 驱动T2和T4，但是D1与D4导通AB端短路（模式一），如此进行得到AB两端电压波形如图7.5b，图7.5c为交流侧电流波形，调节驱动脉冲的宽度，可以调节 u AB 基波分量的幅值， iS 也随之改变，直流侧的输出平均电压 U d 也随驱动脉冲宽度而改变。
器得到电流的幅值信号 I g
， I g iT 得到电流 iL
的给定信号
i g 是幅值为 I g 的正弦半波。实测电感电流 iL 得反馈信号i f
经滞环控制器比较产生开关管 T的驱动脉冲，使 iL 跟踪 i g 变化在U g U f 时PI调节器输出增加 I g ，经滞环控制使 iL 幅值提高，在 T导通时电感有较大电流，电感L储能增加。在T关断时，ud 与较高电感电动势共同给电容C充电，使电容电压和输出电压U o 增加
小
结
本章介绍了单相不控整流器功率因数校正和PWM可控整流器，单相桥式不控整流器嵌入Boost升压电路后可以实现网侧单位功率因数控制，改善电网质量，单相不控整流器功率因数校正已在LED光源中大量使用。 PWM整流器采用高频PWM调制，可以实现电能双向流动，既可以整流也可以逆变，与晶闸管整流器相比可以改善交流侧谐波，提高功率因数，是重要的电能变换和控制技术，已广泛应用在光伏发电、风力发电和电网无功补偿，潮流控制等方面。

单相半桥PWM整流器两种直接电流控制方法研究

# # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # # 际电路的相应参数完全相等，假设控制系统中的输入电感和电阻分别为 !!! ! 和""!! ""，这样可得重复控制信号与周期扰动保持同相位。*（’(+）有如下形式・, *（ ’(+）# + 7’ 式中，, 为等效的对象延迟数。定义如下・! ,# ( 8 9 * （） + + （） + 4
" $ % " 其中（） (
得到电流指令，内环电流环的主要任务是使网侧输入电流跟踪该电流指令。在这种方式下，电流指令与网侧电压只有两种可能情况：一是当电压调节器输出为正时，指令电流与网侧电压同频同相位；二是当电压调节器输出为负时，电流指令与网侧电压同频但反相位。如果假设电流环能完全使网侧输入电流跟踪电流指令，第一种情况为电网向负载输出能量；第二种情况为负载向电网回馈能量。下面分别对预测控制和嵌入式重复控制两种直接电流控制方法进行研究。
) 仿真结果
分别对这两种直接电流控制方法使用 : ; 2 < 进行仿真，仿真主电路参数选择如下： = ; > 9 5 + !# 、、。输入电压 3 5 6 ? @ ""#* 5 A " . 8 * B +#. 4#8 # ，输出直流电压稳定在 / / 4 4 * C * * C。为 %# % ? " 0#) 了考察系统的动态性能，负载电阻 " #9 * * "，加载后为 "# 4 * * "。仿真波形如图6所示。图9为预测加重复控制的仿真波形，仿真时，+ ，其他参数不变。图 )（ ’(+）取 * 5 , 6 5 ) 7#* 9 ;为输入电压和电流波形，图 9 >为跟踪误差波形，通过与图6对比，可以很明显看出加入重复后输入电流跟踪误差逐渐减小。这进一步提高了系统

基于直接功率控制的PWM整流器

二、直接功率控制的ＰｗＭ整流器算法对于直接功率控制的ＰＷＭ整流器的算法，谐波抑制与无功
电流分量，且功率器件的通断信号要用正弦脉宽调制或者空间矢量调制才能生成，所以整个直接功率控制的ＰＷＭ整流器算法的运算量很大、而且实时性的要求很高，并且控制系统的参数的整定都会变得很困难。整个过程的最好的解决办法就是有效
作为ＰＷＭ整流器，它的优点比较多，比如说具有恒定直流电压控制、电网侧电流谐波低、单位功率因数、能量双向流动等等。如果我们能够做到广泛的应用这个技术，那么就会使得整流、有源滤波、无功补偿和交流传动等系统中得到充分的应用。就目前的情况来说ＰＷＭ整流器的控制策略在国内应用的较为广泛的是间接电流控制和直接电流控制。还有一种直接功率控制，这种功率在我国并没有得到足够的应用。直接功率控制的ＰｗＭ整流器的简介现如今ＰＷＭ整流器凭借其优良的性能和潜在的优势正在被广泛地应用，如今已经成为了电力电子技术研究的热点Ｐ＇ｌＩ】『Ｍ整流器有着多种优点，它们具有输出电压恒定、实现单位功率因数运行的特点，能够实现真正的绿色变换。提高电能的传输和利用效率，从而解决电网 “ 污染”的问题。当ＰＷＭ整流器进入到了稳态的工作状态之后，这时候输出的直流电压就会呈现恒定的状态，使得整流桥的三相桥臂能够按照正弦的脉宽从而调制规律驱动。当出现开关频率很高的情况下，由于这时的电感器的滤波会产生的作用，所以整个高次谐波电压所产生出的谐波电流就会非常的小。这时的我们如果排除其他的原因，只是考虑电流和电压发生的基波，这时就容易的很多，可

单相电压型PWM整流器波形分析

单相电压型ＰＷＭ整流器波形分析对于单相VSR而言，其交流侧基波电压控制有两种PWM的调制方式，即双极性调制和单极性调制。

以下将根据双极性ＰＷＭ的调制方式，分析单相电压型PWM整流器（如图1所示）。

图1 单相电压型PWM整流器基于matlab的波形分析及仿真结果将图1的单相电压型PWM整流器在matlab中建立仿真模型如下图所示：图2　单相电压型PWM整流电路仿真模型系统仿真参数如下:交流侧电网电压220V,工频直流侧电阻R L=10Ω。

主电路储能元件参数为L=3 Mh,C=143μF。

PI参数Ki=2.3,τi=128。

图3 控制信号的时序分布（1）交流侧电压v(t)若单相VSR直流侧电容足够大，则在PWM过程中可近似认为其直流侧电压为一定值，即v dc(t)＝V dc。

这样当采用双极性调制时，单相VSR交流侧电压v(t)波形为幅值在V dc、-V dc间切换的PWM波形。

第k周期中v(t)波形如图4所示。

图4 交流测电压波形（2）电感端电压v L(t)单相vsr网侧电感端电压v L(t)等于电网电动势e(t)与其交流侧电压v(t)之差，即v L(t)＝e(t)－v(t)。

若令e(t)＝E m sinωt，且当开关频率远高于电网基波频率时，第k个开关周期中e(t)可近似为一常值，即e(t) ≈ e(kT s)=E m sinωkTs。

其中，kT s ≤ t ≤ (k+1)T s。

如图5所示。

图5 电感电压波形（3）网侧电流i(t)若忽略单相VSR网侧电阻，则网侧电流i(t)为：i(t)=1/L∫v L(t)d t=1/L∫[e(t)－v(t)]d t得第ｋ个开关周期网侧电流表达式为：i(t′)=1/L(E m sinωkTs-V dc)t′+i(t′=0) (0≤t′<t on)；i(t″)=1L(E m sinωkTs+V dc)t″+i(t″=0) (0≤t″<T s - t on)；当开关频率足够高，且在稳态条件下，各区间电流初始条件满足：i(t′=0)＝i(t″＝t s-t on)；i(t′=t on)=i(t′=0)；因此，求得第ｋ个开关周期中，VSR网侧电流脉动峰峰值为：Δi km＝i(t′=0) - i(t′＝t on)= V dc - E m sinωkTs Lt on (V dc>E m)由于采用双极性PWM控制，第k个开关周期中的PWM占空比D k＝(2t on-T s )/ T s；得：Δi km=[T s (V dc-E m sinωkTs) (1+D k)] / 2L网侧电流i(t)波形如图6所示。

第4章 PWM整流器控制技术

三相全桥电压型 PWM高频整流器的主电路
全桥电路交流侧滤波电感Ls
包括：全桥电路、缓冲吸收回路、直流侧滤波电容、均压电阻、以及电网侧电压、电流检测电路和直流侧电压检测电路
各器件参数选择方法
保护措施在实际中，一般均设置有如下保护： ① 电网电压的过压保护，采用带回差的保护； ② 电网电压的欠压保护（回差保护）； ③ 交流输入电流的过流保护，采用锁死保护（关闭）整流器； ④ 交流输入电流的过载保护（锁死保护）； ⑤ 直流侧电压的欠压保护（回差保护），并且与PWM整流器的软起动保护联锁去控制软起动电路； ⑥ 直流侧电压的过压保护（锁死保护）； ⑦ IGBT模块的过温保护（回差保护）。
重点和难点
• 1、PWM控制技术定义和基本原理。 • 2、PWM跟踪控制技术类型和特点。 • 3、PWM整流和逆变电路基本组成及其控制方法。
§4.1 引
言
传统整流装置的问题——谐波污染随着电力电子装置的应用日益广泛，公用电网或电源系统中的谐波污染也日益严重。其中，整流装置所占的比例最大。传统不可控整流电路有三个致命的缺陷：电网侧输入电流谐波含量较大；能量流向只能从交流侧传递到直流侧；输出直流电压不可控。晶闸管构成的可控整流电路得到了广泛的应用，依然存在以下几个问题： ① 交流侧输入电流畸变严重； ② 深度相控下交流侧的功率因数很低； ③ 由于电网等效内阻抗的存在所引起的电网电压波形畸变； ④ 直流侧输出电压纹波大； ⑤ 由相控整流电源构成的直流调速系统动态响应慢。
电网谐波问题解决方案：
（2）现代解决问题的两条途径 ① 采用新型的PWM高频整流器取代传统的整流装置。 ② 采用新型的有源电力滤波器和静止无功发生器（ASVG）。

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２．ＳｈａｎｇｈａｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈｎｇａｈａｉ２０００７２，Ｃｈｉｎａ）
Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｐｒｅｄｉｃｔｉｖｅｄｉｒｅｃｔｐｏｗｅｒｃｏｎｔｒｏｌｉｓａｐｐｌｉｅｄｉｎｔｏｓｉｎｇｌｅ — ｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ（ＰＷＭ）ｒｅ —
ａｔｉｏｎａｒｙｆｒａｍｅａｎｄｔｗｏ－－ｐｈａｓｅｒｏｔａｔｉｎｇｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｆｒａｍｅａｒｅｒｅｓｐｅｃｔｉｖｅｌｙｅｓｔａｂｌｉｓｈｅｄｆｏｒｓｉｎｇｌｅ－－ｐｈａｓｅｖｏｌｔａｇｅｓｏｕｒｃｅＰＷＭｒｅｃｔｉｉｆｅｒ．ｈｅＴｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓｐｏｗｅｒｍｏｄｅｌｏｆｒｏｔａｔｉｎｇｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｆｒａｍｅｉｓｄｅｒｉｖａｔｅｄａｎｄａｎａｌｙｚｅｄ．Ｕｓｉｎｇｔｈｅｉｎｓｔａｎ．ｔａｎｅｏｕｓｐｏｗｅｒｍｏｄｅｌｔｏｐｒｅｄｉｃｔｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇｖｏｌｔａｇｅｏｆｈｅｔｒｅｃｔｉｉｆｅｒ，ａｎｄｈｕｔｓｇｅｎｅｒａｔｅａｔｉｇｒｇｅｒｐｕｌｓｅｔｏｃｏｎｔｒｏｌｔｈｅｒｅｃｔｉｉｆｅｒ．ｈｅＴｃｏｎｔｒｏｌｓｔｒａｔｅｇｙｈａｓｓｏｍｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ，ｓｕｃｈａｓｅａｓｙｄｅｓｉｇｎｉｎｇ，ｉｆｘｅｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｗｉｔｈｆａｓｔｓｔｅｐ
功率响应速度快、可实现功率解耦控制等特点。１ｋＷ样机的实验结果表明了该方案的正确性和可行性。关键词：整流器；预测直接功率控制；二阶广义积分器中图分类号：ＴＭ４６１文献标识码：Ａ文章编号：１０００ — １００Ｘ（２０１４）０１ — ００２４ — ０３
（１．安徽理工大学，电气与信息工程学院，安徽淮南２３２００１；２．上海大学，机电工程与自动化学院，上海２０００７２）
摘要：将预测直接功率控制用于单相电压型脉宽调制（ＰＷＭ）整流器，通过二阶广义积分器（ＳＯＧＩ）构造与电网
ＺＨ０ＵＸｉａｏ－ｉｉｅ一．ＷＡＮＧＦｅｉ
（１．ＡｎｈｕｉＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙｏｆＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｈｕａｉｎａｎ２３２００１，Ｃｈｉｎａ；
ＰｒｅｄｉｃｔｉｖｅＤｉｒｅｃｔＰｏｗｅｒＣｏｎｔｒｏｌｆｏｒＳｉｎｇｌｅ－ｐｈａｓｅＶｏｌｔａｇｅＳｏｕｒｃｅＰＩｌｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎＲｅｃｔｉｉｅｆｒ
ｃｔｉｆｉｅｒ，ａｎｄａｖｉｒｔｕａｌｑｕａｔｒｅｒｅｄｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｖｏｌｔａｇｅａｒｅｃｏｎｓｔｒｕｃｔｅｄｂｙｕｓｉｎｇｅｒｌａｉｚｅｄｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ（ＳＯＧＩ）．
第４８卷第１期
２０１４年１月
电力电子技术
ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ
Ｖｏ１．４８，Ｎｏ．１
Ｊａｎｕａｒｙ２０１４
单相电压型ＰＷＭ整流器预测直接功率控制
周小杰，－。汪飞
Ｂａｓｅｄｏｎｔｈｅｓｅｅｌｅｃｔｉｒｃｐａｒａｍｅｔｅｒｓ，ｔｈｅ，ＪＢｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓｙｓｔｅｍｉｓｆｏｒｍｅｄ．Ｔｈｅｍａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｍｏｄｅｌｏｆｈｅｔｔｗｏ — ｐｈａｓｅｓｔ —
电压、电流正交的虚拟电压、电流分量来形成，坐标系下的两相系统。建立了单相ＰＷＭ整流器在两相静止
和两相旋转坐标系下的数学模型。推导和分析了旋转坐标系下的瞬时功率模型。利用此瞬时功率模型来预测
单相ＰＷＭ整流器的控制电压进而产生触发脉冲控制变换器。该策略具有控制系统结构简单、开关频率固定、