20-1000MHz 100W GaN宽带功率放大器研制

MW7IC008NT1MW7IC008NT11RF LDMOS Wideband Integrated Power AmplifierThe MW7IC008N wideband integrated circuit is designed with on--chip matching that makes it usable from 20to 1000MHz.This multi--stage structure is rated for 24to 32volt operation and covers most narrow bandwidth communication application formats.Driver Applications∙Typical CW Performance:V DD =28Volts,I DQ1=25mA,I DQ2=75mAFrequency G ps (dB)PAE (%)100MHz @11W CW 23.555400MHz @9W CW 22.541900MHz @6.5W CW23.534∙Capable of Handling 10:1VSWR,@32Vdc,900MHz,P out =6.5Watts CW (3dB Input Overdrive from Rated P out )∙Stable into a 5:1VSWR.All Spurs Below --60dBc @1mW to 8Watts CW P out @900MHz∙Typical P out @1dB Compression Point ≃11Watts CW @100MHz,9Watts CW @400MHz,6.5Watts CW @900MHz Features∙Broadband,Single Matching Network from 20to 1000MHz∙Integrated Quiescent Current Temperature Compensation with Enable/Disable Function (1)∙Integrated ESD Protection∙In Tape and Reel.T1Suffix =1,000Units,16mm Tape Width,13--inch Reel.Figure 2.Pin Connections123456789101112181716151413242322212019NC V T T S 1V G L S 2N CR F i n S 2R F o u t S 1/V D S 1N C N CN C N CRF outS2/V DS2NC V G S 2V T T S 2NC NC NC NCN C V GS1RF inS1NC NC V GLS11.Refer to AN1977,Quiescent Current Thermal Tracking Circuit in the RF Integrated Circuit Family and to AN1987,Quiescent Current Control for the RF Integrated Circuit Device Family .Go to /rf.Select Documentation/Application Notes --AN1977or AN1987.Document Number:MW7IC008NRev.3,12/2013Freescale Semiconductor Technical Data100--1000MHz,8W PEAK,28V RF LDMOS WIDEBANDINTEGRATED POWER AMPLIFIERMW7IC008NT12RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1Table 1.Maximum RatingsRatingSymbol Value Unit Drain--Source Voltage V DSS --0.5,+65Vdc Gate--Source Voltage V GS --6.0,+12Vdc Operating VoltageV DD 32,+0Vdc Storage Temperature Range T stg --65to +150︒C Operating Junction Temperature T J 150︒C 100MHz CW Operation @T A =25︒C (3)400MHz CW Operation @T A =25︒C (3)900MHz CW Operation @T A =25︒C (3)CW1165W W W Input Power100MHz 400MHz 900MHzP in 272338dBmTable 2.Thermal CharacteristicsCharacteristicSymbol Value (1,2)Unit Thermal Resistance,Junction to Case (CW Signal @100MHz)(Case Temperature 82︒C,P out =11W CW)Stage 1,28Vdc,I DQ1=25mA Stage 2,28Vdc,I DQ2=75mA (CW Signal @400MHz)(Case Temperature 87︒C,P out =9W CW)Stage 1,28Vdc,I DQ1=25mA Stage 2,28Vdc,I DQ2=75mA (CW Signal @900MHz)(Case Temperature 86︒C,P out =6.5W CW)Stage 1,28Vdc,I DQ1=25mA Stage 2,28Vdc,I DQ2=75mAR θJC5.34.94.42.73.53.2︒C/WTable 3.ESD Protection CharacteristicsTest MethodologyClass Human Body Model (per JESD22--A114)1B Machine Model (per EIA/JESD22--A115)A Charge Device Model (per JESD22--C101)IIITable 4.Moisture Sensitivity LevelTest MethodologyRating Package Peak TemperatureUnit Per JESD22--A113,IPC/JEDEC J--STD--0203260︒C1.MTTF calculator available at /rf.Select Software &Tools/Development Tools/Calculators to access MTTF calculators by product.2.Refer to AN1955,Thermal Measurement Methodology of RF Power Amplifiers.Go to /rf.Select Documentation/Application Notes --AN1955.3.CW Ratings at the individual frequencies are limited by a 100--year MTTF requirement.See MTTF calculator (referenced in Note 1).MW7IC008NT13RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.Table 5.Electrical Characteristics (T A =25︒C unless otherwise noted)CharacteristicSymbolMinTypMaxUnitStage 1—Off CharacteristicsZero Gate Voltage Drain Leakage Current (V DS =65Vdc,V GS =0Vdc)I DSS ——10μAdc Zero Gate Voltage Drain Leakage Current (V DS =28Vdc,V GS =0Vdc)I DSS ——1μAdc Gate--Source Leakage Current (V GS =1.5Vdc,V DS =0Vdc)I GSS——10μAdcStage 1—On Characteristics Gate Threshold Voltage(V DS =10Vdc,I D =5.3μAdc)V GS(th) 1.32 2.8Vdc Gate Quiescent Voltage(V DD =28Vdc,I D =25mAdc,Measured in Functional Test)V GS(Q)22.83.5VdcStage 2—Off CharacteristicsZero Gate Voltage Drain Leakage Current (V DS =65Vdc,V GS =0Vdc)I DSS ——10μAdc Zero Gate Voltage Drain Leakage Current (V DS =28Vdc,V GS =0Vdc)I DSS ——1μAdc Gate--Source Leakage Current (V GS =1.5Vdc,V DS =0Vdc)I GSS——10μAdcStage 2—On Characteristics Gate Threshold Voltage(V DS =10Vdc,I D =23μAdc)V GS(th) 1.32 2.8Vdc Gate Quiescent Voltage(V DD =28Vdc,I D =75mAdc,Measured in Functional Test)V GS(Q)2 2.7 3.5Vdc Drain--Source On--Voltage(V GS =10Vdc,I D =3.6Adc)V DS(on)0.10.31VdcFunctional Tests (1)(In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mA,P out =6.5W CW,f =900MHzPower GainG ps 21.523.531.5dB Power Added Efficiency PAE 3034—%Input Return LossIRL—--15--11dB Typical Broadband Performance (In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mAFrequency G ps (dB)PAE (%)IRL (dB)100MHz @11W CW 23.555--20400MHz @9W CW 22.541--17900MHz @6.5W CW23.534--151.Part internally matched both on input and output.(continued)4RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1Table 5.Electrical Characteristics (T A =25︒C unless otherwise noted)(continued)Characteristic Symbol Min Typ Max Unit Typical Performances (In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mA,100--1000MHz BandwidthCharacteristicSymbol Min Typ Max Unit IMD Symmetry @6.8W PEP ,P out where IMD Third Order Intermodulation 30dBc (1)(Delta IMD Third Order Intermodulation between Upper and Lower Sidebands >2dB)IMD sym—0.1—MHzVBW Resonance Point (1)(IMD Third Order Intermodulation Inflection Point)VBW res —0.1—MHz Gain Flatness in 500--1000MHz Bandwidth @P out =6W Avg.G F — 1.35—dB Gain Variation over Temperature (--30︒C to +85︒C)∆G —0.024—dB/︒C Output Power Variation over Temperature (--30︒C to +85︒C)∆P1dB—0.005—dB/︒CTypical CW Performances —100MHz (In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mA,P out =11W CW,f =100MHz Power GainG ps —23.5—dB Power Added Efficiency PAE —55—%Input Return LossIRL —--20—dB P out @1dB Compression Point,CWP1dB—11—WTypical CW Performances —400MHz (In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mA,P out =9W CW,f =400MHz Power GainG ps—22.5—dB Power Added Efficiency PAE —41—%Input Return LossIRL —--17—dB P out @1dB Compression Point,CWP1dB—9—WTypical CW Performances —900MHz (In Freescale Test Fixture,50ohm system)V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mA,P out =6.5W CW,f =900MHz Power GainG ps —23.5—dB Power Added Efficiency PAE —34—%Input Return LossIRL —--15—dB P out @1dB Compression Point,CWP1dB—6.5—W1.Not recommended for wide instantaneous bandwidth modulated signals.MW7IC008NT15RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.Figure 3.MW7IC008NT1Test Circuit Component LayoutTable 6.MW7IC008NT1Test Circuit Component Designations and ValuesPartDescriptionPart NumberManufacturer C10.01μF Chip Capacitor GRM3195C1E103JA01Murata C2,C150.1μF Chip Capacitors GRM219F51H104ZA01Murata C3,C1610μF Chip Capacitors GRM55DR61H106KA88L Murata C4,C5,C7,C8,C10,C11,C12,C140.01μF Chip Capacitors C0805C103K5RAC Kemet C6,C171μF,35V Tantalum Capacitors TAJA105K035R AVX C9 2.2pF Chip Capacitor ATC600S2R2CT250XT ATC C13 3.3pF Chip CapacitorATC600S3R3BT250XT ATC L1,L7150nH Ceramic Chip Inductors LL2012--FHLR15J Toko L2,L6180nH Ceramic Chip Inductors LL2012--FHLR18J Toko L3 1.6nH Inductor 0603HC--1N6XJLW Coilcraft L4,L5 5.1nH Inductors0603HP--5N1XJLW Coilcraft R1,R12510Ω,1/10W Chip Resistors RR1220P--511--B--T5Susumu R2,R3,R491Ω,1/8W Chip Resistors CRCW080591R0FKEA Vishay R5*,R9*0Ω,2.5A Chip Resistors CRCW08050000Z0EA Vishay R610K Ω,1/8W Chip Resistor CRCW080510K0JNEA Vishay R7,R1112K Ω,1/8W Chip Resistors CRCW080512K0JNEA Vishay R843Ω,1/8W Chip Resistor CRCW080543R0FKEA Vishay R1015K Ω,1/8W Chip Resistor CRCW080515K0JNEA Vishay PCB0.020",εr =3.66RO4350BRogers*Add for temperature compensation6RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1TYPICAL CHARACTERISTICSG p s ,P O W E R G A I N (d B )1000100f,FREQUENCY (MHz)Figure 4.Broadband Performance @P in =14.6dBm CW600400300--307060504030--5--10--15I R L ,I N P U T R E T U R N L O S S (d B )4121086P A E ,P O W E R A D D E D E F F I C I EN C Y (%)500200800700--20--2514P o u t ,O U T P U T P O W E R (W A T T S )900Figure 5.Intermodulation Distortion Productsversus Two--Tone SpacingTWO--TONE SPACING (MHz)10--20--401200I M D ,I N T E R M O D U L A T I O N D I S T O R T I O N (d Bc )--60--30--50--10P out ,OUTPUT POWER (WATTS)CWFigure 6.Power Gain and Power AddedEfficiency versus Output Power18109080706050P A E ,P O W E R A D D E D E F F I C I E N C Y (%)G p s ,P O W E R G A I N (d B )2625402423222120193020100MW7IC008NT17RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.TYPICAL CHARACTERISTICSFigure 7.Broadband Frequency Responsef,FREQUENCY (MHz)200G A I N (d B )4006008001000120014001600-36I R L (d B )8RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1V DD =28Vdc,I DQ1=25mA,I DQ2=75mAP out =11W @100MHz,9W @400MHz,6.5W @900MHz f MHz Z in ΩZ load Ω10049.78+j1.0747.87--j9.8515048.96+j1.4449.12--j5.4420048.00+j1.5449.09--j2.6625046.67+j1.3648.63--j0.7930045.30+j0.9147.73+j0.4935043.93+j0.1146.60+j1.2240042.53--j0.8645.63+j1.4345041.38--j2.1644.97+j1.1350040.30--j3.7145.04+j0.7055039.38--j5.4445.23+j0.7760038.43--j7.1144.80+j1.2965037.94--j8.7144.32+j1.4870037.49--j10.5243.57+j1.5175037.31--j12.4243.19+j1.3280037.00--j14.0342.61+j0.7785036.74--j15.6442.25+j0.3990036.57--j17.0941.90+j0.0395036.37--j18.5941.67--j0.41100036.12--j20.0641.77--j1.10105035.58--j21.4341.82--j1.60110035.00--j22.7941.90--j2.01115034.53--j24.3942.26--j2.43120033.53--j25.9742.51--j2.80125032.67--j27.8442.74--j2.99130031.61--j29.8943.10--j3.11135030.61--j32.3443.52--j3.19140029.55--j34.8143.86--j3.13145028.23--j37.6144.03--j3.03150027.34--j40.5944.33--j2.67Z in=Device input impedance as measured from gate to ground.Z load =Test circuit impedance as measured from drain to ground.Figure 8.Series Equivalent Input and Load ImpedanceZinZloadOutput Matching NetworkMW7IC008NT19RF Device DataFreescale Semiconductor,Inc.PACKAGEDIMENSIONS10RF Device Data Freescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1MW7IC008NT111RF Device Data Freescale Semiconductor,Inc.12RF Device Data Freescale Semiconductor,Inc.MW7IC008NT1PRODUCT DOCUMENTATION AND SOFTWARERefer to the following documents and software to aid your design process.Application Notes∙AN1955:Thermal Measurement Methodology of RF Power Amplifiers∙AN1977Quiescent Current Thermal Tracking Circuit in the RF Integrated Circuit Family∙AN1987Quiescent Current Control for the RF Integrated Circuit Device FamilyEngineering Bulletins∙EB212:Using Data Sheet Impedances for RF LDMOS DevicesSoftware∙Electromigration MTTF Calculator∙RF High Power Model∙.s2p FileFor Software,do a Part Number search at ,and select the “Part Number”link.Go to the Software &Tools tab on the part’s Product Summary page to download the respective tool.REVISION HISTORYThe following table summarizes revisions to this document.RevisionDate Description 0Aug.2009∙Initial Release of Data Sheet 1Sept.2009∙Modified Fig.3,Test Circuit Component Layout and Table 6,Test Circuit Component Designations andValues to include temperature compensation options,p.5∙Fig.3,Test Circuit Component Layout,corrected V DD1to V GG1,p.5∙Table 6,Test Circuit Component Designations and Values,C6,C17:updated description from “1μF Tantalum Capacitors”to “1μF,35V Tantalum Capacitors”;L1,L7,L2,L6:corrected manufacturer fromCoilcraft to Toko;L3:corrected part number from “0603HC--1N6XJLC”to “0603HC--1N6XJLW”;L4,L5:corrected part number from “100B100JT500XT”to “0603HP--5N1XJLW”;R1,R12:updated descriptionfrom “510ΩChip Resistors”to “510Ω,1/10W Chip Resistors”,p.52Mar.2011∙Updated frequency in overview paragraph from “100to 1000MHz”to “20to 1000MHz”to reflect lower20MHz capability and narrow bandwidth modulation,p.1∙Updated IMD sym Typical value from 180MHz to 0.1MHz and VBW res Typical value from 210MHz to0.1MHz;modified Footnote 1to reflect limited device capability regarding wide video bandwidth,TypicalPerformance table,p.42.1Mar.2012∙Table 3,ESD Protection Characteristics,removed the word “Minimum”after the ESD class rating.ESDratings are characterized during new product development but are not 100%tested during production.ESDratings provided in the data sheet are intended to be used as a guideline when handling ESD sensitivedevices,p.23Dec.2013∙Table 6,Test Circuit Component Designations and Values:updated PCB description to reflect mostcurrent board specifications from Rogers,p.5∙Replaced Case Outline 98ASA10760D,Rev.O with Rev.A,pp.9--11.Mechanical outline drawing modified to reflect the correct lead end features.Format of the mechanical outline was also updated to thecurrent Freescale format for Freescale mechanical outlines.MW7IC008NT113Informationin this document is provided solely to enable system and software implementers to use Freescale products.There are no express or implied copyright licenses granted hereunder to design or fabricate any integrated circuits based on the information in this document.Freescale reserves the right to make changes without further notice to any products herein.Freescale makes no warranty,representation,or guarantee regarding the suitability of its products for any particular purpose,nor does Freescale assume any liability arising out of the application or use of any product or circuit,and specifically disclaims any and all liability,including without limitation consequential or incidental damages.“Typical”parameters that may be provided in Freescale data sheets and/or specifications can and do vary in different applications,and actual performance may vary over time.All operating parameters,including “typicals,”must be validated for each customer application by customer’s technical experts.Freescale does not convey any license under its patent rights nor the rights of others.Freescale sells products pursuant to standard terms and conditions of sale,which can be found at the following address:/SalesTermsandConditions.Freescale and the Freescale logo are trademarks of Freescale Semiconductor,Inc.,Reg.U.S.Pat.&Tm.Off.All other product or service names are the property of their respective owners.E 2009,2011--2013Freescale Semiconductor,Inc.How to Reach Us:Home Page: Web Support:/supportMW7IC008NT1。

文章编号:1005⁃6122(2014)05⁃0063⁃04基于GaN器件的连续型高效宽带功率放大器设计*李咏乐1　南敬昌1　杜学坤1,2　游长江2(1.辽宁工程技术大学电子与信息工程学院,葫芦岛125105;2.电子科技大学通信与信息工程学院国英成电联合工程实验中心,成都611731)摘　要:　提出一种高效宽带功率放大器的设计方法,并基于GaN HEMT器件CGH40010F设计了验证电路㊂利用功放管输出寄生参数的等效网络,将基于连续型功放理论得到的负载阻抗转换到封装参考面上,并利用多谐波双向牵引技术对转换后的负载阻抗进行适当调整,使二次谐波负载阻抗位于高效率区以及基频负载阻抗能够获得高功率附加效率和高输出功率㊂谐波阻抗位于高效率区使得匹配网络的设计简化为基频匹配网络的设计,降低了对谐波阻抗匹配的难度和宽带匹配网络设计的复杂度㊂实验结果表明:在1~3GHz工作频带(相对带宽100%)内,功率附加效率在53%~64.6%之间,输出功率为39.5±2dBm,增益为11.5±2dB,二次谐波小于-15dBc,三次谐波小于-25dBc㊂关键词:　连续型功放,多谐波双向牵引,宽带匹配网络,功率放大器Design of Continuous Broadband Power Amplifier with HighEfficiency Based on GaN DeviceLI Yong⁃le1,NAN Jing⁃chang1,DU Xue⁃kun1,2,YOU Chang⁃jiang2(1.School of Electrics and Information Engineering,Liaoning Technical University,Huludao125105,China;2.Greating-UESTC Joint Experiment Engineering Center University of Electronic Science and Technology,Chengdu610054,China)Abstract:　A design method of broadband power amplifier(PA)with high efficiency is presented and a test circuit is designed using GaN HEMT device CGH40010F.Based on the approximated equivalent network of output parasitics,the load impedances obtained by continuous PA theory are transferred into the package plane,and rectified appropriately by multi⁃har⁃monic bilateral⁃pull technology,in order to make second harmonic load impedances in high efficient region as well as the fun⁃damental load impedances with high PAE and output power.Harmonic impedances in high efficient region makes matching simplified into fundamental frequency matching network design,which reduces the difficulty of harmonic impedances matc⁃hing and the complexity of matching network design.Measured results show that:across1~3GHz(100%relative band⁃width),the test circuit is able to obtain50%~65%PAE with11.5±2dB power gain and delivers39.5±2dBm output pow⁃er,with second harmonic distortion less than-15dBc and third harmonic distortion less than-25dBc.Key words:　continuous PA,multi⁃harmonic bilateral-pull,broadband matching network,power amplifier引　言为满足当前移动通信多种数据业务需求,无线通信设备需要适应不同的通信制式,比如GSM㊁WC⁃DMA㊁GPS㊁Bluetooth㊁WLAN等,研制可工作于多频段的宽带高效功率放大器能有效地降低无线通信设备的生产和运营成本,促进多模无线通信系统的小型化㊂英国Cardiff大学S.C.Cripps的研究团队对连续型功放理论进行了深入系统的研究,提出了连续型功放概念及其相应设计公式,能够实现一个倍频程的带宽,为设计宽带功率放大器提供了新的方法[1⁃3]㊂随后,V.Carrubba以及Neal Tuffy等研究人员设计了连续型F类功放[4⁃5],验证了连续型功放的可行性㊂功率放大器一般工作在大信号条件下,第30卷第5期2014年10月 微　波　学　报JOURNAL OF MICROWAVES Vol.30No.5　Oct.2014*收稿日期:2014⁃03⁃02;修回日期:2014⁃06⁃21基金项目:国家自然科学基金资助项目(61372058);辽宁省高等学校优秀人才支持计划资助项目(LR2013012)谐波分量对输出功率和功率附加效率有很大的影响,其中二次谐波分量的影响是最大的[6]㊂连续型功放的最佳负载阻抗为设计阻抗匹配网络提供了灵活性,但是其负载阻抗是在电流源参考面(Current Generator Plane)上求解得到的㊂功放管厂家一般只提供大信号模型,这不利于采用基于连续型功放理论得到的负载阻抗设计匹配网络㊂本文通过对功放管建立输出寄生参数的等效网络,将基于连续型功放理论得到的负载阻抗转换到封装参考面(Package Plane)上,并利用多谐波双向牵引技术对转换后的负载阻抗进行调整,让二次谐波位于高效率区,基频阻抗能够获得高效率和高功率输出㊂采用切比雪夫低通滤波器设计输入匹配网络以及带通滤波器技术设计输出匹配网络,给出了高效宽带功率放大器的一种设计方法㊂基于Cree 公司的GaN HEMT 器件CGH40010F 设计了验证电路,获得了100%的相对带宽,实验表明连续型功放理论和多谐波双向牵引技术相结合设计宽带功放是可行的㊂1　连续型功放理论分析相对于传统类型的功放,连续型功放可在维持输出功率和漏极效率不变的情况下,工作带宽达到一个倍频程[3]㊂传统功放设计一般只考虑单点负载阻抗,而连续型功放的负载阻抗是一簇有内在联系的值[2],从而其负载阻抗为设计阻抗匹配网络提供了灵活性,增大了设计空间,这使得连续型功放可以通过适当的输出匹配网络获得较宽的带宽㊂连续型功放理论指出功放管的基频阻抗不仅包含电阻成分,还包含电抗成分,同时谐波阻抗是电抗性的,不再是短路或者开路状态[2],其核心思想是通过一簇有内在联系的漏极电压电流公式得到一簇定义在电流源参考面(current generator plane)上的负载阻抗,以维持功放性能不变㊂文献[2⁃3]给出了连续型B 类功放的漏极电压公式如下:v (t )=v cc 1-sin(ωt )-αcos(ωt )+α2cos(2ωt ())(1)其中V CC 是电源供电电压,参数α取值范围为[-1,1]㊂α取1和-1时,式(1)分别对应的是J 和J*类模式[1]的电压波形㊂连续型公式表明了J /J*类模式和B 类模式是连续型B 类模式的不同解,式(1)中的漏极电压波形均具有相同的直流成分和相同的基频电压实部成分,这就解释了为什么它们具有相同的理论效率和输出功率㊂2　功放管最佳负载阻抗的确定2.1　连续型功放的负载阻抗文献[3]给出了在电流源参考面上定义的连续型B 类功放的基频阻抗和二次谐波阻抗,如式(2)和(3)所示,可以维持相同的输出功率和漏极效率㊂Z 1=2V DCI max(1+jα)=R opt +jαR opt (2)Z 2=2V DC 3π8I max (-jα)=R opt 3π8(-jα)(3)其中R opt 是B 类模式的最佳负载阻抗㊂然而,式(2)和(3)中的R opt 没有考虑功放管的膝点电压㊂同时,R opt 是基于Cripps 的负载线法[1]得到的,对于A 类功放设计,Cripps 的负载线法有很高的精确度,而对于非线性较强的B 类功放,其精确度会下降㊂因此需要和有源负载牵引技术相结合,以对连续型功放的最佳负载阻抗进行适当调整㊂对于10W 的GaN HEMT 器件CGH40010F,可求得其基频实部阻抗R opt =35.2Ω@2GHz [1⁃3]㊂为了保证式(1)电压波形为正值,±35.2Ω是基频阻抗中电抗成分的最小值和最大值,超出这些值,连续型功放就会出现非线性行为㊂对CGH40010F 建立输出寄生参数的等效网络[7],如图1所示,其中C ds 是漏源电容㊂根据该等效网络,可将式(2)和(3)求得的负载阻抗转换到封装参考面上㊂图2分别给出在电流源参考面和封装参考面上的负载阻抗随参数α变化的轨迹,参数α的取值范围为[-1,1]㊂宽带工作模式需要输出匹配网络能够跟踪基频阻抗和二次谐波阻抗的变化,而由图2可知基频阻抗和二次谐波阻抗是随参数α变化而变化的,而α又是频率的函数㊂因此若匹配网络能够适应图2中的阻抗变化,那么就可以在一个倍频程的频带内维持相同的漏极效率和输出功率[4]㊂图2(a)给出α=0时的基频阻抗为35.2-j*0Ω,二次谐波阻抗为j*0Ω,经过输出寄生参数的等效网络转换后,得到封装参考面上的基频阻抗为28.5-j*13.2Ω,二次谐波阻抗为j*43.8,即最佳负载阻抗取共轭值,基频负载阻抗为28.5+j*13.2Ω,二次谐波负载阻抗为-j*43.8Ω,如图2(b)所示㊂2.2　多谐波双向牵引技术应用上一小节得到位于封装参考面上的负载阻抗存在两个问题:其一,R opt 的计算未考虑功放管的膝点46 微　波　学　报 2014年10月图1　CGH40010F 输出寄生参数的等效网络 (a) (b)图2GaN HEMT CGH40010F分别在电流源参考面(a)和封装参考面(b)的基频和二次谐波负载阻抗电压;其二,式(3)是在线性条件下推导的,由其求得的二次谐波阻抗并没有考虑功放管的非线性特性,这很容易造成高次谐波阻抗位于低效率区,进而影响功放性能[6]㊂利用多谐波双向牵引技术对2.1小节得到的负载阻抗值进行适当调整,可以避免上述存在的问题㊂ (a) (b)图3(a)在1GHz㊁1.5GHz㊁2GHz㊁2.5GHz和3GHz处的PAE等高线(b)在2GHz处的二次谐波Load-Pull对功放管CGH40010F进行多谐波负载牵引,结果如图3所示㊂由图3(a)可知,不同的频率条件下,CGH40010F的功率附加效率(PAE)等高线是不相同的,其随频率变化而变化㊂设计匹配网络时,若能够将基频负载阻抗匹配到PAE等高线内,就可获得大于PAE等高线的功率附加效率㊂与图2(b)比较可知,需要对经等效网络转换得到的基频负载阻抗值进行适当调整,使基频负载阻抗位于相应的PAE等高线内㊂CGH40010F的二次谐波负载阻抗在2GHz处的Load-Pull结果,如图3(b)所示,图中给出了高效率区与低效率区㊂由于三次谐波及更高次谐波对功放管的性能影响很小,阻抗匹配网络设计时可忽略更高次谐波对电路的影响,主要考虑二次谐波阻抗对电路性能的影响㊂与图2(b)比较可知,参数α在[1,0]范围内对应的二次谐波负载阻抗位于低效率区,因此需要对他们进行适当调整,让二次谐波负载阻抗位于高效率区㊂兼顾二次谐波负载阻抗位于高效率区,基频负载阻抗位于高效率PAE等高线内以及经等效网络转换得到的负载阻抗,中心频点2GHz处的基频负载阻抗为26.4+j* 12.8,这是为了获得更高的功率附加效率和输出功率,对2.1小节得到的28.5+j*13.2Ω进行适当调整,同时令二次谐波阻抗位于高效率区,取经过负载牵引得到的值,即j*28.6,与2.1小节得到的-j*43.8Ω相差较大㊂基于多谐波双向牵引技术找到功放管对应于高次谐波阻抗相应的高效率区和低效率区,令谐波阻抗位于高效率区使得输出匹配网络设计可简化为基频匹配网络的设计,降低了对谐波阻抗匹配的难度,提高了宽带匹配网络设计的效率㊂同时,多谐波负载牵引技术对经等效网络转换得到的基频负载阻抗值进行适当调整,使得基频阻抗能够获得高功率附加效率和高输出功率㊂3摇匹配网络设计本文基于低通滤波器原型的阻抗变换器以及带通滤波器匹配方法设计宽带匹配网络[9⁃10],输入匹配采用切比雪夫低通滤波器原型的匹配网络,详见文献[9]㊂对于输出匹配网络,采用了带通滤波器匹配方法,以CGH40010F功率管为例,设计1~ 3GHz的宽带匹配网络㊂(a)(b)(c)图4　带通匹配网络设计由前面分析知,中心频率2GHz处的基频负载阻抗为26.4+j*12.8,因此可以估算得到负载线56第30卷第5期李咏乐,等　基于GaN器件的连续型高效宽带功率放大器设计　电阻为32.6Ω,晶体管的输出电容为1.18pF㊂Daw⁃son指出n=3适用于带有转换比的匹配网络设计,因此该匹配网络的阶数n取3[10]㊂对文献[10]中的公式编写Matlab程序,可以快速得到低通匹配网络的原型值㊂需要注意的是求解g值之前,要用2. 6pF替代1.18pF进行求解,这是因为2.6pF更容易把集总参数匹配网络转换成相应的分布参数匹配网络㊂对求得的低通匹配网络先做带通转换,然后进行诺顿转换,得到的带通匹配网络如图4(a)所示㊂将电容C1用3个并联电容来代替,分别是晶体管输出电容C out=1.18pF,C11=0.56pF和C12=0.86pF,如图4(b)所示㊂接地的并联谐振LC网络可用四分之一波长短路传输线所替代,π型网络可用串联的传输线所代替[11],如图4(b)中虚线框所示㊂转换后的集总参数匹配网络如图4(c)所示㊂图5(a)对集总参数和分布参数匹配网络的插入损耗和反射损耗进行了比较,可以看出它们的频率特性比较相似,但是由于介质基板的损耗导致分布参数网络有较大的损耗㊂图5(b)给出50Ω负载阻抗经过分布参数匹配网络变换后的基频和二次谐波阻抗轨迹,可见基波匹配较好,二次谐波阻抗偏离了中心频率2GHz处的二次谐波阻抗,但是由图3可知它们仍位于高效率区,因此对功放的效率性能影响较小㊂此外,本文采用带通滤波器技术进行匹配网络设计,实现了(a)(b)图5(a)输出匹配网络的插入损耗和反射损耗(b)基波和二次谐波阻抗100%的相对带宽,比连续型功放的倍频程带宽要宽得多,这是因为带通滤波器设计方法能够提供在更宽的频带内提供适应阻抗变化的网络[10]㊂4摇设计实例及实验结果基于上文分析的设计方法,选用GaN HEMT器件CGH40010F设计验证电路,设计指标为:工作带宽1~3GHz,相对带宽100%,工作频带内功率附加效率(PAE)为50~60%,增益大于10dB,增益平坦度小于±2dB,输出功率大于39dBm㊂依照上文所述的设计方法,经过设计㊁加工㊁装配和调试,实现了高效率宽带功率放大器的设计,如图6所示㊂图6　宽带功放实物图该功放的静态工作点为:栅极电压为-3.2V,漏极电压为28V,漏极静态电流为13mA,处于B类工作状态㊂采用CW信号进行仿真和测试,输入信号功率设定为28dBm,扫描信号源的频率并绘制功率放大器的输出功率㊁增益㊁功率附加效率的仿真与测试曲线,如图7所示㊂仿真结果显示在1~3GHz带宽内,输出功率变化范围为37.7~41.7dBm,增益变化范围9.7~13.7dB,带内波动小于±2dB,功率附加效率处于54.3%~71.4%之间㊂由实测结果可以看出,在1~3GHz工作带宽内,输出功率变化范围为37.6~41.5dBm,增益变化范围9.6~13.5dB,带内波动小于2dB,功率附加效率处于53%~64.6%之间㊂当放大器的工作频率处于1.9GHz附近,由于实际的输出匹配电路能提供更好的阻抗条件,使得实测结果好于仿真结果㊂在低频和高频处,由于输出匹配电路提供的负载阻抗位于高效率低输出功率区域,导致输出功率和增益下降,但功率附加效率仍能维持较高的值㊂放大器的实验结果与仿真结果基本保持一致,验证了该设计方法的可行性㊂为了进一步研究该功放的性能,选定1.1GHz㊁2GH和3GHz3个频点,功率增益的测试结果如图8所示㊂由于1.1GHz和3GHz分别是功放达到最大和最小PAE的频率点,以及2GHz是该功放的中心频率点,故选择这三个频点进行测试㊂由图8可知, 66 微　波　学　报 2014年10月图7　功放性能与输入频率的关系曲线在大信号输入情况下,相较于频带的边缘处,在频带的中心频率处有较大的功率增益和输出功率,与图7的分析结果是吻合的㊂对中心频率2GHz 进行功率扫描,仿真和测试结果如图9所示,由于实际输出匹配电路能提供更好的阻抗条件,使得测试结果优于仿真结果㊂图8　功率增益随输出功率的变化曲线图9　功率增益和PAE随输入功率的变化曲线图10　谐波仿真和测试结果为研究宽带功放的失真特性,对放大器用频谱分析仪进行测试,相对于基波输出功率的二次谐波和三次谐波的仿真和实测结果如图10所示㊂由于本文采用带通滤波器方法设计的是大于一个倍频宽的匹配网络,导致低频处的二次谐波仍在频带内,但二次谐波的实测值达到-15dBc 以下㊂由于输出匹配网络提供了恰当的谐波阻抗,在1~3GHz 工作频带内,二次谐波为-15~-35dBc,三次谐波为-25~-45dBc㊂表1给出了本文与相关文献[5,12-15]的功放性能对比,可以看出本文结合连续型功放理论和多谐波双向牵引技术,输入匹配电路采用低通滤波器匹配网络,输出匹配电路采用带通滤波器匹配网络获得了更宽的频带,相对带宽达到100%,同时获得较高的功率附加效率(PAE)㊂表1　宽带功放性能对比参考文献带宽(GHz)相对带宽(%)增益(dB)功率附加效率(%)[12] 1.9-2.4239-1052-57[13]2-2.52210-1371-74[5]1.45-2.455110-12.665-74.6[14]0.7-1.57310-1131-34[15]1.9-4.3789-1150-63本文1-31009.7-13.753-64.6 *注:所用均为GaN HEMT 系列,输出功率在10W 左右的功放管㊂5摇结论本文提出了一种高效宽带功率放大器的设计方法,结合连续型功放理论和多谐波双向牵引技术,使二次谐波负载阻抗位于高效率区以及基频负载阻抗能够获得高功率附加效率和高输出功率,得到一簇最佳负载阻抗值,然后采用切比雪夫低通滤波器原型设计输入匹配网络以及将带通滤波器用于设计输出匹配网络㊂该设计方法可用于多模式多频段无线发射系统的发射机部分设计㊂参　考　文　献〔1〕　Cripps S C.RF Power Amplifiers for Wireless Communi⁃cations [M].London,2006:17⁃67〔2〕　Cripps S C,Tasker P J,Clarke A L,et al.On the conti⁃nuity of high efficiency modes in linear RF power ampli⁃fiers [J].IEEE Microwave and Wireless Components Let⁃ters,2009,19(10):665⁃667〔3〕　Tasker P J,Carrubba V,Wright P,et al.Wideband PA de⁃sign:the "continuous"mode of operation [A].IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium [A],2012:1⁃4〔4〕　Carrubba V,Lees J,Benedikt J,et al.A novel highly effi⁃cient broadband continuous class⁃F RFPA delivering 74%average efficiency for an octave bandwidth [A ].201176第30卷第5期李咏乐,等　基于GaN 器件的连续型高效宽带功率放大器设计IEEE MTT⁃S Int Microwave Symp Dig[C],2011:1⁃4〔5〕　Tuffy l,Guan L,Zhu A D,et al.A simplified broadband design methodology for linearized high efficiency continu⁃ous class⁃F power amplifiers[J].IEEE Trans on MicrowTheory Tech,2012,60(6):1952⁃1963〔6〕　郭瑜,胡善文,张晓东,等.一种新型提高射频功率放大器PAE的电路技术[J].固体电子学研究与进展,2011,31(3):257⁃262Guo Y,Hu S W,Zhang X D,et al.A Novel Designtechnique for increasing PAE of RF power amplifier[J].Research&Progress of Solid State Electronics,2011,31(3):257⁃262〔7〕　Tasker P J,Benedikt J.Waveform inspired models and the harmonic balance emulator[J].IEEE MicrowaveMagazine,2011,12,(2):38⁃54〔8〕　陈会,张玉兴.基于多谐波双向牵引技术的微波功率放大器设计[J].微波学报,2008,24(3):57⁃70Chen H,Zhang Y X.Design of microwave power ampli⁃fier based on multi⁃harmonic bilateral⁃pull technology[J].Journal of Microwaves,2008,24(3):57⁃70〔9〕　南敬昌,杜学坤,韩斌,等.高效率低谐波失真宽带功率放大器设计[J].半导体集成电路,2014,39(1):19⁃23Nan J C,Du X K,Han B,et al.〔10〕Dawson D E.Closed⁃form solutions for the design of opti⁃mum matching networks[J].IEEE Trans Microw TheoryTech,2009,57(1):121⁃129〔11〕董磊,何松柏,雷奇.基于带通匹配网络理论的宽带高效率功放设计[J].信息与电子工程,2011,9(4):449⁃452Dong L,He S B,Lei Q.Design of a high⁃efficiencybroadband power amplifier based on band⁃pass match net⁃work theory[J].Information and Electronic Engineering,2011,9(4):449⁃452〔12〕Xu H,Gao S,Heikman S,et al.A high⁃efficiency class⁃E GaN HEMT power amplifier at1.9GHz[J].IEEE Mi⁃crow Wireless Compon Lett,2006,16(1):22⁃24〔13〕van der Heijden M,Acar M,Vromans J.A compact12⁃Watt high⁃efficiency2.1⁃2.7GHz class⁃E GaN HEMTpower amplifier for base stations[J].IEEE MTT⁃S Int Mi⁃crow Symp Dig,2009:657⁃660〔14〕Azam S,Jonsson R,Wahab Q.Designing fabrication and characterization of power amplifiers based on10⁃Watt SiCMESFET and GaN HEMT at microwave frequencies[J].Proc38th Eur Microw Conf,2008:444⁃447〔15〕Saad P,Fager C,Cao H Y,et al.Design of a highly effi⁃cient2⁃4GHz octave bandwidth GaN HEMT power ampli⁃fier[J].IEEE Transactions on Microwave Theory andTechniques,2010,58(7):1677⁃1685李咏乐　男,1990年生,硕士生㊂主要研究方向:射频及微波电路与器件设计,宽带高效率功率放大器设计㊂E⁃mail:liyongle1990@南敬昌　男,1971年生,博士,教授,博士生导师㊂主要研究方向:射频电路与系统,信号处理与信息编码,通信系统仿真等㊂杜学坤　男,1988年生,博士研究生㊂主要研究方向:射频及微波电路与器件设计,线性高效率功率放大器设计㊂游长江　男,1983年生,博士,讲师㊂主要研究方向:射频微波电路与系统的设计㊂86 微　波　学　报 2014年10月。

100W功放设计方案一、功放设计指标：1、频率范围：68MHz-2400MHz (分7段),即68MHz ~ 120MHz120MHz ~ 200MHz200MHz ~ 350MHz350MHz ~ 600MHz600MHz ~ 1000MHz1000MHz ~ 1800MHz1800MHz ~ 2400MHz2、增益：40dB3、功率：50dBm4、带内平坦度：+/- 3dB5、谐波抑制：>=50dB二、监控功能：1、前向功率检测2、功放故障告警3、功放开关三、方案设计：本功放为100W大功率宽带功放，为宽带匹配，采用传输线变压器作输入输出匹配，功放管采用推挽结构。

线性要求为谐波抑制，对三阶互调要求不高，为简化设计，可在功放输出接一低通滤波器，滤除谐波分量，末级功放可以饱和功率输出，推动级为防止非线性叠加，采用功率回退。

现以600MHz—1000MHz 功放为例说明。

功放管选择：采用Polyfet公司的SK202、LK802和LB401。

功放模块框图如下：100W功放由四级放大器级联组成，各级指标如下：放大级管子输出幅度（dBm）增益（dB）形式第一级AH101 14 13 单管第二级SK202 27 13 推挽第三级LK802 40 12 推挽第四级LB401 50 10 推挽四、器件介绍：1、AH101：应用电路：2、SK202：3、LK802：4、LB401：五、匹配设计：以LB401为例，其输入输出阻抗为：由图可见，LB401管子在1000MHz时Zin=1.4-j3.6，Zout=2+j6.8。

因管子在600MHz—1000MHz宽带工作，考虑到低频增益大，高频增益小，阻抗匹配在高频，低频造成一定的失配，使整个频带内增益波动比较小。

故采用1000MHz时的阻抗值为匹配阻抗，为最大功率传输，采用共轭匹配。

为宽带匹配，匹配电路采用传输线变压器，传输线变压器形式为1:1的不平衡-平衡变换和4:1的平衡-平衡变换。

0.2~2.0GHz100W超宽带GaN功率放大器
张晓帆;银军;倪涛;余若祺;斛彦生;王辉;高永辉
【期刊名称】《半导体技术》
【年(卷),期】2024(49)3
【摘要】设计并实现了一款基于0.25μm GaN高电子迁移率晶体管(HEMT)工艺的100 W超宽带功率放大器。

基于SiC无源工艺设计了集成无源器件(IPD)输入预匹配电路芯片;设计了基于陶瓷基片的T型集成输出预匹配电路;基于建立的传输线变压器(TLT)的精确模型,设计了宽带阻抗变换器,在超宽频带内将50Ω的端口阻抗变换至约12.5Ω,再通过多节微带电路与预匹配后的GaN HEMT芯片实现阻抗匹配。

最终,以较小的电路尺寸实现了功率放大器的超宽带性能指标。

测试结果表明,功率放大器在0.2~2.0 GHz频带内,在漏极电压36 V、输入功率9 W、连续波的工作条件下,输出功率大于103 W,漏极效率大于50%,输入电压驻波比(VSWR)≤2.5。

【总页数】5页(P252-256)
【作者】张晓帆;银军;倪涛;余若祺;斛彦生;王辉;高永辉
【作者单位】中国电子科技集团公司第十三研究所
【正文语种】中文
【中图分类】TN722.75;TN43
【相关文献】
1.L、S波段超宽带GaN功率放大器设计与实现
2.三菱电机采用单个GaN功率放大器实现4G、5G及Beyond 5G/6G通信系统宽带运行
3.基于GaN的宽带Doherty功率放大器设计
4.2~18GHz超宽带GaN分布式功率放大器
MMIC5.UHF频段350 W超宽带小型化GaN功率放大器设计
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L频段宽带GaN芯片高功率放大器设计张忍;刘彦北【期刊名称】《电子测量技术》【年(卷),期】2016(0)1【摘要】针对当前无线通信系统中射频功率放大器工作带宽窄、输出功率和附加效率低的缺点,本文基于CREE公司的GaN功率管设计了一款新型的L频段宽带大功率射频功率放大器。

用源牵引和负载牵引技术测得工作频段内最佳输入输出阻抗,再通过集总参数元件与微带线结合的方法设计宽带匹配网络,并对放大器功率、效率以及谐波分量等指标进行测试。

测试数据表明,当放大器工作在L频段300 MHz 带宽内(相对工作带宽为27.7%),输入功率为34dBm的连续波(CW)时,其输出功率可达50.4dBm(108 W),附加效率不低于48%,平坦度为±0.1dB。

因此,本文设计的GaN射频宽带功率放大器具有带宽宽、效率高、功率大的特点,具备应用价值。

【总页数】4页(P5-8)【关键词】射频功率放大器;匹配网络;附加效率;氮化镓(GaN)【作者】张忍;刘彦北【作者单位】天津大学电子信息工程学院【正文语种】中文【中图分类】TN722【相关文献】1.L频段GaN宽带功率放大器设计 [J], 王军峰2.使用SMT封装晶体管的宽带L频段160W GaN功率放大器的设计 [J], J M Greene;R M H Smith;L M Devlin;R Santhakumar;R Martin3.使用SMT封装晶体管的宽带L频段160W GaN功率放大器的设计 [J], J M Greene[1];R M H Smith[1];L M Devlin[1];R Santhakumar[2];R Martin[2]4.L频段GaN宽带功率放大器设计 [J], 王军峰5.基于GaN芯片的宽带固态功率放大器设计 [J], 成海峰;王晔;陶洪琪;徐建华;张斌因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

GaN高效率功率放大器研究的开题报告一、研究背景随着现代通信、电力、军事等领域对高频高功率电子设备的需求不断增加，高效率功率放大器的研究和应用受到越来越广泛的关注。

而GaN（氮化镓）材料因其高电子迁移率、较高的饱和漂移速度、较高的电子饱和浓度等特性，被广泛用于高频功率放大器的研究。

因此，对GaN 高效率功率放大器的研究具有重要的实际意义。

二、研究目的本研究旨在设计、制备并测试一种基于GaN材料的高效率功率放大器，并对其性能进行评估。

具体来说，研究将关注以下几个方面：1. 设计一种基于GaN材料的高效率功率放大器电路。

2. 制备GaN材料及相关器件。

3. 对所设计的GaN高效率功率放大器进行测试，包括输出功率、增益、效率等参数的测试。

4. 分析并优化该功率放大器的性能。

三、研究内容和技术路线本研究的内容主要包括以下几个部分：1. GAN材料和相关器件的制备通过金属有机气相沉积（MOCVD）技术，在sapphire衬底上生长GaN薄膜，并将其制成有源器件（如HEMT、MESFET）等。

2. GAN高效率功率放大器的设计在理论分析的基础上，设计GaN高效率功率放大器的电路，包括输入网络、输出网络、负载网络等。

3. GAN高效率功率放大器的测试对所设计的GaN高效率功率放大器进行频率响应测试、S参数测试、输出功率、增益、效率等参数的测试，并对测试结果进行分析。

4. 优化并评估GaN高效率功率放大器性能根据测试结果，对GaN高效率功率放大器的性能进行评估，并通过理论分析和实验验证对其进行优化。

四、研究意义和预期成果本研究的意义在于：1. 对于GaN高效率功率放大器的研究，扩大了该领域的研究范围和应用前景。

2. 通过研究GaN高效率功率放大器，有助于提高其输出功率、增益、效率等性能，满足现代高频高功率电子设备对功率放大器的需求。

3. 本研究同时也能够在制备GaN材料及相关器件方面进行一定的实践探索，有助于提高该领域的技术水平。

一种GaN双管芯宽带功率放大器的设计
赵家敏;安士全;张瑞
【期刊名称】《电子科技》
【年(卷),期】2017(030)012
【摘要】针对超宽带(1~5 GHz)20 W功率放大器的设计要求,使用了一种可行的实现方法,即采用小信号S参数法对两个Triquint公司的TGF2023-02管芯进行宽带匹配电路设计,并制作了一款宽带功率放大器.测试结果表明,带内增益>10 dB,饱和功率输出20 W,测试数据与仿真结果吻合,验证了此方法的有效性.
【总页数】3页(P9-10,16)
【作者】赵家敏;安士全;张瑞
【作者单位】中国电子科技集团公司第38研究所微波技术部,安徽合肥230031;中国电子科技集团公司第38研究所微波技术部,安徽合肥230031;中国电子科技集团公司第38研究所微波技术部,安徽合肥230031
【正文语种】中文
【中图分类】TN722.7+5
【相关文献】
1.一种应用于LTE-A的双功率模式宽带功率放大器设计 [J], 黄亮;李嘉进;章国豪
2.基于GaN管芯的X波段宽带功率放大器设计 [J], 张瑞;安士全
3.基于GaN管芯的LS波段宽带功率放大器的设计 [J], 赵家敏;张瑞;安士全
4.一种基于GaN的宽带功率放大器的设计与实现 [J], 王利斌;陈海波
5.一种宽带GaN功率放大器设计 [J], 郑焘;徐晓俊
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专利名称：一种宽频带GaN微波功率放大器电路专利类型：发明专利
发明人：朱佳浩,李贺,沈美根,陈强
申请号：CN202011559602.2
申请日：20201225
公开号：CN112688647A
公开日：
20210420
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明涉及功率放大器电路技术领域，具体为一种宽频带GaN微波功率放大器电路，包括的RC网络、芯片输入输出匹配电路、反馈电路以及供电电路，芯片输入端L型匹配电路为串联电感L3再并联电容C2的L型匹配电路，芯片输出端L型匹配电路为串联电感L4再并联电容C3的L型匹配电路，反馈电路包含一个LRC反馈网络，反馈电路包括反馈电阻R1，反馈电阻R1的一端通过电容C1串联有电感L5，电感L5与电容C2串联，反馈电阻R1的另一端串联有电感L6，电感L6与电容C3串联。

本发明采用L型匹配技术，从而实现对射频的放大技术，在有限的器件内部空间内增加带宽，降低功率放大器的成本，减少器件的空间。

申请人：江苏博普电子科技有限责任公司
地址：214131 江苏省无锡市滨湖区高浪路999号
国籍：CN
代理机构：北京君泊知识产权代理有限公司
代理人：李丹
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专利名称：宽带高效率高线性度的氮化镓基功率放大器模块专利类型：实用新型专利
发明人：王琮,谭笑
申请号：CN202122486019.X
申请日：20211015
公开号：CN215897688U
公开日：
20220222
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：宽带高效率高线性度的氮化镓基功率放大器模块，它为了解决现有提高带宽的技术会降低功率放大器模块的效率和线性度的问题。

本实用新型氮化镓基功率放大器模块包括两个氮化镓功率管、两个宽带巴伦器、扼流电感和直流偏置电路，其中两个氮化镓功率管采用推挽配置形成功率放大电路，第一宽带巴伦器的两个差分端分别与两个氮化镓功率管的输入端相连，两个氮化镓功率管的输出端分别与第二宽带巴伦器的差分端连接，直流偏置电路为功率放大电路提供直流偏置，扼流电感连接在直流偏置电路与功率放大电路之间。

本实用新型氮化镓基功率放大器模块能够在整个通带内具有高而平坦的功率增益、高效率和优秀的线性度。

申请人：青岛晶芯半导体有限公司
地址：266000 山东省青岛市崂山区科苑纬一路1号E楼13层07
国籍：CN
代理机构：哈尔滨市松花江专利商标事务所
代理人：李红媛
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基于GaN HEMT的100～1000MHz 100W宽带功率放大
器设计
蒋超;侯钧;闫磊
【期刊名称】《电子信息对抗技术》
【年(卷),期】2017(032)005
【摘要】基于第三代半导体材料的GaN高电子迁移率晶体管(HEMT),运用传输线变压器(TET,Transmission Line Transformer)宽带匹配技术,研制了工作于
VHF/UHF频段的功率放大器.采用推挽的结构,运用TLT进行输入输出网络匹配,成功设计了一个工作于100～1000MHz,Gain≥9.28 dB,Gain flatness≤±2.65 dB,PAE ≥40.3％,Pout≥100W的GaN宽带功率放大器.适用于干扰、宽带通讯等对带宽、功率要求较高的系统中.
【总页数】4页(P81-84)
【作者】蒋超;侯钧;闫磊
【作者单位】电子信息控制重点实验室,成都610036;电子信息控制重点实验室,成都610036;电子信息控制重点实验室,成都610036
【正文语种】中文
【中图分类】TN722.1
【相关文献】
1.基于GaN HEMT的1.5～3.5GHz宽带平衡功率放大器设计 [J], 冷永清;张立军;曾云;鲁辉;郑占旗;张国梁;彭伟;彭亚涛;官劲
2.基于GaN HEMT的Doherty功率放大器设计 [J], 彭菊红;郑丽群;王旭光;杨维明
3.基于GaN HEMT的S波段的功率放大器设计 [J],
4.0.35-2GHz GaN HEMT超宽带高效率功率放大器设计 [J], 韩娜; 廖学介; 杨秀强; 庞玉会
5.基于GaN HEMT宽带低噪声放大器设计 [J], 王华树;肖知明;马伟;胡伟波
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