滞回比较器计算公式

滞回比较器关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化,由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS,因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 ,VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

在实际应用中, 正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈设置。

同相迟滞比较器门限电压计算
同相迟滞比较器门限电压是电子技术中常用的一个概念，也是比较重要的一点，下面我们就详细介绍一下它的计算方法。

1. 同相迟滞比较器门限电压的定义
同相迟滞比较器（LM311）是一种具有固定阈值电压，并且具有迟滞特性的开关。

门限电压是指在输入电压上下翻转时输出电压的门槛值。

当输入电压低于门限电压时，输出保持高电平；当输入电压高于门限电压时，输出保持低电平。

2. 同相迟滞比较器门限电压的计算
门限电压的计算公式为：Vt = Vp / (1 + Rf/R1)。

其中，Vp 是给定电压，Rf 是反馈电阻，R1 是输入电阻。

为了更好的理解，下面举个例子：
假设输入电压的范围为-5V到5V，我们想确保在输入电压小于1V 时，输出始终为高电平，当输入电压大于等于1.2V时，输出始终为低电平。

反馈电阻Rf的值为1KΩ，则门限电压Vt的值为：
Vt = 1V / [(1 + 1KΩ/R1)] = 1.2V / [(1 + 1KΩ/R1)]
可以解得R1≈200Ω。

3. 同相迟滞比较器门限电压的应用
同相迟滞比较器门限电压计算代码中比较常见的一种应用是作为红外线接收器的前置放大器，使得光电转换接收到的红外光强度转化成一定的电压信号才能正常工作，从而保证接收器的灵敏度。

此外，同相迟滞比较器门限电压还被用于电源监测电路、电压比较电路、跨界器等等。

总结：
以上就是同相迟滞比较器门限电压的计算方法和应用方面的介绍，对于电子电路工程师来说，这是一项非常基础而又重要的技能。

来亲自动手做一下吧，加油！。

滞环比较器
在保护电路中，为了防止保护电路在保护点附近来回震荡，所以一般都增加一定的滞环。

在下图中，1M电阻就起到滞环的作用，如果没有1M电阻，很明显，VF电压达到2.5V运放输出低电平，低于2.5V，运放输出高电平。

增加1M电阻后，在运放输出低电平时，6脚电平为0.7+（2.5-0.7）*1000/1010=2.48V。

当VF低于6脚电平后，7脚输出高电平（如果运放供电15V，7脚输出可按照14V计算）可以计算此时6脚电平为2.5+（14-2.5）*10/1010=2.61V，如果这是一个输入欠压保护电路，且VF为100：1的取样，则当输入电压高于261V，电路正常工作，当电压低于248V才会欠压保护，这样就增强了保护电路的抗干扰能力。

一般经常用到滞环比较器的地方有：过欠压保护电路、转灯电路等。

迟滞比较器运算
滞回比较器又称迟滞比较器，是一个具有迟滞回环传输特性的比较器。

它的运算过程相对复杂，下面以一个实例进行说明：
假设要设计一个电池欠压保护电路，该电路使用双阈值迟滞比较器，以18.5V作为低阈值电压，高阈值电压在18.5V到24V之间，即选择21V作为高阈值电压。

首先，确定比较器的负输入端。

通过两个分压电阻进行分压，这两个分压电阻的取值既不能过大也不能过小。

电池的阈值设置为18.5V到21V，而电池标称电压值为24V，最大值为29V，综合考虑后选择在21V时保证流过分压电阻的电流为1mA左右。

因此，选择R1=20K，R6=1K。

其次，计算阈值电压变化时U1的值。

当BATT=18.5V时，U1=18.5乘以R6/R1+R6=0.88V；当BATT=21.0V时，U1=21.0乘以
R6/R1+R6=1V。

然后，计算比较器输出高电平和低电平时的等效电路。

当U1=0.88V 时，比较器输出低电平，忽略R3、R4支路，此时电源电压为5V，保持电路1mA电流，可确定R5+R2等于5K上下，选择R5=1K，
R2=4K。

最后，确定R3的阻值。

通过以上步骤，就可以完成双阈值迟滞比较器的运算。

需要注意的是，上述示例仅为基本原理，实际运算过程中还需要考虑许多因素，如输入信号的频率、噪声、比较器的响应时间等。

滞回比较器计算范文滞回比较器的设计原理是基于滞回效应。

滞回效应是指当输入信号从低到高或从高到低过渡时，输出信号的变化速率不一样。

具体来说，对于一个滞回比较器，两个阈值分别定义为上限（Upper Threshold）和下限（Lower Threshold）。

当输入信号的幅值大于上限时，输出信号为高电平；当输入信号的幅值小于下限时，输出信号为低电平。

而在上限和下限之间的范围内，输出信号的状态保持上一次的状态不变。

滞回比较器的主要应用是在模拟电路中用于去除噪声或稳定信号。

由于滞回比较器能够在输入信号的幅值浮动时保持输出信号的稳定性，因此可以用来控制开关、触发电路或作为电压比较器等。

下面我们将以一个简单的滞回比较器为例进行计算。

假设我们有一个滞回比较器，其中上限（Upper Threshold）阈值为3V，下限（Lower Threshold）阈值为2V。

输入信号的峰值为5V，频率为1kHz。

滞回比较器的滞回带宽为0.1V，即在上限和下限之间的范围内，输出信号的状态不变。

首先，我们将输入信号与上限阈值和下限阈值进行比较。

当输入信号的幅值大于3V时，输出信号为高电平；当输入信号的幅值小于2V时，输出信号为低电平。

在上限和下限之间的范围内，输出信号的状态保持上一次的状态不变。

因此，在输入信号从5V下降到3V时，输出信号保持为高电平；当输入信号进一步下降到2V时，输出信号才会切换为低电平。

同样的道理，当输入信号从2V上升到3V时，输出信号保持为低电平；当输入信号进一步上升到5V时，输出信号才会切换为高电平。

在计算滞回比较器的滞回带宽时，我们需要考虑输入信号的频率。

根据给定的输入信号频率为1kHz，我们可以计算出一个周期的时长为1ms。

滞回带宽定义为输出信号在输入信号的一个周期内保持不变的范围。

由于滞回带宽为0.1V，我们可以得出一个周期内输出信号保持不变的时间为0.1ms。

综上所述，滞回比较器的计算主要包括确定上限阈值、下限阈值和滞回带宽，并根据输入信号与阈值的比较结果确定输出信号的状态。

迟滞比较器门限电压计算迟滞比较器是一种电路，它可以通过比较输入电位的大小来确定输出状态。

门限电压是指比较器正向和反向输出的阈值电位值，也就是当输入电位小于门限电压时，比较器的输出为低电平；当输入电位大于门限电压时，比较器的输出为高电平。

在迟滞比较器中，门限电压具有一定的迟滞效应，即输出电位的变化要等到输入电位超过门限电压一定的范围后才会发生。

门限电压的计算取决于比较器的具体电路结构和工作原理。

下面以基于电阻分压原理的迟滞比较器为例，简要介绍门限电压的计算方法。

图中的R1和R2分别为两个电阻，用于将输入电压分压到比较器的正向和反向输入端。

比较器输出的高低电平分别接到R3和R4，形成一个反馈电路。

当Vin的值高于Vth+时，比较器的输出为高电平，将R3上的电压拉高；当Vin的值低于Vth-时，比较器的输出为低电平，将R4上的电压拉低。

这种电路结构的特点在于，当输出电压上升或下降到一定程度时，反馈电路的作用会增强或减弱，从而使输出电压更加稳定。

假设比较器的输入电压范围为-Vin_max~Vin_max，输入电压变化量为ΔVin，我们可以通过下面的公式求得门限电压的大小：Vth+ = Vp * (R1 / (R1 + R2)) + Vn * (R2 / (R1 + R2)) + Vr * (R3 / (R3 + R4))。

Vth- = Vp * (R1 / (R1 + R2)) + Vn * (R2 / (R1 + R2)) + Vr * (R4 / (R3 + R4))。

其中，Vp和Vn分别为比较器正向和反向输入端的参考电压，一般为VCC/2；Vr为反馈电路的电阻，其值可根据需要进行调整。

上式中的分压系数(R1/(R1+R2))和(R2/(R1+R2))分别为输入电压在两个电阻上的分压比例，反映了输入电压在比较器两个输入端的占比。

通过合理选取R1、R2和Vr的值，可以实现所需的门限电压大小和迟滞效应。

滞回比较器2009-03-19 10:19:15| 分类：学习中|字号订阅长期以来,关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化,由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS,因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 ,VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

一、过零比较器过零比较器，顾名思义，其阈值电压U T=0V。

电路如图(a)所示，集成运放工作在开环状态，其输出电压为+U OM或-U OM。

当输入电压u I<0V时，U O=+U OM；当输入电压u I>0V时，U O=-U OM。

因此，电压传输特性如图(b)所示。

为了限制集成运放的差模输入电压，保护其输入级，可加二极管限幅电路，如右图所示。

★两只稳压管稳压值不同在实用电路中为了满足负载的需要，常在集成运放的输出端加稳压管限幅电路，从而获得合适的U OH和U OL，如图（725）(a)所示。

图中R为限流电阻，两只稳压管的稳定电压均应小于集成运放的最大输出电压U OM。

设稳压管D Z1的稳定电压为U Z1，稳压管D Z2的稳定电压为U Z2，U Z1和U Z2的正向导通电压均为U D。

当u I<0时，由于集成运放的输出电压u/O=+U OM，D Z1使工作在稳压状态，D Z2工作在正向导通状态，所以输出电压u O=U OH=（U Z1+U D）当u I>0时，由于集成运放的输出电压u/O=-U OM，D Z2使工作在稳压状态，D Z1工作在正向导通状态，所以输出电压u O=U OL=-（U Z2+U D）★两只稳压管稳压值相同若要求，U Z1=U Z2则可以采用两只特性相同而又制作在一起的稳压管，其符号如图(b)所示，稳定电压标为±U Z。

当u I<0时，u O=U OH=U Z；当u I>0时，u O=U OL=-U Z。

★稳压管接在反馈通路中限幅电路的稳压管还可跨接在集成运放的输出端和反相输入端之间，如右图所示。

假设稳压管截止，则集成运放必然工作在开环状态，输出电压不是+U OM，就是-U OM。

这样，必将导致稳压管击穿而工作在稳压状态，D Z构成负反馈通路，使反相输入端为“虚地”，限流电阻上的电流i R等于稳压管的电流i Z，输出电压u O=±U Z。

滞回比较器和窗口比较器+U Zu Iu O-U ZO UT引入正反馈缺点：☐输出电压波形不够陡☐抗干扰能力差+U Zu Iu O-U ZO U T①Where ？②When ？U OH ＝+U Z ，U OL ＝─U Z③How ？u -＝u I2+O REF22FF FR R u u U R R R R =+++2TH OH REF2F 2FFR R U U U R R R R =+++2TL OL REF22FF FR R U U U R R R R =+++上门限下门限不同的单调变化方向，门限不同双门限U TLU TH滞回比较器+U Zu Iu O-U ZO U TLU TH①由于该电路存在正反馈，因而输出高、低电平转换很快。

+()O Id I O u u u u u u +↓→↓→=-↑→↓↓②两个阈值的差称为回差电压（门限宽度），即TH TLU U U ∆=-2OH OL 2()FR U U U R R ∆=-+U∆抗干扰能力强！U T2U T1灵敏度变差通过调整回差电压来改变电路某些性能ou i u RLU RH U R1R 2D 1D 2DZ U -+A 1-+A 2u o1u o2u iu Ou O1u O2D 1D 2u Ou i >U RH u i <U RL U RL <u i <U RH+U OM -U OM 导通截止+U OM -U OM 导通截止-U OM-U OM截止截止U RHU RLU Z××或门窗口比较器(双限比较器)。

滞回比较器
滞回比较器有同相输入和反相输入两种方式。

图1所示为反相输入滞回比较器，电路中参考电压V REF接在同相端，输入信号vS为被比较电压，由反相端加入，运放输出vO
经反馈电阻Rf接回到同相端构成正反馈。

图1由叠加原理可得运放同相输入端的电压为
当vO＝VOH时，vP＝VTH，VTH称为上触发电平；当vO＝VOL时， vP＝VTL，VTL称为下触发电平。

当输入电压变化时，比较器输出电压是如何变化呢？假设vS<VTL，则一定有vN<VP，因此vO ＝VOH，vP＝VTH，只有当输入电压增大到大于VTH时，输出电压vO才会从VOH 跃变到VOL。

同理，若vS>VTH，则一定有vN>VP，因此vO＝VOL，vP＝VTL，只有当输入电压增大到小于VTL时，输出电压vO才会从VOL跃变到VOH。

可见，输出电压的变化具有方向性，电压传输特性如图2所示。

图2同相滞回比较器如图3所示，不难分析其电压传输特性如图4所示。

图3
图4
从滞回比较器电压传输特性可知，它有一个十分重要的特性：回差特性。

从其电压传输特性上可以看出，电路由低电平翻转到高电平所需的触发电平VTH，和由高电平翻转到低电平所需的触发电平VTL不一致。

这两个触发电平之差称回差电压（简称回差）。

回差是滞回比较器的固有特性，它的大小可以通过有关电阻调节。

回差电压越大，电路越不易误触发，即抗干扰能力越强。

滞回比较器关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化,由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS,因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 ,VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH 时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

在实际应用中, 正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈设置。

关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化,由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS,因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 ,VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

在实际应用中, 正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈设置。

滞回比较器关于比较器滞回的讨论需要从“滞回”的定义开始, 与许多其它技术术语一样, “滞回”源于希腊语, 含义是“延迟”或“滞后”, 或阻碍前一状态的变化。

工程中, 常用滞回描述非对称绝大多数比较器中都设计带有滞回电路, 通常滞回电压为5mV到10mV。

内部滞回电路可以避免由于输入端的寄生反馈所造成的比较器输出振荡。

但是内部滞回电路虽然可以使比较器免于自激振荡, 却很容易被外部振幅较大的噪声淹没。

这种情况下需要增加外部滞回, 以提高系统的抗干扰性能。

首先, 看一下比较器的传输特性。

图1所示是内部没有滞回电路的理想比较器的传输特性, 图2所示为实际比较器的传输特性。

从图2可以看出, 实际电压比较器的输出是在输入电压(VIN)增大到2mV时才开始改变。

图1. 理想比较器的传输特性图2. 实际比较器的传输特性运算放大器在开环图3. 无滞回电路时比较器输出的模糊状态和频繁跳变举个例子, 考虑图4所示简单电路, 其传输特性如图5所示。

比较器的反相输入电压从0开始线性变化,由分压电阻R1、R2构成正反馈。

当输入电压从1点开始增加(图6), 在输入电压超过同相阈值VTH+ = VCCR2/(R1 + R2)之前, 输出将一直保持为VCC。

在阈值点, 输出电压迅速从VCC跳变为VSS,因为, 此时反相端输入电压大于同相端的输入电压。

输出保持为低电平, 直到输入经过新的阈值点5 ,VTH- = VSSR2/(R1 + R2)。

在5点, 输出电压迅速跳变回VCC, 因为这时同相输入电压高于反相输入电压。

图4. 具有滞回的简单电路图5. 图4电路的传输特性图6. 图4电路的/输出电压波形图4所示电路中的输出电压VOUT与输入电压VIN的对应关系表明, 输入电压至少变化2VTH 时, 输出电压才会变化。

因此, 它不同于图3的响应情况(放大器无滞回), 即对任何小于2VTH的噪声或干扰都不会导致输出的迅速变化。

在实际应用中, 正、负电压的阈值可以通过选择适合的反馈设置。