高PF反激临界模式开关电源的环路设计

反激电源的控制环路设计反激电源（Flyback Power Supply）是一种常见的开关电源拓扑结构，具有简单、高效、成本低等特点。

为了实现对反激电源的控制，需要设计一个有效的控制环路。

本文将从反激电源基本原理出发，详细介绍反激电源控制环路的设计过程。

首先，我们需要了解反激电源的基本原理。

反激电源由输入电压Vin、开关管、变压器、输出电容和负载组成。

工作原理是：当开关管导通时，电流从输入电压Vin经过变压器的一侧流入负载和输出电容，此时储能；当开关管关断时，储存的能量通过变压器的另一侧传导到输出端，输出电压为Vo，这样实现了电能的转换。

在这个过程中，控制开关管的导通和关断时间，就可以实现对输出电压的调节。

为了实现对反激电源的控制，我们首先需要设计一个反馈回路。

反馈回路的功能是测量输出电压，产生一个误差信号，根据误差信号调整开关管的导通时间，使输出电压稳定在设定值。

一般使用光耦隔离器将输出电压转换为电流信号，然后经过一个反相器产生一个与设定值相反的误差信号。

误差信号经过一个比例放大器进行放大，控制开关管的导通时间。

反馈回路的另一个重要组成部分是输出电流保护。

输出电流保护的作用是在负载过大时，自动调整开关管的导通时间，保护开关管和变压器不受损坏。

输出电流保护通常是通过测量输出电流并与设定值进行比较来实现的。

当输出电流超过设定值时，反馈回路会产生一个错误信号，通过控制开关管的导通时间来限制输出电流。

另外一个关键的设计是切换频率控制。

切换频率是指开关管导通和关断的频率。

切换频率的选择要根据应用的需求和设计的约束来确定。

通常有两种选择：固定频率和变频。

固定频率可以简化控制电路的设计，但固定频率可能会导致开关管和变压器在工作时产生噪声。

变频可以减小噪声，但会增加电路的复杂性。

最后，还需要考虑反激电源的保护机制。

保护机制的设计目的是保护电源和负载不受损害。

常见的保护机制包括过压保护、过流保护、过温保护等。

这些保护机制可以通过传感器测量电压、电流和温度，并与设定值进行比较来实现。

反激开关电源环路设计实例
反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。

具体来说，反激开关电源环路设计实例包括以下几个方面：
1.反激变压器设计：例如，需要考虑输入输出电压、功率容量、磁芯材料和
尺寸等因素，以及变压器的匝数比、绕组结构、漏感和分布电容等参数。

2.开关管和整流管的选择：需要根据电路的功率容量和电压等级，选择合适
的开关管和整流管，考虑其耐压、电流容量、开关速度等参数。

3.控制环路设计：例如，可以选择合适的控制芯片和控制算法，同时考虑控
制环路的稳定性、抗干扰能力和动态响应速度等。

4.滤波电路设计：根据实际情况选择合适的滤波元件和滤波电路结构，以满
足电源性能要求。

5.保护电路设计：例如，可以选择合适的保护元件和保护电路结构，以实现
过流、过压、欠压等保护功能。

在实际应用中，需要根据实际情况选择合适的电路结构和参数，以满足电源的性能和可靠性要求。

总结：反激开关电源环路设计实例指的是在实际的电路设计过程中，使用反激开关电源技术的具体设计和实现过程。

这包括反激变压器设计、开关管和整流管的选择、控制环路设计、滤波电路设计和保护电路设计等方面。

这些实例可以帮助工程师更好地理解和应用反激开关电源技术，提高电源的性能和可靠性。

基于L6562高PF的反激电源中的实用技术探讨在前面的反激电源的设计中，我们阐述了反激电源的基本拓扑BUCK-BOOST电路的工作原理，并推导了BUCK-BOOST向FLYBACK拓扑的演变过程。

然后我们学习了反激电源的一些关键参数的设计与计算。

并将设计过程总结成了一个EXCEL电子表格。

现在把这个电子表格提供给大家，供大家下载后验证设计，同时体提供一个小工具用于计算波形的RMS值。

在这篇文章里，我们将把反激的设计深化、延伸。

在以后的一段时间里，我将在这里和大家一起探讨反激电源中的一些实用技术，比如：CRM/BCM的反激设计、QR模式的反激设计、LCD吸收替代RCD吸收、反激单级PFC等等。

同时，欢迎大家积极参与讨论，发表自己的观点。

首先，我们看看常用的CRM/BCM和QR模式下的反激电源的控制IC主要有哪几种，我先说几个，后面请大家积极补充：CRM/BCM：L6561，L6562，MC34262，SA7527QR：NCP1337首先来看CRM/BCM的工作情况。

我们都知道，CRM/BCM的反激电源是工作在变频控制，那么工作的频率究竟是怎么变化的呢？请看：T为工作周期，VIN是输入电压，L是初级电感量，IP是初级峰值电流PIN是输入功率，VF 是反射电压，fs是开关频率。

从上面的关系式，我们可以看出，对于恒定电压、恒定功率输出的电源来说，如果忽略了效率，那么工作周期随着输入电压的升高，而减小，那么就是输入电压增高，工作频率增加。

如果考虑效率的话，一般来说，高压输入的时候，效率会高一些，那么频率也是随着输入电压增加而增加的。

对于某些电源的应用场合而言，比如充电器，它的输出电压是变化的。

那么当工作与恒流状态的时候，输出电压并没有达到正常值，就是说VF比较低，那么假如功率不变，输入电压不变，VF低的话，其实工作频率是会变低的。

因为不同的频率下，IP是不同的，那么变压器的工作磁通量也是不同的。

不确定的参数会让设计失去控制。

1 基本理论开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。

根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。

电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。

对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。

输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。

一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。

电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。

本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。

2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu2.1 开关平均模型开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频(包括直流)的分量。

开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。

若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真(Time Transient Analysis)。

将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。

以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。

2.1.1 CCM BUCK(连续模式BUCK)先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。

然后交流扫描，得到Tu的Bode图。

Tu为双极点。

此处Vc等同于占空比d。

2.1.2 DCM BUCK(断续模式BUCK)按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。

模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。

此处Vc仍等同于占空比d。

反激電源の控制環路設計一环路设计用到の一些基本知识。

电源中遇到の零极点。

注：上面の图为示意图，主要说明不同零极点の概念，不代表实际位置。

二电源控制环路常用の3种补偿方式。

（1）单极点补偿，适用于电流型控制和工作在DCM方式并且滤波电容のESR零点频率较低の电源。

其主要作用原理是把控制带宽拉低，在功率部分或加有其他补偿の部分の相位达到180度以前使其增益降到0dB. 也叫主极点补偿。

（2）双极点，单零点补偿，适用于功率部分只有一个极点の补偿。

如：所有电流型控制和非连续方式电压型控制。

（3）三极点，双零点补偿。

适用于输出带LC谐振の拓扑，如所有没有用电流型控制の电感电流连续方式拓扑。

三，环路稳定の标准。

只要在增益为1时（0dB）整个环路の相移小于360度，环路就是稳定の。

但如果相移接近360度，会产生两个问题：1）相移可能因为温度，负载及分布参数の变化而达到360度而产生震荡；2）接近360度，电源の阶跃响应（瞬时加减载）表现为强烈震荡，使输出达到稳定の时间加长，超调量增加。

如下图所示具体关系。

所以环路要留一定の相位裕量，如图Q=1时输出是表现最好の，所以相位裕量の最佳值为52度左右，工程上一般取45度以上。

如下图所示：这里要注意一点，就是补偿放大器工作在负反馈状态，本身就有180度相移，所以留给功率部分和补偿网络の只有180度。

幅值裕度不管用上面哪种补偿方式都是自动满足の，所以设计时一般不用特别考虑。

由于增益曲线为-20dB/decade时，此曲线引起の最大相移为90度，尚有90度裕量，所以一般最后合成の整个增益曲线应该为-20dB/decade 部分穿过0dB.在低于0dB带宽后，曲线最好为-40dB/decade，这样增益会迅速上升，低频部分增益很高，使电源输出の直流部分误差非常小，既电源有很好の负载和线路调整率。

四，如何设计控制环路？经常主电路是根据应用要求设计の，设计时一般不会提前考虑控制环路の设计。

反激式开关电源电路图讲解一，先分类开关电源的拓扑结构按照功率大小的分类如下：10W以内常用RCC(自激振荡)拓扑方式10W-100W以内常用反激式拓扑(75W以上电源有PF值要求)100W-300W 正激、双管反激、准谐振300W-500W 准谐振、双管正激、半桥等500W-2000W 双管正激、半桥、全桥2000W以上全桥二，重点在开关电源市场中,400W以下的电源大约占了市场的70-80%,而其中反激式电源又占大部分,几乎常见的消费类产品全是反激式电源。

优点：成本低,外围元件少，低耗能，适用于宽电压范围输入,可多组输出.缺点：输出纹波比较大。

(输出加低内阻滤波电容或加LC噪声滤波器可以改善)今天以最常用的反激开关电源的设计流程及元器件的选择方法为例。

给大家讲解如何读懂反激开关电源电路图!三，画框图一般来说，总的来分按变压器初测部分和次侧部分来说明。

开关电源的电路包括以下几个主要组成部分，如图1图1，反激开关电源框图四，原理图图2是反激式开关电源的原理图，就是在图1框图的基础上，对各个部分进行详细的设计，当然，这些设计都是按照一定步骤进行的。

下面会根据这个原理图进行各个部分的设计说明。

图2 典型反激开关电源原理图五，保险管图3 保险管先认识一下电源的安规元件—保险管如图3。

作用：安全防护。

在电源出现异常时，为了保护核心器件不受到损坏。

技术参数：额定电压 ,额定电流 ,熔断时间。

分类：快断、慢断、常规计算公式：其中：Po：输出功率η效率：(设计的评估值)Vinmin ：最小的输入电压2：为经验值，在实际应用中，保险管的取值范围是理论值的1.5~3倍。

0.98： PF值六，NTC和MOVNTC 热敏电阻的位置如图4。

图4 NTC热敏电阻图4中的RT为NTC，电阻值随温度升高而降低,抑制开机时产生的浪涌电压形成的浪涌电流。

图4中RV为MOV压敏电阻，压敏电阻是一种限压型保护器件,过电压保护、防雷、抑制浪涌电流、吸收尖峰脉冲、限幅、高压灭弧、消噪、保护半导体元器件等七，XY电容??????????????????????????????????????????????????????????????????????????? 图5 X和Y电容?????? 如图X电容，Y电容。

1 设计步骤:1.1 产品规格书制作1.2 设计线路图、零件选用.1.3 PCB Layout.1.4 变压器、电感等计算.1.5 设计验证.2 设计流程介绍:2.1 产品规格书制作依据客户的要求，制作产品规格书。

做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。

2.2 设计线路图、零件选用。

2.3 PCB Layout.外形尺寸、接口定义，散热方式等。

2.4 变压器、电感等计算.变压器是整个电源供应器的重要核心，所以变压器的计算及验证是很重要的，2.4.1 决定变压器的材质及尺寸:依据变压器计算公式Gauss x NpxAeLpxIp B 100(max ) ➢ B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss)➢ Lp = 一次侧电感值(uH)➢ Ip = 一次侧峰值电流(A)➢ Np = 一次侧(主线圈)圈数➢ Ae = 铁心截面积(cm 2)➢B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定，以TDK FerriteCore PC40为例，100℃时的B(max)为3900 Gauss ，设计时应考虑零件误差，所以一般取3000~3500 Gauss 之间，若所设计的power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右，以避免铁心因高温而饱合，一般而言铁心的尺寸越大，Ae 越高，所以可以做较大瓦数的Power 。

2.4.2 决定一次侧滤波电容:滤波电容的决定，可以决定电容器上的Vin(min)，滤波电容越大，Vin(win)越高，可以做较大瓦数的Power ，但相对价格亦较高。

2.4.3 决定变压器线径及线数:变压器的选择实际中一般根据经验，依据电源的体积、工作频率，散热条件，工作环境温度等选择。

当变压器决定后，变压器的Bobbin 即可决定，依据Bobbin 的槽宽，可决定变压器的线径及线数，亦可计算出线径的电流密度，电流密度一般以6A/mm 2为参考，电流密度对变压器的设计而言，只能当做参考值，最终应以温升记录为准。

开关电源环路设计的一些看法P调节。

就是纯电阻，无C,L、这个调节就是个衰减，或者放大。

使得系统有静差。

开环增益加大，稳态误差减小，fc增大，过渡过程缩短，系统稳定性变差。

这种很少很少用。

改进一下，PI调节：消除静差。

打个比方，就是431的R 和K之间放置2个元件，R串C。

好处就是提供了负的相角，因为有了一个极点一个零点。

极点在0点。

使得相角裕量减小所以，降低了系统的相对稳定性。

但是，穿越频率fc有所增加。

PD调节。

这个用的不多。

PD调节增大了系统的fc，导致系统响应加快，相位裕量增加。

高频时有噪声。

PID调节：低频时PI，高一点时PD调节。

低频时提升静态性能，高频时提升稳定性以及响应速度。

反激中用的比较多的是改进型PI，也就是type II和III那么，理想的传函应该是什么样子：1.低频段：高增益，以减小静差2.中频段：fc附近，-20db，确保足够的相位裕量3.高频段：增益要小，以降低开关谐波极其噪声的影响。

如果此时-40db下降都无法解决，那么，再加低通滤波器。

如果此时TYPE II不足以提供足够的相位裕量，那么，上TYPE III试试。

归纳一下：低频段：稳态性能中频段：动态性能高频段：抗干扰性能fc大，则快速性好，但是抗干扰能力下降中频段最能反映系统的稳定性，快速性P：粗调，就是直流增益。

太大了就有可能震荡。

就是当前值与给定值做差，放大I：细调，将误差进行积分D：预测功能，这个，可以看自控书。

D大，就会产生毛刺。

判断当前值变化趋势，及时作出调整，减小调节时间，提高响应速度。

有N多种调节办法，但是灵魂就是P肯定是有的，有没有I,D那就看实际情况了。

实际上我们开关电源中就是用的改进型PI，也就是type II,type II.很少很少用到D。

D，就是在电源输出的地方，串RC到2.5V参考那个脚，我们一般不这么搞。

至于改进型PI调节，自控书上都有讲解，我就不罗嗦了。

关于type II,type III，GOOGLE上大把大把。

反激开关电源设计之环路分析频域分析是开关变换器的设计难点，困扰着不少电源工程师，芯朋微技术团队从工程应用、理论建模和软件仿真三方面入手，结合最新的反馈控制技术，为大家揭开反激开关电源频域分析设计的神秘面纱！1SSR与PSR架构对比SSR直接采样输出电压，无静差控制；PSR采样供电绕组，估算输出电压，有静差控制。

SSR对变压器工艺要求不高；PSR对变压器工艺要求高，通常需要R3减小漏感振荡和R2加速断开VDD回路。

SSR环路补偿器外置；PSR环路补偿器集成于芯片。

SSR环路不稳通常由环路补偿器设置不当引起；PSR环路不稳通常由采样引起。

2闭环系统稳定条件闭环系统稳定的条件是开环传递函数T cPvK不为-1，在伯德图上定义了相位裕量和增益裕量来判断稳定性。

3稳定性判断方法建模法利用状态空间平均法或电路平均法推导出系统各个环节的传递函数，用相关软件绘出开环传递函数的Bode图。

仿真法利用仿真软件的AC Sweep功能，扫描出开环传递函数的Bode图。

测量法利用频率响应分析仪在电源反馈回路注入不同频率信号调制变换器，并获取电源输出端的响应信号，从而测量出开环传递函数的Bode图。

4控制对象建模 PWM调制PWM控制：固定开关频率，调整导通占空比控制输出电压。

功率管的开通时刻由内部时钟决定，当Ip电流等于参考电流Ipref(电压环产生)时关断功率管。

利用平均法可推导出控制对象传递函数：CCM控制对象PvDCM控制对象PvPFM调制PFM控制：固定Ipref，调整开关频率控制输出电压。

利用电路平均法可推导出控制对象传递函数：DCM控制对象5环路补偿器6SSR与PSR稳定性对比SSR由于环路补偿器外置，且采样环节工作在线性区，可通过FRA法，准确得到开环传递函数Bode图；PSR由于环路控制器集成，且反馈回路工作在强非线性区(脉冲采样变压器辅助绕组，估算输出电压)，FRA法不再适用。

SSR控制对象只有90度相移(忽略高频右半平面零点)，但叠加环路补偿器的纯积分的90度相移，存在不稳定可能(-180度)，需靠合理设计零点来提升相位裕量和增益裕量；PSR环路补偿器由于没有纯积分，开环传递函数达不到180度相移，不存在环路上的不稳定情况(假定芯片内置极点合理)。