下载文档原格式
一、问题重述
以boost电路通过给定输入电压、输出电压和主电路参数，理论计算电感电流纹波、电容电压纹波，并进行仿真验证；调节占空比0.3-0.8；描述占空比和电感电流纹波、电容电压纹波、电压增益（Vo/Vin）之间关系，并进行仿真验证。
电路参数Vin=300V, Vo=400V, RL=100omg, fs=100kHz, L=800uH, C=200uF,。
二、模型搭建
由书本公式U o=t on+t off
t off E=T
t off
E得到t off=0.75T, t on=0.25T，设置IGBT参数如图
三、结果分析
仿真得到输入电压E、输出电压U o、电源电流I1波形如下图
根据计算电感电流纹波公式可得Δi L=ET on
L =Eα
Lf
=300∗0.25
800∗10−6∗100∗103
=0.9375A
根据计算电容电压纹波公式可得ΔU c=Eα
(1−α)fRC =300∗0.25
0.75∗100∗200∗10−6∗100∗103
=0.05V
仿真得到Δi L=0.90A ，误差约为4%
ΔU c=0.05V ，误差为0%
将占空比从0.3至0.8每0.1计算一次输出电压，得到。
电力电子技术课程设计班级学号姓名目录一．课程设计题目 (2)二．课程设计内容 (2)三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形) .. 2 四．电路的设计过程 (3)五．各参数的计算 (3)六．仿真模型的建立，仿真参数的设置 (3)七．进行仿真实验，列举仿真结果 (4)八．对仿真结果的分析 (6)九．结论 (7)十．课程设计参考书 (7)一．课程设计题目Boost变换器研究二．课程设计内容1．主电路方案确定2．绘制电路原理图、分析理论波形3．器件额定参数的计算4．建立仿真模型并进行仿真实验6．电路性能分析输出波形、器件上波形、参数的变化、谐波分析、故障分析等三．所设计电路的工作原理(包括电路原理图、理论波形 )分析升压斩波电路的工作原理时，首先假设电路中电感 L 值很大，电容 C 值也很大。
当可控开关V 处于通态时，电源E 向电感L 充电，充电电流基本恒定为I1,同时电容C 上的电压向负载R供电。
因C 值很大，基本保持输出电压u?为恒值，记为 U O。
设 V 处于通态的时间为ton ,此阶段电感L上积累的能量为EI1ton 。
当V处于断态时E和 L共同向电容 C 充电并向负载 R提供能量。
设 V 处于断态的时间为toff ,则在此期间电感 L 释放的能量为UEI1toff 。
当电路工作于稳态时，一个周期 T 中电感 L 积蓄的能量与释放的能量相等，即EI1tonUE I1toff化简得ton toff TU 0 Et off t off升压斩波电路原理及工作波形四．电路的设计过程1.直流电压源参数设置：直流电源电压为100V2.电容、电感、电阻参数设置：C 0.7 10 4 F , L 10mH , R 103.脉冲发生器模块的参数设置：振幅设置为 1V ，周期为 0.001s（即频率为500HZ），脉冲宽度为 20%五．各参数的计算1.占空比的计算占空比为 0.22.输出平均电压U 01E 125V 1六．仿真模型的建立，仿真参数的设置启动 MATLAB7.0 ，进入 simulink 后新建文档，绘制直流升压斩波变换电路模型图，双击各模块，再出现的对话框里设置各参数。
电感计算方法加载其电感量按下式计算:线圈公式阻抗(ohm) = 2 * 3.14159 * F(工作频率) * 电感量(mH)，设定需用 360ohm 阻抗，因此：电感量(mH) = 阻抗 (ohm) ?(2*3.14159) ?F (工作频率) =360 ?(2*3.14159) ?7.06 = 8.116mH据此可以算出绕线圈数：圈数 = [电感量* { ( 18*圈直径(吋)) + ( 40 * 圈长(吋))}] ?圈直径 (吋) 圈数 = [8.116 * {(18*2.047) + (40*3.74)}] ?2.047 = 19 圈空心电感计算公式空心电感计算公式：L(mH)=(0.08D.D.N.N)/(3D+9W+10H)D------线圈直径N------线圈匝数d-----线径H----线圈高度W----线圈宽度单位分别为毫米和mH。
空心线圈电感量计算公式:l=(0.01*D*N*N)/(L/D+0.44)线圈电感量 l单位: 微亨线圈直径 D单位: cm线圈匝数 N单位: 匝线圈长度 L单位: cm频率电感电容计算公式:l=25330.3/[(f0*f0)*c]工作频率: f0 单位:MHZ 本题f0=125KHZ=0.125谐振电容: c 单位:PF 本题建义c=500...1000pf 可自行先决定,或由Q值决定谐振电感: l 单位: 微亨线圈电感的计算公式作者：线圈电感的计算公式转贴自：转载点击数：2991。
针对环行CORE，有以下公式可利用: (IRON)L=N2．AL L= 电感值（H)H-DC=0.4πNI / l N= 线圈匝数(圈)AL= 感应系数H-DC=直流磁化力 I= 通过电流(A)l= 磁路长度（cm)l及AL值大小，可参照Micrometal对照表。
例如: 以T50-52材，线圈5圈半，其L值为T50-52(表示OD为0.5英吋)，经查表其AL值约为33nHL=33．(5.5)2=998.25nH≒1μH当流过10A电流时，其L值变化可由l=3.74(查表)H-DC=0.4πNI / l = 0.4?.14?.5?0 / 3.74 = 18.47 （查表后）即可了解L值下降程度(μi%)2。
boost电路电容参数计算
要计算boost电路的电容参数，首先需要知道以下几个参数：
1. 输入电压（Vin）：boost电路的输入电压，通常表示为直流电压。
2. 输出电压（Vout）：boost电路的输出电压，通常表示为直流电压。
3. 输出电流（Iout）：boost电路的输出电流，通常表示为直流电流。
4. 工作频率（f）：boost电路的工作频率，通常表示为交流信号的频率。
然后，可以使用以下公式计算电容参数：
1. 电感（L）的选择：boost电路通常使用电感元件，其数值取决于输出电流和工作频率。
根据下式选择电感值：
L ≥ (Vout - Vin) / (ΔIout * f)
其中，ΔIout是电感允许的最大输出电流波动值。
2. 电容（C）的选择：boost电路通常使用电容元件，其数值取决于输出电压和工作频率。
根据下式选择电容值：
C = ΔIout / (8 * f * ΔVout)
其中，ΔVout是电容允许的最大输出电压波动值。
请注意，以上计算公式仅为简化计算模型，实际设计中可能还需要考虑其他因素，如电容的额定电压和寿命等。
最后，需要根据实际应用和性能需求，选择合适的电感和电容元件，并进行实际测试和调整。
建议进行仿真或使用电路设计软件来验证电路的性能和稳定性。
BOOST升压电路的电感、电容计算已知参数：输入电压：12V --- Vi 输出电压：18V ---Vo输出电流：1A --- Io输出纹波：36mV --- Vpp工作频率：100KHz --- f1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f*L)=(Vo+Vd-Vi)*(1-don)/(f*L),整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/(Vo+Vd),参数带入，don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1-don)/(f*2*Io) ，参数带入，Lx=38.5uH,deltaI=Vi*don/(L*f)，参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=0.72A，I1=Io/(1-don)-(1/2)*deltaI,I2= Io/(1-don)+(1/2)*deltaI，参数带入，I1=1.2A,I2=1.92A3：输出电容：此例中输出电容选择位陶瓷电容，故 ESR可以忽略C=Io*don/(f*Vpp),参数带入，C=99.5uF，3个33uF/25V陶瓷电容并联4：磁环及线径：查找磁环手册选择对应峰值电流I2=1.92A时磁环不饱和的适合磁环Irms^2=(1/3)*(I1^2+I2^2-I1*I2)，参数带入，irms=1.6A按此电流有效值及工作频率选择线径其他参数：电感：L 占空比：don初始电流：I1 峰值电流：I2 线圈电流：Irms输出电容：C 电流的变化：deltaI 整流管压降：Vd。
BOOST电路方案设计1.引言BOOST电路是一种非隔离型DC-DC转换器，它通过开关元件（通常是MOSFET）周期性地开启和关闭来控制电压的升降。
BOOST电路通常应用于需要较高电压的应用，如LCD驱动、LED照明和无线充电等。
2.基本构成BOOST电路由四个主要组成部分组成：输入电感（inductor）、开关元件（switch）、输出电容（output capacitor）和负载电阻（load resistor）。
输入电感用于储存能量，开关元件用于控制能量的输送，输出电容用于稳定输出电压，而负载电阻则是输出电压的负载。
3.工作原理当开关元件关闭时，输入电感会储存电能。
当开关元件开启时，输入电感会释放电能，输出电容会通过负载电阻释放电能。
通过周期性的开关操作，电路可以将输入电压升压至所需的输出电压。
4.参数选择设计BOOST电路时，需要选择合适的组件参数以满足设计需求。
以下是一些常见参数及其选择方法：-输入电感：选择合适的电感值可以平衡能量转移的速度和电流波动的大小。
较大的电感值可以减小电流波动，但会增加开关元件的压力。
较小的电感值则会增加电流波动，但可以提高转换效率。
-开关元件：开关元件通常选用MOSFET，选择合适的MOSFET可以确保开关过程的效率和可靠性。
应根据输入电压、输出电压、负载电流和开关频率等参数来选择适当的MOSFET。
-输出电容：输出电容用于平滑输出电压，防止输出电压波动。
电容的选择应根据输出电流和输出电压的需求来确定。
-负载电阻：负载电阻决定了输出电流的大小，应根据负载电流的需求来选择合适的负载电阻。
5.控制电路6.保护电路为了确保BOOST电路的正常工作，还需要设计合适的保护电路。
保护电路可以对输入电压过高、输出电流过大和开关元件温度过高等异常情况进行保护，避免损坏电路。
7.总结BOOST电路是一种常用的DC-DC转换器，通过将低电压转换为较高电压，实现对高压负载的驱动。
Boost升压电路及MATLAB仿真一、设计要求1.输入电压（VIN）:12V2.输出电压（VO）：18V3.输出电流（IN）:5A4.电压纹波：0.1V5.开关频率设置为50KHz需设计一个闭环控制电路，输入电压在10—14V或负载电流在2—5A范围变化时，稳态输出能够保持在18V 。
根据设计要求很显然是要设计一个升压电路即Boost电路。
Boost电路又称为升压型电路,是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。
其工作过程包括电路启动时的瞬态工作过程和电路稳定后的稳态工作过程。
二、主电路设计图1主电路2.1 Boost电路的工作原理Boost升压电路电感的作用：是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当MOS断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁场能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成。
Boost升压电路的肖特基二极管主要起隔离作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极的电压低，此时二极管反向截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电；因在MOS管断开时，两种叠加后的能量通过二极向负载供电，此时二极管正向导通，要求其正向压降越小越好，尽量使更多的能量供给到负载端。
闭合开关会引起通过电感的电流增加。
打开开关会促使电流通过二极管流向输出电容因储存来自电感的电流，多个开关周期以后输出电容的电压升高，结果输出电压高于输入电压。
接下来分两部分对Boost电路作具体介绍即充电过程和放电过程。
充电过程在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。
这时，输入电压流过电感。
二极管防止电容对地放电。
由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。
输出电容的选择和你的开关频率占空比还有纹波的要求有关,和电感量没有直接关系。
也就说没有所谓的搭配关系影响效率和MOS发热。
我感觉你的电感选小了，或者频率选低了。
电感选小了电感充电迅速完成,之后管子没有关断导致电感成了直流电阻负载，消耗电能并导致MOS发热.如果频率高的话可以缓解这种状况，但是增加电感量是根本。
再有Mos发热还跟你的开关时间有关系，就是说加在mos管G极的信号是不是很好的方波，因为mos从截至到饱和必须划过放大区，而放大区的结功耗要大的多。
所以要求换过放大区的时间越短越好，就要求信号的上升下降沿要足够陡峭。
而mos管本G极和与DS之间是由比较的结电容的.所以要求mos前面的电路要有一定的驱动能力.下面是从网上看到的一个计算用例。
你试一下。
已知参数:输入电压：12V ——— Vi输出电压：18V ———Vo输出电流：1A --- Io输出纹波:36mV —-- Vpp工作频率：100KHz -—— f*＊***＊＊**＊*＊＊*＊*＊＊*＊＊＊＊＊***＊********＊＊*＊＊***＊＊＊＊＊**＊＊＊＊*******＊＊＊****＊*＊1：占空比稳定工作时，每个开关周期，导通期间电感电流的增加等于关断期间电感电流的减少，即Vi*don/(f＊L）=(Vo+Vd-Vi)＊（1-don)/（f*L），整理后有don=(Vo+Vd-Vi)/（Vo+Vd),参数带入,don=0.5722：电感量先求每个开关周期内电感初始电流等于输出电流时的对应电感的电感量其值为Vi*(1—don)/（f＊2＊Io)，参数带入,Lx=38。
5uH,deltaI=Vi*don/(L*f),参数带入，deltaI=1.1A当电感的电感量小于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加变化较明显，当电感的电感量大于此值Lx时，输出纹波随电感量的增加几乎不再变小，由于增加电感量可以减小磁滞损耗，另外考虑输入波动等其他方面影响取L=60uH，deltaI=Vi*don/(L＊f）,参数带入，deltaI=0.72A,I1=Io/(1—don)—（1/2）＊deltaI,I2= Io/（1-don)+（1/2）＊deltaI，参数带入，I1=1。
三电平boost电路参数设计三电平boost电路是一种常用的电力电子拓扑结构，常用于直流-直流转换器和电力因数校正器等应用。
在设计三电平boost电路时，需要考虑一些重要的参数，包括输入电压范围、输出电压要求、负载要求、开关频率、效率、电感和电容参数等。
下面我将从这些方面逐一进行讨论。
首先，输入电压范围是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
输入电压范围决定了电路所能适应的输入电压变化范围，因此需要根据具体应用来确定输入电压范围，以确保电路能够稳定工作。
其次，输出电压要求是另一个需要考虑的重要参数。
根据输出电压要求来确定电路的变换比和输出滤波器的参数，以确保输出电压稳定、纹波小，并且符合应用的要求。
负载要求也是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
根据负载要求来确定电路的输出电流能力和输出电压稳定性，以确保电路能够稳定工作在不同负载条件下。
开关频率是另一个需要考虑的重要参数。
开关频率的选择会影响电路的效率、电感和电容的尺寸，以及开关器件的选择，因此需要根据具体应用来确定合适的开关频率。
效率是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
高效率是电路设计的重要目标之一，需要通过合理选择器件、控制策略和参数来提高电路的效率。
最后，电感和电容参数也是设计三电平boost电路时需要考虑的重要参数之一。
电感和电容的选择会影响电路的稳定性、纹波大小和成本，因此需要根据具体应用来确定合适的电感和电容参数。
综上所述，设计三电平boost电路需要综合考虑输入电压范围、输出电压要求、负载要求、开关频率、效率、电感和电容参数等多个方面的参数，以确保电路能够稳定可靠地工作在具体应用条件下。
2 系统设计2. 1 Boost 升压电感的设计要想设计出性能优良的PFC 电路，除了IC外围电路各元件值选择合理外，还需特别认真选择Boost 升压储能电感器。
它的磁性材料不同，对PFC 电路的性能影响很大，甚至该电感器的接法不同，且会明显地影响电流波形;另外，驱动电路的激励脉冲波形上升沿与下降沿的滞后或振荡，都会影响主功率开关管的最佳工作状态。
当增大输出功率到某个阶段时，还会出现输入电流波形发生畸变甚至出现死区等现象。
因此，在PFC 电路的设计中，合理选择Boost PFC 升压电感器的磁心与绕制电感量是非常重要的。
电感值的计算以低输入电压Uin(peak) 和对应的最大占空比Dmax时保证电感电流连续为依据，计算公式为：式中Uin(peak)———低输入交流电压对应的正弦峰值电压，VDmax———Uin(peak) 对应的最大占空比ΔI———纹波电流值，A; 计算时，假定为纹波电流的30%fs———开关频率，Hz占空比的计算公式为：若输入交流电压为220 V( 最低输入电压为85 V)，输出直流电压为390 V，开关频率为fs =50 kHz，输出功率Po =350 W，则可计算得到Dmax =0. 78，纹波电流为1. 75 A，从而求得电感值L3 =713 μH，实际电感值取为1 mH。
由于升压电感工作于电流连续模式，需要能通过较大的直流电流而不饱和，并要有一定的电感量，即所选磁性材料应具有一定的直流安匝数。
设计中，升压电感器采用4 块EE55 铁氧体磁心复合而成，其中心柱截面气隙为1. 5 mm，Boost 储能电感器的绕组导线并不用常规的多股 0. 47 mm漆包线卷绕，而是采用厚度为0. 2mm、宽度为33 mm 的薄红铜带叠合，压紧在可插4 块EE55 磁心的塑料骨架上，再接焊锡导线引出，用多层耐高压绝缘胶带扎紧包裹。
去消用薄铜带工艺绕制的Boost 储能电感，对减小高频集肤效应、改善Boost 变换器的开关调制波形、降低磁件温升均起重要作用。
2. 2 输出电容设计直流侧输出电容具有2 个功能:(1) 滤除由于器件高频开关动作造成的直流电压的纹波;(2) 当负载发生变化时，在整流器的惯性环节延迟时间内，将直流电压的波动维持在限定范围内。
开关动作造成的纹波频率比较高，只需要较小的电容就可以满足第1 项要求。
第2 项要求与负载功率变化的大小、输出直流电压、输出纹波电压和保持时间Δt 等因素有关，其中Δt 一般取为15 ～ 50 ms。
用Δt 表达的输出电容值为：式中Δt———保持时间，电网断电后要求电容在时间Δt 内电压不低于一定值Uo———直流输出电压Uomin———要求电网断电后，在保持时间内电容电压的最小值按照降额使用的原则，该方案采用－ 20% 的安全范围，在最小保持时间条件下计算可得Co =357 μF，实际选用的标准电容值为Co = 470 μF。
2. 3 电流环与过流保护电流环包括电流平均放大、脉宽调制(PWM)、外部升压电感和外部电流传感电阻等环节。
从电流传感电阻检测到的负极性信号送入ISENSE 引脚进行缓冲、反相放大后，得到的正极性信号通过电流放大器( gmi) 进行平均，其输出即为ICOMP 引脚，ICOMP 引脚上的电压与平均电感电流成比例，该引脚对地(GND) 外接一电容，提供电流环路补偿并可对纹波电流进行滤波。
平均电流放大器的增益由VCOMP 引脚内部的电压决定，该增益设置为非线性，故可适应全球范围内的交流输入电压。
无论芯片处于故障模式还是待机模式，ICOMP 引脚均在内部接至4 V 电平。
脉宽调制(PWM)电路将ICOMP 引脚电压信号与周期性的斜坡信号比较，产生上升沿调制的输出信号，若斜坡电压信号大于ICOMP 引脚电压，则PWM 输出为高电平，斜坡的斜率是内部VCOMP 引脚电压的非线性函数。
由内部时钟触发的PWM 输出信号在周期开始时为低电平，该电平会持续一小段时间，称之为最小关断时间( tOFF(min) );然后，斜坡电压信号线性上升与ICOMP 电压交叉，斜坡电压与ICOMP电压的交叉点决定了关断时间(tOFF)，也即DOFF，由于DOFF满足Boost 拓扑结构的方程:DOFF = UIN /UOUT，且输入UIN 是正弦电压，ICOMP 与电感电流成比例，控制环路会迫使电感电流跟随输入电压呈现正弦波形以进行Boost 调制，因此平均输入电流也呈现正弦波形。
PWM 比较器的输出送入栅极(GATE) 驱动电路，虽然芯片的驱动电路具有多种保护功能，且栅极输出的占空比最高可达99%，但始终要存在一最小关断时间(tOFF(min) )。
正常占空比工作时，输出过压保护(OVP)、峰值电流限制(PCL)等，在每一周期均可直接关断芯片的栅极输出，欠压锁定(UVLO)、输入掉电保护(IBOP)和开环保护/待机(OLP /Standby)等同样也可以关断栅极输出脉冲，直至软起动开始工作才恢复其输出脉冲。
电感电流通过电流检测电阻检测，该检测电阻位于输入整流器的返回通路上，检测电阻的另一端和“系统地”相连。
检测电阻和整流器相连的一端为所检测的电压，该电压始终为负值。
芯片UCC28019 共有2 种过流保护:(1) 峰值电流限制( PCL)，可以有效防止电感饱和;(2) 软过流保护( SOC)，可以有效防止输出过载;PCL 每个基本周期均起作用。
当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到－ 1. 08 V时，PCL 动作并终止当前开关周期;ISENSE 引脚上的电压可以通过－ 1. 0 V的固定增益进行放大，使上升沿为空，从而提高噪声免疫力，减少误触发。
SOC 主要限制输入电流。
当ISENSE 引脚上的电流检测电压达到－ 0. 73 V 时，SOC 动作，从而引起内部VCOMP 引脚上电平的变化，进而控制环路会及时地调整，以减小PWM 占空比。
2. 4 电压环与过压保护PFC 预调节器双环控制的外环为电压环，主要包括PFC 输出电压检测、电压误差放大和非线性增益等环节。
PFC 预调节器的输出电压对地(GND) 接一分压电阻网络，构成电压环路的检测模块。
分压电阻的比率由所设计的输出电压和内部的5 V 标准参考电压来确定;与VINS 引脚的输入一样，VSENSE 引脚上非常低的偏置电流容许选择很高的实用电阻值，以降低功率损耗和待机电流;VSENSE 引脚对地(GND) 接一小电容，可以有效滤除信号高频噪声。
需要注意的是，滤波时间常数应尽可能小于100 μs。
跨导误差放大器(gvm)产生的输出电流正比于VSENSE 引脚上的反馈电压和内部5 V 参考电压的差值。
该输出电流对接于VCOMP 引脚上构成阻容补偿网络的电容进行充、放电，进而建立合适的VCOMP 引脚电压，满足系统的工作状态。
补偿网络元件的选择直接影响PFC 预调节器的稳定性，选择合适的电阻、电容值，可以使PFC 预调节器在所有交流输入电压范围内和0 ～ 100%负载情况下稳定工作，阻容网络总的电容值也决定了软起动时VCOMP 引脚电压的上升率。
一旦芯片发生任何故障或者处于待机模式，则将放大器的输出端(VCOMP 引脚) 接地(GND)，对补偿电容进行放电至零初始状态。
UCC28019 集成了多个并行放电回路，即使没有辅助工作电源VCC，也可以对补偿网络进行深放电。
如果输出电压的波动反映在VSENSE 输入引脚上超过± 5%，放大器将不再处于线性放大工作状态。
如果是处于过压状态，输出过压保护(OVP) 将会动作，直接关断栅极输出，直至VSENSE 引脚处于± 5% 的调制范围。
如果处于欠压状态，欠压检测(UVD) 将触发EDR，立即将内部VCOMP 引脚上的电压提高2 V，并且将内部VCOMP 引脚上的充电电流提升至100 ～170 μA，较高的充电电流加快了对补偿电容的充电，可以使其工作于新的工作状态，提高了瞬态反应时间。
VCOMP 引脚上的电压可以用于设定电流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率，经过缓冲后电压要通过增强动态响应(EDR) 和SOC 的调制。
当然，VCOMP 引脚上的电压发生变化时，电流放大器的增益和PWM 斜坡的斜率还要依据不同系统的工作状态(交流输入电压和输出负载水平)进行适当的调节，以提供低谐波畸变、高功率因数的输入电流跟踪输入电压而呈现正弦波形。
设UOUT(OVP) 为超过5%额定电压的输出电压，该值将会导致VSENSE 引脚上的电压超过5. 25 V(5 V 参考电压的+ 5%)的门限阈值(UOVP)，从而导致输出过压保护(OVP) 动作并关闭GATE( 引脚8)输出;只有当VSENSE 引脚上的电压低于5. 25 V 时，栅极驱动GATE( 引脚8) 才有信号输出，例如系统的UOUT(OVP) 为420 V，则额定输出电压为400 V。
如果输出电压反馈元件失效而未和VSENSEN输入的信号正常连接，那么电压误差放大器将会加大栅极输出，以达到最大占空比。
为防止此类现象，芯片内部的下拉作用迫使VSENSE 引脚电压降低，如果输出电压降至其额定电压的16%，则会导致VSENSE 引脚电压低于0. 8 V，芯片将处于待机模式。
该状态下PWM 开关处于暂停状态，但芯片仍处于工作状态，只不过待机电流低于3 mA。
设计者也可以利用这种关断特性，通过外部开关，实现VSENSE 引脚电平的拉低。
2. 5 EMI 滤波器与噪声抑制高频开关电源产生的电磁干扰(EMI)主要以传导干扰和近场干扰为主，电磁干扰又有共模干扰和差模干扰2 种状态。
EMI 滤波器是目前使用最广泛、也是最有效的开关电源传导干扰抑制方法之一，其不但要抑制共模干扰，也必须抑制差模干扰。
图4 给出了所设计的EMI 滤波器。
它接于电源输入端与整流器之间，内含共模扼流圈L2和滤波电容C1 ～ C4。
共模扼流圈也称共模电感，主要用来滤除共模干扰。
它由绕在同一高磁导率上的2 个同向线圈组成，可抵消差分电流，其特点是对电网侧的工频电流呈现较低阻抗，但对高频共模干扰等效阻抗却很高。
C2和C3为Y 电容，跨接在输入端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰，其容量约为0. 002 2 ～0. 100 0 μF;C1和C4为X 电容，用于滤除差模干扰，其典型值在0. 01 ～0. 47 μF 之间。
图4 EMI 滤波器。
UCC 28019 的驱动能力很强，可以提供最大1. 5 A 的门极快速驱动。
但是，高速驱动脉冲也带来了比较大的EMI 问题，适当地在门极添加驱动电阻，减缓驱动脉冲的di /dt，可以降低变换器产生的开关噪声，从而对前级的EMI 滤波器的要求也相应降低。
PFC 升压二极管的反向恢复特性是导致系统传导和辐射干扰的主要因素，在一定程度上加剧了系统EMI 滤波器的负担。
