反激变压器设计实例

AC输入:85-265V输出功率:10瓦 n=0.85查磁芯规格F=60KHZ时宽电压10W选EE19合适, 查得Ae=0.22平方厘米 Bm=0.22T例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*10)/100*0.5=0.4ALP =(DCinmin*Dmax*Ts)/Ipk=[100*0.5*(1/60000)]/0.4=0.00208H=2.08mHNP =(LP*Ipk)/(Ae*Bm)=0.00208*0.4/0.22*0.22=172T例2:Pin=Po/n =10/0.85=11.76WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Np=(DCinmin*ton)/Ae*Bm=100*8.33/0.22*0.22=172TIs=Pin/DCinmin=11.76/100=0.12AIave=(Is*Ts)/ton=0.12*16.7/8.33=0.24AImin=Iave/2=0.24/2=0.12AIpk=3*Imin=0.12*3=0.36ALP=(DCinmin*ton)/Ipk=100*0.00000833/0.36=0.0023H=2.3mH例3:Vf反射电压VmosMOS管耐压设600V留150V裕量DCinmax=ACinmax*1.414-20=265*1.414-20=355VVf=Vmos-DCinmax-150v=600-355-150=95VDCinmin*Dmax=Vf*(1-Dmax)100*Dmax=95*(1-Dmax)Dmax=0.491/2*(Imin+Ipk)*Dmax*DCinmin=(Po/n)Ipk=3*Imin1/2*(Ipk/3+Ipk)*0.49*100=10/0.85Ipk=0.36ALp=(Dmax*DCinmin)/(f*Ipk)=(0.49*100)/(600000*0.36)=0.0023H=2.2mHNP=(LP*Ipk*10000)/(Bm*Ae)=(0.0023mH*0.36A*10000)/0.22*0.22=171T完成! 回复1帖2帖 xcj-wj 营长4262005-06-12 21:48 路过,支持一下! 回复2帖3帖 philips 旅长22192005-06-13 08:37欢迎指正! 回复3帖4帖 philips 旅长 22192005-06-13 08:39第三例的f 输错了!应该是60000.但结果没错!AC 输入:85-265V输出功率:110瓦 n=0.83F=60KHZ例1:设Dmax=0.5 f=60kDCinmin=85v*1.414-20v=100vIpk=(2*Po)/DCinmin*Dmax=(2*110)/100*0.5=4.4A例2:Pin=Po/n =110/0.83=133WTs=1/60000=16.7uston=Dmax*Ts=0.5*16.7=8.33Is=Pin/DCinmin=133/100=1.33AIave=(Is*Ts)/ton=1.33*16.7/8.33=2.66AImin=Iave/2=2.66/2=1.33AIpk=3*Imin=1.33*3=3.99A为什么我算的出来的峰值电流差别那么大,是不是功率越大,误差越大?我看你的10W 误差是0.04A 啊,我的110W 误差是0.4A 啊?这在可接受的范围内吗?回复15帖162帖 hmwdjcat 工兵 4六2009-08-22 12:45因为在 反激电源拓扑中应该取n=0.75而不是0.85,所以你们的误差比较大, 回复162帖16帖 peterchen0721旅长21012005-08-21 09:02如果反激式照你的評估方式去做那還有幾個考量點請再查一下資料.1.把171T與2.2mH結合去查鐵心資料看AL值為多少(gap問題).2.利用找到的AL值去對照NIpk值(安匝)是否在曲線內.完成以上兩個工作才能說初步完成變壓器設計.否則你的電特性與磁特性無法確定是否配合的上.以上提供參考.回复16帖17帖philips旅长22192005-08-21 14:03说的也是!变压器是不可完全套公式去设计的!我大多也是靠经验来完成!不过套公式!变压器是绝对可工作的!只是某些细节要求可能达不到!。

反激变压器设计实例设计一个反激变压器是一个非常复杂的工程，需要考虑许多因素，包括输入电压、输出电压、功率需求、电流负载、转换效率等。

在这里，我将给出一个反激变压器的设计实例，以帮助你更好地理解。

假设我们需要设计一个输入电压为220V，输出电压为12V的反激变压器，功率需求为60W。

首先，我们需要确定变压器的转换比。

转换比可以通过输出电压和输入电压的比值来确定。

在本例中，转换比为12V/220V，即0.0545接下来，我们需要确定主电压边（Primary Side）的匝数。

主电压边上的匝数决定了变压器的转化比。

然后，我们需要确定次电压边（Secondary Side）的匝数。

次电压边的匝数通过主电压边的匝数和转换比来计算。

在本例中，次电压边的匝数为1000*0.0545，约为54.5、为了简化设计，可以选择将次电压边的匝数设定为55接下来，我们需要根据功率需求来确定变压器的尺寸。

功率可以通过输入电压和电流来计算。

在本例中，输入电压为220V，功率为60W，那么电流为60W/220V，约为0.27A。

然后，我们可以根据电流负载来确定导线截面积。

在本例中，电流为0.27A，我们可以选择导线截面积为0.5mm²。

接下来，我们需要计算主电压边的绕线长度。

主电压边的绕线长度可以通过主电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，主电压边的匝数为1000，并且我们选择导线长度为2m，那么主电压边的绕线长度为1000*2m，约为2000m。

然后，我们需要计算次电压边的绕线长度。

次电压边的绕线长度可以通过次电压边的匝数和导线的长度来计算。

在本例中，次电压边的匝数为55，并且我们选择导线长度为2m，那么次电压边的绕线长度为55*2m，约为110m。

接下来，我们需要计算变压器的转换效率。

转换效率可以通过输出功率和输入功率来计算。

在本例中，输出功率为60W，输入功率可以通过输入电压和电流来计算，即220V*0.27A，约为59.4W。

反激变压器设计实例（二）目录反激变压器设计实例（二） (1)导论 (1)一．自跟踪电压抑制 (2)2. 反激变换器“缓冲”电路 (4)3. 选择反击变换器功率元件 (5)3.1 输入整流器和电容器 (5)3.2 原边开关晶体管 (5)3.3 副边整流二极管 (5)3.4 输出电容 (6)4. 电路搭接和输出结果 (6)总结 (7)导论前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。

首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。

初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。

由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑图2.开关管电压、输出电压、输出电流首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。

查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。

在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。

这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。

最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。

其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。

一．自跟踪电压抑制当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。

在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。

技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A输出功率Po: 166W 效率η: 0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到：Vpk=90*1.414=127VVmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低(VPk-Vmin)V Oldc*T3=C* △ V其中：△ V=VPk-Vmi n=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。

C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。

对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。

磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T1) DCM变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),IrmS = IPk L* n*^Dma^ ≡12.3AV 3根据电流有效值， 求，即可得到合适的变压器。

技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac输出电压Vo:27、６V输出电流Io:６A输出功率Ｐo:１６6W效率η:０、85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7ＶVmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。

Idc＊Ｔ３＝C*△V其中:△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。

Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ二、变压器得设计过程变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。

对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。

32T１)DＣM变压器设计过程:开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),从而计算反射电压为Vｏr=9５V匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。

工作在不连续电流模式且具有隔离的Buck-Boost 变换器的设计举例Buck-Boost-倒向型的设计要求：1. 输入电压标称值V V 28in =2. 输入电压最小值V V 24in(min)=3. 输入电压最大值V V 32in(max)=4. 输出电压V V 521=5. 输出电流A I 221=6. 输出电压V V 1222=7. 输出电流A I 5.022=8. 窗口利用系数29.0u =K 注：当工作在高频时，工程师必须重新考虑窗口利用系数。

当采用有骨架的铁氧体磁心时，骨架的绕线面积与磁心的窗口面积之比仅为0.6.工作在100kHz 和由于趋肤效应，必须要用26号线时，导线裸铜面积与带绝缘面积之比为0.78因此总的窗口利用系数变小。

在第三章中磁心几何常数是利用窗口u K g K 4.0u =K 计算的。

为了计算恢复正常。

磁心几何常数要乘以1.35，然后用窗口利用系数g K 29.0u =K 计算电流密度，详见第四章9. 变换器效率）（%9898.0=η 10. 频率khz f 100=11. 最大占空比5.0max =D 12. 休止时间的占空比为1.0=w D 13. 调整率%0.1=α14. 工作磁通密度T B m 25.0=15. 二极管压降V V d 1=趋肤效应：电感器中的趋肤效应和变压器中的趋肤效应一一样得。

在常规的直流电感器（DC ）中。

交流（AC ）电流（交流AC 磁通）很小，不需要与变压器中同样的最大号导线。

而在不连续电流模式时的flyback 变换器的设计中。

必须像高频变压器那样来考虑趋肤效应。

有时，大尺寸粗导线太难绕制，大尺寸导线不仅加工困难，而且也不可能绕的很伏贴。

通常用双股或四股来绕制就比较容易，或用利玆线。

选择一导线，使其交流电阻等于直流电阻，即；DC AC R R = 趋肤深度是：)(0209.010000062.6)(62.6cm cm f==−−=ε则考虑趋肤效应后导线的最小直径为：2min (min)min 126.044.0418.00418.00209.022mm A mm mm cm d W ==≈==×==πε导线面积为 *************************************************))(75Hz f mm f s s 开关频率（−−=Δ 8***************************************************计算步骤1计算总周期s f T μ1010000011=== 计算步骤2计算晶体管最大导通时间n t 0 s s TD t n μμ55.010)(max 0=×=−−=计算步骤3计算次级绕组1负载功率21P ()()ww V V I P d 12152)(212121=+×=−−+=计算步骤4计算次级绕组2负载功率 22P()()ww V V I P d 5.61125.0)(222222=+×=−−+=计算步骤5计算输出总功率 2P )(5.185.61222212w P P P =+=+=计算步骤6计算最大输入电流(max)in I A A V P I in in 787.098.0245.18)((min)2(max)=×=−−×=η 计算步骤7计算初级电流峰值)(pk p I A A t V T P I on in pk p 15.31052498.010105.182)(266(max)(min)2)(=××××××=−−−=−−η计算步骤8计算初级电流有效值)(RMS P I A A T t I I on PK P RMS P 29.1103515.3)(3)()(=×=−−−= 计算步骤9 计算最大输入功率(max)in P w w P P o in 88.1898.05.18)((max)(max)==−−=η计算步骤10计算等效输入电阻)(equiv in R Ω=×=Ω−−−=5.3088.182424)((max)2(min))(in in equiv in P V R计算步骤11计算要求的初级电感量 L H H TD R L equiv in μ3825.010105.30)(2262max)(=×××=−−−=− 计算步骤12计算能量处理能力WJ JLI W pk p −=××=−−=−000189.0215.310382262)( 计算步骤13计算电状态e K0000168.01025.05.18145.010145.042422=×××=×=−−m e B P K 计算步骤14计算磁心几何常数g K 55625200288.035.100213.000213.01108.16000189.0)(cm cm cm K W K e g =×=××=−−−=−α计算步骤15查表找出磁心尺寸铁氧体磁心尺寸数据表选上磁心型号为EFD-20其参数如下：制造商 Plilips材料牌号： 3C85磁路平均长度MPL=4.7cm磁心质量g W tFe 7=铜线质量g W tCu 8.6=线圈平均匝长MLT=3.8cm磁心截面积231.0cm A c =2501.0cm W a =窗口面积4155.0cm A p =面积乘积500506..0cm K g =磁心几何常数23.13·cm A t =散热面积变压器2500=m μ磁心导磁率cm G 54.1=绕组长度计算步骤16计算绕组电流密度J29.0/36.329.0155.025.010000189.02)/(1022422=−−=××××=−−×=磁心窗口铜线利用系数u up m K mm A mm A K A B W J 计算步骤17计算初级导线面积)(B pw A 22)()(384.036.329.1mm mm J I A RMS P B pw ==−−=计算步骤18计算初级绕组需要导线股数np S 304.3126.0384.0(min))(≈===W B pw np A A S 计算步骤19计算初级绕组匝数p N 1. 先根据导线面积看骨架能容纳几根导线2. 初、次级绕组各占一半绕线面积225.02501.02cm W W a ap === 199.1810384.025.029.02)(≈=××==−B pw apu p A W K N 即绕组最多可绕19匝计算步骤20计算磁心需要的气隙g l cm cm MPL L A N l mc pg −−=−×××=−−−×=−−0384.025007.4000035.01031.0194.0)(104.08282πμπ 计算步骤21计算以圆密尔为单位的等效气隙mils 圆密尔-157.3930384.07.393=×=×=g l mils不知次计算有什么用？计算步骤22计算边缘磁通系数 F 30.10384.054.12ln 31.00384.012ln 1=×+=+=gc gl G A l F 计算步骤23通过引入边缘磁通系数F 计算新的初级匝数 np N 匝−−=××××=×=−−17103.131.04.0000038.00384.0104.088ππF A L l N c g np 计算步骤24计算磁通密度峰值pk B)(219.025007.40384.01015.,33.1174.0)(104.044)(T T MPL l FI N B m g PK P np PK −−=+××××=−−−+×=−−πμπ 计算步骤25计算初级每厘米阻值cm /Ωμ cm S cm r np p /--45331360/Ω==Ω=μμ计算步骤26计算初级绕组阻值P R ())(293.010453178.3)(10)(66Ω−−=×××=Ω−−⎟⎠⎞⎜⎝⎛×Ω=−−cm N MLT R np P μ 计算步骤27计算初级铜损pcu P w w R I P p RMS P pcu −−=×=−−=488.0293.029.1)(22)(计算步骤28计算次级1绕组的匝数 21N ()()()()34.35.0241.05.0115171max min max 2121≈=×−−+=−−+=D V D D V V N N P W d np 计算步骤29计算次级绕组1电流的峰值 21I )21pk I （)(101.05.0122)(12max 21)21A A D D I I W pk −=−−×=−−−−=（计算步骤30计算次级绕组1电流的有效值 21I )21RMS I （A A D D I I W pk RMS −−=−−=−−−−=65.331.05.0110)(31max )21)21（（计算步骤31计算次级绕组1导线的面积 21W A 22)(212108.136.365.3mm mm J I A RMS W −==−−= 计算步骤32计算次级绕组1需要导线股数 21n S 96,8126.008.1min2121≈===W W n A A S 计算步骤33计算次级绕组1的每厘米阻值 21r cm cm S cm r n /15191360//2121Ω−−==Ω−−Ω=μμμ 计算步骤34计算次级绕组1的阻值 21R ()()Ω−−=×××=Ω−−×=−−0018.01015138.3)(1066212121r N MLT R 计算步骤35计算次级绕组1的铜损cu P 21w w R I P rms cu −−=×=−−=0240.00018.065.3)(2212)(2121 计算步骤36计算次级2绕组的匝数 22N()()()()74.75.0241.05.01112171max min max 2222≈=×−−+=−−+=D V D D V V N N P W d np 计算步骤37计算次级绕组2电流的峰值 22I )22pk I （)(5.21.05.015.02)(12max 22)22A A D D I I W pk −=−−×=−−−−=（计算步骤38计算次级绕组2电流的有效值 22I )22rms I （A A D D I I W pk rms −−=−−=−−−−=913.031.05.015.2)(31max )22)22（（计算步骤39计算次级绕组2导线的面积 22W A 22)(2222271.036.3913.0mm mm J I A RMS W −==−−=计算步骤40计算次级绕组2需要导线股数 22n S 21,2126.0271.0min2222≈===W W n A A S 计算步骤41计算次级绕组2的每厘米阻值 22r cm cm S cm r n /68021360//2122Ω−−==Ω−−Ω=μμμ 计算步骤42计算次级绕组2的阻值22R ()()Ω−−=×××=Ω−−×=−−0181.01068078.3)(1066222222r N MLT R 计算步骤43计算次级绕组2的铜损cu P 22ww R I P RMS cu −−=×=−−=0151.00181.0913.0)(2222)(2222计算步骤44计算窗口利用系数 U K ()()可以绕下小于计算设定−−==××+×+×++=29.0224.0501.000126.02793316(min)22222121u aW n n np P u K W A S N S N S N K计算步骤45计算总铜损 CU P wP P P P CUCU PCU CU −−=++=++=0879.00151.00240.00488.02221计算步骤46计算此设计的调整率α %475.0%1005.180879.0%1002=×=×=P P CU α计算步骤47计算交流磁通密度AC B )(111.025007.4384.010244.33.1164.0)(1024.044){T T MPL l I FN B mg PK P np AC −−=+××××=−−−+×=−−πμπ计算步骤48计算磁心每公斤损耗功率p )/(6.21111.010*********.4)/(10855.462.263.1562.263.15kg w kg w B f p AC AC −−=×××=−−×××=−−计算步骤49计算磁心损耗fe P ww W p P t fe −−=××=−−××=−−151.01076.21)(1033 计算步骤50计算变压器效率η%7.98151.00879.05.185.18%10022=++=×++=feCU P P P P η计算步骤51计算变压器散热表面积散热密度ψ018.03.13151.00879.0)/(2=+=−−+=cm w A P P tfecu ψ计算步骤52计算温升t T )(3.16018.0450)(450826.0826.0C C T t °−−=×=°−−×=ψ隐形专家根据“变压器与电感器设计手册”第三版。

反激式变压器的设计实例尽管在buck变换器的设计中没有用到反激式变压器，但由于反激式变压器介于电感与变压器之间，为了帮助大家进一步搞清楚这个特殊的磁性元件，在此我们给出反激式变压器的设计，并作为设计范例。

介绍的内容要比直流电感简单一些，但是很多方面是一致的。

说明一下，这里设计的反激式变压器是有隔离的，而非隔离反激式电感的设计除了没有副边以外，其他的几乎相同。

我们的设计要求为：直流输入电压为48V(为了简便起见，假设没有线电压波动)，功率输出为10W，开关频率是250kHz，允许功率损耗0.2W(根据总的损耗，可以知道变换器的效率要求)，因此变换器效率为98％(0.2W／10W=2％)。

效率的大小与磁芯的尺寸有关，变压器体积越小，效率越低。

(隔离、断续模式的)反激式变压器原边设计时只需要用到四个参数：输出功率、开关频率、功耗、输入电压(设计非隔离反激式电感也只需这四个参数)。

这里，我们还没有提到电感量，电感量由很多参数决定，在下面的内容中我们将会介绍它们之间的关系。

我们用UC3845芯片(8脚、中等价格)提供PWM信号，其最大占空比为45％，占空比的大小是根据变换器是工作在连续状态还是断续状态来确定的，稍后的章节中将介绍如何计算占空比，在这个例子中，我们选用断续模式。

我们再增加一项设计要求：就是变压器体积要尽量小，有一定的高度限制。

我们将会看到，变压器的设计与电感的设计不完全相同，变压器通常可以选用多种不同的磁芯来实现相同的电气特性。

在这个例子中，还要根据其他一些要求来选择磁芯，包括尺寸、成本等因素。

1 反激式变压器的主要方程首先，我们做一些基本的准备工作。

正如这一章一开始介绍的理论内容中所说的那样，当反激式变换器原边开关器件导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感。

电压加在原边电感上，开关导通期间，电流持续上升：这里，DC是占空比，f是开关频率，T=1／f是开关周期，这个方程适用于电流断续模式反激式变压器，原边电流波形如图案5-17所示。

关于反激变压器的设计1、确定Dmax和Vor。

2、求匝比n。

3、求初级电感量Lp。

4、选择磁芯。

5、求最小初级匝数。

6、初级、次级和反馈绕组匝数关系。

7、选择线经，确定初级、次级和反馈绕组匝数。

8、做样品、调整参数。

9、参考例子。

原理：一、确定Dmax和Vor当开关管Q闭合时，初级线圈电压为：Vin（当输入为265V时，达到375V），如果变压器初级线圈为：Np；次级线圈为：Ns。

匝比：n=Np/Ns。

则：次级线圈的电压为：Vin/n。

由于次级二极管D3反向，没有形成回路，所以线圈没有电流流经负载。

而二极管的反向耐压：VDf=Vin/n+Vo，Vo为输出电压。

当开关管Q关断时，变压器中储存的能量向负载释放。

次级线圈的电压VS=Vo+Vd，Vd为整流二极管D3正向压降。

初级线圈的电压为：VP=n*VS+Vleg。

Vleg为变压器漏感产生的尖锋电压；与输入电压反向。

设定Vor=n*VS，为反射电压。

则开关管承受的电压Vds=Vinmax+Vor+Vleg。

实际选择开关管是必须留20~50V的余量。

所以：Vor=VDS-（Vinmax+Vleg+余量）=600-（375+120+20~50）=55~85V VDS：开关管的额定耐压，600VVin：在265V输入时，375VVleg:一般在120V余量：20V~50V根据伏秒法则：Vin*Ton=Vor*ToffTon：为开关管闭合时间。

Toff：为开关管关断时间。

占空比：D=Ton/（Ton+Toff），Ton+Toff为周期T。

Ton=T*DToff=T*（1-D）所以： Vin*D=Vor*（1-D）D=Vor/（Vin+Vor）Dmax=Vor/（Vinmin+Vor）建议设置在0.3~0.5 当输入电压最小时取得最大占空比。

二、求匝比nn =Vor/（Vo+Vd）三、求初级电感量Lp。

计算电感量：BCM时，有电感、电压、电流和时间的关系：L=V*t/Ipp t：为时间。

反激变压器设计实例（一）目录1.导论 (2)2.磁芯参数和气隙的影响 (2)2.1 AC极化 (3)2.2 AC条件中的气隙影响 (3)2.3 DC条件中的气隙影响 (3)3. 110W反激变压器设计例子 (4)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (4)3.2 步骤2，选择导通时间 (6)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (6)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (6)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (7)3.6 步骤6，计算副边匝数 (7)3.7 步骤7，计算附加匝数 (8)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (8)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (9)3.10 步骤10，计算气隙 (9)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (10)4 反激变压器饱和及暂态影响 (11)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。

没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。

特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。

为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。

2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。

注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。

进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。

这些变化对反激变压器非常有用。

图1.不同情况下磁芯的磁滞回归曲线图2只表示了反激变压器使用的磁滞回环的前四分之一，也表示了磁芯中引入气隙所产生的影响。