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射频技术-阻抗变换与匹配

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射频与天线原理(ch1射频技术基础)

射频与天线原理(ch1射频技术基础)
4.1 基本单位
频率单位——Hz 阻抗单位——Ω kHz kΩ MHz GHz（千进位） MΩ（千进位）
功率单位——绝对单位、相对单位 （a） 绝对单位——瓦特（W） 1W＝1A×1V kW MW （b）相对单位——分贝（dB） 10×lg（Pout / Pin）
2011-3-4 信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民 13/CH1
2011-3-4
信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民
2/CH1
1 射频的定义
射频强调的是信号的辐射特性，因此也有将射频和微波 合为一体称作射频/微波技术 RF的用途主要是迅速而准确地传输信息，克服距离上 的障碍，是传输信息的载体 RF信号是模拟的
2011-3-4
信息与通信工程学院通信技术研究所——刘军民
MF
300 KHz 10E3 m
短 波 高 频
HF
3 MHz 10E2 m
米 波 甚 高 频
VHF
30 MHz 10 m
分 米 波 特 高 频
UHF
300 MHz 1 m
厘 米 波 超 高 频
SHF
3 GHz 10 cm
毫 米 波 极 高 频
EHF
30 GHz 1cm
丝 米 波 至 高 频
300 GHz 1mm
3/CH1
2 电磁波谱划分
2.1 频谱
极 长 波 极 低 频
频率 （f ） 波长 （ λ）
3 Hz 30 Hz 10E7 m
超 长 波 超 低 频
特 长 波 特 低 频
300 Hz 10E6 m
甚 长 波 甚 低 频
VLF
3 KHz 10E5 m
长 波 低 频
LF

射频电路 第一章选频与阻抗匹配

射频电路 第一章选频与阻抗匹配
2010-9-16
Z=
V IS
，而 I S 为常数 )
《高频电子线路》 11/42
讨论谐振频率附近的选频特性（ ω ≈ ω0 ） 近似条件:
ξ = Q(
(ω + ω 0 )(ω ω 0 ) 2ω (ω ω ) 2(ω ω 0 ) ω ω0 ≈Q 0 2 0 =Q )=Q ω0 ω ωω 0 ω0 ω0
Is / G V (ω0 ) V (ω0 ) = = V (ω ) ≈ e jφ 公式： 2(ω ω0 ) 2Δω 2 Δω 2 1 + jQ 1 + jQ 1 + (Q )
ω0
ω0
ω0
其中：
= arctgQ
2Δω
ω0
2010-9-16
《高频电子线路》
12/42
（1）幅频特性（归一化选频特性）
定义：支路
Q
Xs 串联支路 Q = rs RP 并联支路 Q = XP
《高频电子线路》
两者相等
X s RP Q= = rs XP
18/42
2010-9-16
（2）实际并联回路分析 根据谐振的定义计算：
Y (ω ) = G + jB = 1 1 + ( jωC ) j RP ωLP
1 jB = jω P C j =0 ω P LP
谐振时回路总的储能 CV 2 2π T= Q = 2π = 2π 2 ω0 谐振时回路一周内的耗能 TV / R
R R Q= = = G ω0 L ρ
2010-9-16 《高频电子线路》 8/42
ω0C
4.电流特性 电感电流
IsR IL = = = jQI S jω 0 L jω 0 L
电容电流

阻抗变换器设计

阻抗变换器设计

射频电路设计实训报告设计题目阻抗变换器设计系别年级专业设计组号学生姓名/学号指导教师摘要：射频设计的主要工作之一，就是使电路的某一部分与另一部分相匹配，在这两部分之间实现最大功率传输，这就需要在射频电路中加入阻抗变换器从而达到阻抗匹配的目的。

阻抗变换器就是起到将压电传感器的高阻抗变换为信号放大处理部分需要的低阻抗。

本设计是关于阻抗匹配和阻抗转换器的一些阻抗匹配电路以及阻抗匹配的方法，用以实现匹配以及50Ω到75Ω以及75Ω到50Ω的阻抗转换器。

从而得到所需要的输出阻抗以达到变换的目的。

本次实验以2个无源阻抗匹配器为例，分别采用简单的电容电感的方式设计所需要的阻抗转换器，整理出实物并进行测试。

Abstract: One of the main RF design is a part of the circuit and the other part of the match between the two parts to achieve maximum power transfer, which requires adding the RF circuit impedance converter to achieve impedance matching purposes. Impedance transformer is played to a high impedance piezoelectric sensor signal amplification process is transformed into some of the needs of low impedance. This design is about impedance matching and impedance converter circuit and impedance matching impedance matching some of the methods used to achieve matching and 50Ω to 75Ω and 75Ω to 50Ω impedance converter. In order to get the required output impedance of achieving the purpose of transformation. The experiment with two passive impedance matching device, for example, capacitance and inductance, respectively, a simple way to design the required impedance converter to produce a physical and tested. 关键词： 射频设计 阻抗变换器 阻抗匹配 无源一、基本阻抗匹配理论当负载阻抗与传输线特性阻抗不相等或连接两段特性阻抗不同的传输线时，由于阻抗不匹配会产生反射现象，从而导致传输系统的功率容量和传输效率下降，负载不能获得最大功率。

射频集成电路设计基础(复习2)

射频集成电路设计基础(复习2)

射频集成电路设计基础 > 射频与微波技术复习 (1) > 无源元件 (Passive Components)
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3 of 27
– RLC 并联谐振电路 1 附近，即 1 1 , 在谐振频率 ω = ----------电路导纳为 Y = -- + j ω C + --------0 R jωL LC ω = ω 0 + ∆ω 处， j j 1 ------1 ------1 Y ( ω ) = --+ ( ω 2 LC – 1 ) = --+ ( 2 ∆ωω 0 + ∆ω 2 ) LC ≈ -- + j 2 C ∆ω R ωL R ωL R
d V(z) dz d jωC ⋅ V(z) = – I(z) dz jωL ⋅ I(z) = –
d V ( z ) + ω 2 LCV ( z ) = 0 dz2 d 2V(z) = 0 V ( z ) β + dz2
2
2
β 2 = ω 2 LC
毫不奇怪，我们得到的仍然是波动方程 V ( z ) = Ae –j β z + Be j β z β I ( z ) = ------- [ Ae –j β z – Be j β z ] ωL V(z) 所含的两项分别为入射波和反射波， A 和 B 是它们在 z=0 时的值，而
µ --- -- ln D π a πε --------------------ln ( D ⁄ a )
µ- b ----- ln -2 π a 2 πε ------------------ln ( b ⁄ a )
µ h -----w ε w -----h

射频电路预备基础知识_0_2_射频传输线

射频电路预备基础知识_0_2_射频传输线
在射频微波的低频段，可以用平行双线来传输微波能量和信号； 而当频率提高到其波长和两根导线间的距离可以相比时，电磁能量会 通过导线向空间辐射出去，损耗随之增加，频率愈高，损耗愈大，因 此在微波的高频段，平行双线不能用来作为传输线。
2. 同轴线 (Co-axial cable TL)
Features: • Electric field is completely contained within both conductors • Perfect shielding of magnetic field • TEM modes up to a certain cut-off frequency
7.圆波导
通常由金属材料（铜、铝等）制成的，圆形截面的、 内部填充空气介质的规则金属波导称之为圆波导。
注意：圆波导中有无穷多个满足边界条件的模式， 但不存在TE00、TEm0、TM00和TMm0模式。它的最 低模式是TE11模。
二、传输线特性分析
传输线有长线和短线之分。所谓长线是指传输线的 几何长度与线上传输电磁波的波长比值(电长度)大于或 接近1，反之称为短线。
V（z) V e kz V ekz
(z)
V V
(z) (z)
• 电压/电流波空间分布特性 V（z) V e kz oV ekz V (ekz oekz )
（I z) I (ekz oekz ) V (ekz oekz ) / Zo
Z（z) V (z) / I (z)
z0
I(z)
k
(V e kz V ekz ) 1 (V e kz V ekz )
(R jL)
Z0
• 传输线上单位长度的R, L, G, C
• 微带线特性阻抗与结构, 材料特性的关系

射频电路中的输入匹配

射频电路中的输入匹配

射频电路中的输入匹配
在射频电路中，输入匹配是一个重要的概念，它涉及到信号的传输和接收。

输入匹配的主要目的是确保信号源与输入端口之间的良好阻抗匹配，以最大限度地减少信号反射和损耗。

当信号源与输入端口的阻抗不匹配时，会发生信号反射。

这会导致信号的衰减和失真，降低电路的性能。

为了实现输入匹配，可以使用阻抗匹配网络，如无源元件（如电感、电容）或有源元件（如放大器）来调整输入端口的阻抗，使其与信号源的阻抗相匹配。

输入匹配的重要性在于它可以提高电路的效率和性能。

通过实现良好的阻抗匹配，可以最大限度地减少信号反射，提高信号的传输质量和功率传输效率。

这对于无线通信系统、雷达系统和其他射频应用非常重要。

在设计输入匹配网络时，需要考虑到信号源的阻抗、工作频率和带宽要求等因素。

通常使用网络分析仪或其他测试设备来测量和优化输入匹配网络的性能。

此外，还需要考虑到电路的稳定性、成本和尺寸等因素。

总之，输入匹配是射频电路中至关重要的概念，它对于确保信号的有效传输和接收具有重要意义。

通过合理设计和优化输入匹配网络，可以提高电路的性能和可靠性。

详解阻抗匹配原理

详解阻抗匹配原理本文主要详解什么是阻抗匹配，首先介绍了输入及输出阻抗是什么，其次介绍了阻抗匹配的原理，最后阐述了阻抗匹配的应用领域，具体的跟随小编一起来了解一下吧。

一、输入阻抗输入阻抗是指一个电路输入端的等效阻抗。

在输入端上加上一个电压源U，测量输入端的电流I，则输入阻抗Rin就是U/I。

你可以把输入端想象成一个电阻的两端，这个电阻的阻值，就是输入阻抗。

输入阻抗跟一个普通的电抗元件没什么两样，它反映了对电流阻碍作用的大小。

对于电压驱动的电路，输入阻抗越大，则对电压源的负载就越轻，因而就越容易驱动，也不会对信号源有影响；而对于电流驱动型的电路，输入阻抗越小，则对电流源的负载就越轻。

因此，我们可以这样认为：如果是用电压源来驱动的，则输入阻抗越大越好；如果是用电流源来驱动的，则阻抗越小越好（注：只适合于低频电路，在高频电路中，还要考虑阻抗匹配问题），另外如果要获取最大输出功率时，也要考虑阻抗匹配问题二、输出阻抗无论信号源或放大器还有电源，都有输出阻抗的问题。

输出阻抗就是一个信号源的内阻。

本来，对于一个理想的电压源（包括电源），内阻应该为0，或理想电流源的阻抗应当为无穷大。

但现实中的电压源，则不能做到这一点。

我们常用一个理想电压源串联一个电阻r的方式来等效一个实际的电压源。

这个跟理想电压源串联的电阻r，就是（信号源/放大器输出/电源）内阻了。

当这个电压源给负载供电时，就会有电流 I 从这个负载上流过，并在这个电阻上产生 I×r 的电压降。

这将导致电源输出电压的下降，从而限制了最大输出功率（关于为什么会限制最大输出功率，请看后面的“阻抗匹配”一问）。

同样的，一个理想的电流源，输出阻抗应该是无穷大，但实际的电路是不可能的。

三、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。

阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。

我们先从直流电压源驱动一个负载入手。

由于实际的电压源，总是有内阻的，我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。

阻抗匹配的原理与方法

一、50ohm特征阻抗终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。

终端电阻示图B.终端电阻的作用：1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。

2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。

在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。

C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。

D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容.E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。

在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。

高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。

同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er决定：另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。

这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。

图1 同轴传送线路的终端电阻构成只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗RT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。

Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。

作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。

图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。

当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.二、怎样理解阻抗匹配？阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。

阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。

我们先从直流电压源驱动一个负载入手。

由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。

射频电路与天线15_阻抗匹配器Ⅰ20121121


Research Institute of Antennas & RF Techniques
South China University of Technology
15.2 L型匹配网络
通过例题，演示L型网络的匹配过程。
South China University of Technology
RT XT ( RT 2 X T 2 ) RT 2 RA BC RT 2 X T 2
(3)
因为RT大于RA，所以根号内的值为正，且大于 XT2，为了保证BC为正，取根号前符号为正。 由（1）可得
1 RA (1 BC X T ) XL XA BC BC RT （4）
Research Institute of Antennas & RF Techniques
最后，将已知数据代入得
South China University of Technology
BC 9.2mS C BC / 0.73 pF X L 76.9 L X L / 6.1nH
解析法：根据要求，在天线与匹配网络的连接处， 往发射机看去的输出阻抗ZM必须等于天线输入 阻抗ZA的共轭复数
Z M Z A*
Research Institute of Antennas & RF Techniques
ZM等于ZT与电容C并联后再与电感L串联
South China University of Technology
X T RT RA BC (1 BC X T )( X A X L )
(1)
(2)
Research Institute of Antennas & RF Techniques

射频阻抗匹配(1)

Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011无线通信系统通常可由射频电路和数字电路两部分所组成，但两者在设计规则和应用场合的不同使之具有很大的差别，主要表现在阻抗、阻抗匹配、吸入电流、在系统的位置以及传输的类型等方面。

Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011当数字电路的数据传输速率接近或达到射频频率时，高速数字电路的结构和特点会发生变化，其阻抗匹配变得尤为重要。

高速数字电路的设计需要的设计经验和背景。

Feb. 18. 2011当信号源阻抗和负载阻抗不是正好共轭匹配时，为了实现信号源到负载之间的无相移最大功率传输，就需Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011 Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011廉、性能最可靠、调节最简便为第一目标基于集总元件的匹配电路拓扑结构Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU•从连接结构上来看，可以有串联连接和并联连接的不同连接，•从滤波特性上来看，可以有低通滤波器和高通滤波器之分•从匹配特性上来看，可以分别适用于Zs>ZL 或者Zs<ZLFeb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTU1Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTURs<R LRs>R LFeb. 18. 2011(1) R S <R L选择LC 低通或CL 高通滤波结构的匹配电路：C S S f X L π2=S C S X f C π21=Feb. 18. 2011S L LL L S S S 选择CL 低通或LC 高通滤波结构的匹配电路：S C P f X L X f C ππ221==C S P f X L π2=Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011••Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图匹配网络图解设计示意图Feb. 18. 2011Feb. 18. 20116. Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUSmith 圆图上的四个区域：区域1：低电阻（或高电导）：区域2：高电阻（或低电导）：区域3：低电阻低电导正电抗：区域4：低电阻低电导正电抗：Feb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTUFeb. 18. 2011From SEIEE SJTU 匹配P2线路结构只可应用于区域1和4，而不能应用于区域2和3。

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Z L 0.5 j1
2.画等电阻圆和等电导圆
Ys 0.8 j0.4
YL 3 j0.8
3.四个交点（记为ABCD）分别为
Z A 0.5 j0.6 YA 0.8 j1 Z B 0.5 j0.6 YB 0.8 j1
ZC 1 j1.2
Z D 1 j1.2
3.频率依赖性 以2GHz为中心频率
0 -10
dB(S(1,1))
-20 -30 -40 -50 -60 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0
freq, GHz
*串联短截线的实例可参考 《微波工程》p199-201.
例
*
•将负载阻抗ZL＝60-j45Ω用单短截线并联匹配电路变 换到Zin＝75+j90Ω, 微带线特征阻抗选择75Ω. •解 1.阻抗归一化：
•例
•计算三节二项式变换器，匹配50Ω的负载到100Ω 传输线。计算Гm=0.05时带宽。
•解：
A2
N
Z L Z0 50 100 3 2 0.04167 Z L Z0 50 100
如果上述指标满足要求，查表（N＝3,ZL／Z0＝2, 注 意取50Ω为特征阻抗）得
Z1 1.097 Z2 1.4142 Z3 1.8337
2
•Klopfenstein渐变线
阻抗变化特性
通带内最大波纹
•渐变线对比
课堂作业
•设计四分之一波长微带阻抗变换器，在1GHz附 近实现50 Ω和10 Ω微带的阻抗变换。其中微带线 设计选择为在0.5mm厚的介质基片Rogers 5880
上的微带线，传播常数为28.65弧度/米 @1GHz
（这里假设不同阻抗的微带有同样的传播常数）。
例
*
•将负载阻抗ZL＝60-j80Ω 用单短截线并联匹配电路 匹配到50Ω特征阻抗上。 •解 1.阻抗归一化：
Z L (60 j80) / 50 1.2 j1.6 YL 0.3 j0.4
见图。
2.求YL沿等驻波比圆（等反 射系数圆）和等阻抗圆(?) 的交点，见图上y1、y2。
YC 3 j0.5
YD 3 j0.5
共有四条移动路径： * ZS A Z L
ZS B Z L
* * *
ZS C Z L
ZS D ZL
4.计算电抗值： 四条移动路径对应四种电路形式： 以 ZS A ZL* 为例： 从ZS移动到A，要并联电纳值为-j0.6, 在2GHz处等价电感值 为 L 50/(0.6 2 2 109 ) 6.63nH 再从A移动到ZL*，要串联电导值为j0.4, 在2GHz处等价电感 值为 L 50 0.4 /(2 2 109 ) 1.59nH
z3 91.69 0.52 21.69
z4 100 0.40
基片：FR4，介电常数：4.4，厚度：1mm，金属厚 度0.038mm。中心频率2GHz。
验证模型：
0 0 -10 -10
m2 m1 freq=1.270GHz freq=2.730GHz dB(S(1,1))=-25.907 S11 dB(S(1,1))=-25.840
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
freq, GHz
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
•参考p23
*《微波工程》p196
并由图读出相应电纳和移动电长度。
y1 1.00 j1.47 d1 0.110
y2 1.00 j1.47 d 2 0.260
3.求并联短截线长度
由上述值知，对于y1应当并联电纳为-j1.47的短截线。对于 y2应当并联电纳为j1.47的短截线。 假设选择终端短路形短截线，则从短路点（y= ∞）沿外沿向 着信号源方向移动到-j1.47，相应移动的长度 l1 0.095 同理，移动到j1.47时移动的长度 l2 0.405
•切比雪夫多节匹配变换器
•理想最平坦和切比雪夫多节匹配变换器的特性
五、渐变线
•指数渐变线 阻抗变化特性
Z ( z) Z0ez
0 z L
反射特性
ln Z L / Z 0 jL sin L e 2 L
•三角渐变线 阻抗变化特性
0 z L/2 Z 0e 2 ( z / L ) ln Z L / Z0 Z ( z ) ( 4 z / L2 z 2 / L2 1) ln Z / Z L 0 Z 0e L/2 z L 2 反射特性 ln( Z L / Z 0 ) e jL sin L L 2
1 0.05 1/ 3 f 4 71% 2 arccos f0 2 0.0417
利用工具计算微带线宽度和长度：
z0 Ω L (mm) 50 W(mm) 1.86
z1 54.85 1.59 20.77
z2 70.71 0.96 21.23
四、四分之一波长变换器
•形式
λ／4
简单而有用；窄带电路；只能匹配实数负载；
•匹配段阻抗要求
Z1 Z0 Z L
•反射系数 可利用多次反射理 论或加载微带的阻 抗变化公式计算反 射系数。
Z L Z0 2 Z L Z0 cos
例如：10－50Ω匹配, 驻波比<1.5(S11<14dB)时相对带宽 29%.
freq, GHz
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
dB(S(1,2)) dB(S(1,1))
2.5
3.0
3.5
4.0
freq, GHz
freq, GHz
三、单短截线匹配电路
•基本电路形式
(a)并联短截线 (b)串联短截线
基本思路：负载经一段长为d 的传输线，阻抗变换到实部为 特征阻抗，再并（或串）一共 轭电抗，抵消虚部，则在端口 与特征阻抗完全匹配。
II) 由A到B的微带线长度直接从圆图外圆上A、B的差值读出。
l2 0.266
*双短截线匹配网络
1.电路形式
其中，l1、l2、l3通常取λ/8或3 λ/8.而 ls1 、ls2要通 过计算求解。
《射频电路设计》p294
l1 取λ/8 ，l2 、 l3 取3 λ/8，从 50+j50Ω 匹 配 到50 Ω的过程。
dB(S(2,2)) dB(S(2,1)) dB(S(1,2)) Mag. [dB] dB(S(1,1))
-20 -20 -30 -30 -40 -40 -50 -50 -60 -60 1.0 1.0
m1
m2
1.5 1.5
2.0 2.0
2.5 2.5
3.0 3.0
3.5 3.5
4.0 4.0
freq, GHz Frequency
2
2
•阻抗的表达
二、L形集总元件匹配网络
•形式*
*《射频电路设计》p271
• 已知源阻抗ZS＝（50+j25) Ω, 负载阻抗ZL＝（25 －j50) Ω, 传输线的特征阻抗50 Ω, 工作频率 2GHz。 设计一L形匹配网络。
•解：
1.归一化源和负载阻抗（或导纳）分别为：
Zs 1 j0.5
1 1/ N f 4m 4 2 2 arccos m f0 2 A
*《微波工程》p211
二项式变换器设计表格
通常最终目标是实现低反射宽带匹配，首先试选择阶 数N，计算常数A，并由容忍的最大反射系数计算带宽 是否满足要求。如不能，则增加阶数重作上述步骤。
五、多节匹配变换器
•形式
假定所有支节阻抗单调变化，则根据小反射 理论，总是能通过恰当地选择反射系数，并用足 够多的节数来综合作为频率函数的反射系数响应。
•二项式多节匹配变换器*
重要的设计公式
常数 可容忍的最 大反射系数 相对带宽
A 2 N Z L Z0 Z L Z0
m 2N A cosm
YB 0.8 j1.05
3.计算各段微带线长度
若选择先从ZL移动到A，再移动到Zin的移动路径。 I) 首先并联一短截线。并联电纳为
Y YA YL j0.45
假设选择终端开路形短截线，则从开路点（y= ∞）沿外沿 移动到j0.45（或Z＝－j2.222)，相应移动的长度
l1 0.067
阻抗变换与阻抗匹配
一、重要工具－SMITH图 •阻抗归一
Z z Z0
阅读：射频电路设计第三章、 和第八章8.1－8.2节。
•等电阻圆
r 1 2 r i r 1 r 1
2
2
•等电抗圆
1 1 2 r 1 i x x
•例：利用SMITH图阻抗匹配
•一般程序*
•源和负载阻抗归一化 •在Smith图上作过源阻抗的等 电阻圆和等电导圆 •在Smith图上作过负载的共轭 阻抗的等电阻圆和等电导圆
ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ
•找出上述圆的交点，并从源 阻抗先移动到交点，再移动到 负载的共轭阻抗。根据移动过 程求电感和电容的归一化值， 并得到电路形式。
*《射频电路设计》p271
四条移动路径对应四种电路及参数如下：
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0
0 -2 -4 -6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0