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移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器0 引言上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1．1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；(4)滤波电感足够大。
能实现连续可调移相的高频模数结合移相电路设计高频感应加热设备，因容性工作状态时存在开关管硬开通、开关损耗大以及反并联的二极管有反向恢复等问题，严重时会损坏开关管，故逆变主电路通常工作在弱感性状态，即使输出电压的相位略超前于输出电流的相位。
而且，反馈回路的各个芯片，在脉冲到来时都有一定的响应时间，使驱动芯片输出信号的相位必定滞后于采样信号的相位，因此必须在反馈回路中进行相位的超前、滞后调节，实现移相功能。
传统的移相方法是采用如RC或LC的模拟电路进行相位调节。
这种移相电路是利用电阻两端的电压与输入电压同相位，而电容两端电压滞后于输入电压90相位，电感两端电压超前输入电压90相位的特性，通过选择不同的RC或LC值实现所需角度的相位超前、滞后调节。
但电路中由于存在L、C等元件，其等效阻抗与输入信号的频率有关，移相角会随输入信号频率的变化而变化，故其仅适用于输入信号频率不变或频率变化时移相精度要求不高的场合。
而纯数字电路若要使1 MHz频率产生如1左右相移时，必须先把输入信号频率通过锁相倍频电路把频率放大360倍，这就要求锁相环必须既可输入1 MHz左右的信号也能输出360 MHz以上的信号，能满足这种要求的锁相环芯片即使存在也会由于价格太高不是很实用。
为此，有必要设计一种低成本的实时实用移相电路，使其移相角在频率变化时基本不变。
文中就是基于这种需求，提出了两种移相精度较高的模数结合移相电路，经实验在1 MHz 高频感应加热场合完全适用。
1 模数结合移相电路图1是一种由高速比较器、锁相倍频电路和J-K触发器构成的90～180连续可调模数结合移相电路。
B处的信号是从串联逆变主电路电流采样放大后获得的，若与过零比较器比较，则输出占空比为0．5的方波信号。
通过调节A处电平与B处0电平以上的正弦波上升沿脉冲比较，使C处输出方波上升沿滞后一个相角度，构成一个0～90连续可调的移相电路。
若所需移相角小于90，则无需后级的锁相倍频和J-K触发器构成的90移相电路。
PWM控制电路的基本构成及工作原理摘要：介绍了PWM控制电路的基本构成及工作原理，给出了美国Silicon General公司生产的高性能集成PWM控制器SG3524的引脚排列和功能说明，同时给出了其在不间断电源中的应用电路。
关键词：PWM SG3524 控制器引言开关电源一般都采用脉冲宽度调制（PWM）技术，其特点是频率高，效率高，功率密度高，可靠性高。
然而，由于其开关器件工作在高频通断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰（EMD）源，它产生的EMI信号有很宽的频率范围，又有一定的幅度。
若把这种电源直接用于数字设备，则设备产生的EMI信号会变得更加强烈和复杂。
本文从开关电源的工作原理出发，探讨抑制传导干扰的EMI滤波器的设计以及对辐射EMI的抑制。
1 开关电源产生EMI的机理数字设备中的逻辑关系是用脉冲信号来表示的。
为便于分析，把这种脉冲信号适当简化，用图1所示的脉冲串表示。
根据傅里叶级数展开的方法，可用式（1）计算出信号所有各次谐波的电平。
式中：An为脉冲中第n次谐波的电平；Vo为脉冲的电平；T为脉冲串的周期；tw为脉冲宽度；tr为脉冲的上升时间和下降时间。
开关电源具有各式各样的电路形式，但它们的核心部分都是一个高电压、大电流的受控脉冲信号源。
假定某PWM开关电源脉冲信号的主要参数为：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，则其谐波电平如图2所示。
图2中开关电源内脉冲信号产生的谐波电平，对于其他电子设备来说即是EMI信号，这些谐波电平可以从对电源线的传导干扰（频率范围为0.15～30MHz）和电场辐射干扰（频率范围为30～1000MHz）的测量中反映出来。
在图2中，基波电平约160dBμV，500MHz约30dBμV，所以，要把开关电源的EMI电平都控制在标准规定的限值内，是有一定难度的。
2 开关电源EMI滤波器的电路设计当开关电源的谐波电平在低频段（频率范围0.15～30MHz）表现在电源线上时，称之为传导干扰。
仪器仪表 化工自动化及仪表,2006,33(4):67~70Contro l and Instru m ents in Chem ical Industry 基于AR M的新型移相P WM控制方法及应用孟志强,陈燕东(湖南大学电气与信息工程学院,长沙410082)摘要: 提出一种基于ARM的新型移相全桥PWM控制方法。
该方法采用ARM微处理器LPC2129的内定时器实现负载频率跟踪,内P WM控制器实现移相P WM输出,使逆变系统工作在准谐振状态,并完成功率调节。
该控制方法在大功率介质阻挡放电臭氧电源中得到了实际应用。
运行结果表明:臭氧电源的频率跟踪速度快、稳定可靠,该控制方法具有较强的实用性。
关键词: ARM;移相P WM控制;LPC2129;频率跟踪中图分类号:TM46;TN86 文献标识码:B 文章编号:1000 3932(2006)04 0067 041 引 言移相P WM控制方法是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方法[1~3],它既具有常规P WM控制恒频的特点,又能在调功过程中实现ZCS或Z V S。
在移相全桥P WM控制逆变电源中,普遍采用串联或并联电感或电容的方法对负载进行功率因数补偿,并采用频率跟踪技术跟踪负载电压或电流实现系统闭环控制和功率调节[2,3]。
常用的频率跟踪技术有CD4046锁相环频率跟踪电路[3]和单片机实现的频率跟踪技术,前者虽然能实现负载频率的自动跟踪,但存在着频率跟踪范围小、可靠性差、死区时间需用辅助电路实现等缺点;后者因单片机的主频限制,响应速度慢、实时性较差。
本文提出了一种基于AR M的新型移相全桥P WM控制方法,利用ARM级芯片LPC2129的P WM 控制功能和定时器实现频率跟踪和移相P WM的4路驱动脉冲输出。
该方法已在采用介质阻挡放电法[2,3]的大功率臭氧电源中得到了成功应用。
2 LPC2129的定时器与P WM控制器LPC2129是基于16/32位AR M7TDM I的工业级芯片[4],采用64脚封装,主频为60MH z,具有256 KByte的高速F lash、16KByte片内静态RAM、2个32位定时器、2路CAN和6路P WM输出等。
PWM变换器跟踪控制技术概述作者单位：苏州科技大学作者姓名：秦涛摘要：介绍了PWM变换器跟踪控制技术的原理和研究进展。
对三种基本的PWM跟踪控制方法作了对比分析，并简单介绍了几种跟踪控制的新方法。
关键词：PWM变换器；跟踪控制；跟踪误差；开关频率1 引言脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation，PWM）变换技术作为电力电子技术的重要组成部分，已随着相关技术和产品的发展广泛应用到各种电力电子变换产品之中。
PWM方法可分为开环调制和闭环跟踪控制两大类。
规则采样法和空间矢量调制方法是最常用的开环调制方法。
PWM跟踪控制就是把希望输出的电流或电压波形作为指令信号，把实际输出作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各功率开关器件的通断模式，使实际的输出动态跟踪指令信号变化。
PWM跟踪控制属于非线性砰-砰控制的范畴，具有系统结构简单和响应速度快的显著优点。
由于PWM跟踪控制方法属于闭环调制，因此其稳定性和输出控制精度受系统参数影响较小，具有很好的鲁棒性。
基本的跟踪控制方法包括滞环比较方法，定时比较方法和线性调节的三角载波比较方法。
滞环比较方法应用最为广泛，相关的学术研究也最多。
严格地说，线性调节的三角载波比较不属于跟踪控制，但是通常都把它归于跟踪控制。
本文首先概述了三种基本的跟踪控制方法的原理和优缺点，然后简单介绍了跟踪控制方法的最新研究进展。
2 几种常用PWM跟踪控制原理跟踪控制法中常用的有滞环比较方式、定时比较方式和线性调节的三角载波比较方式。
跟踪控制的输出可以是电流，也可以是电压。
2.1 滞环比较方式图1给出了采用滞环比较方式的PWM电流跟踪控制单相桥式逆变电路原理示意图。
图2给出了其跟踪输出PWM波形uo和输出电流io波形。
如图1所示，把指令电流ir和实际电流if的偏差e=ir-if作为带有滞环特性的比较器的输入，通过其输出来控制功率器件V1、V2、V3和V4的通断。
当V1、V4导通时，输出电压uo=Ud，使得 if增大，当e≤-h时，关断V1和V4，开通V2和V3；当V2、V3导通时，uo=-Ud，使得if减小，当e≥h时，关断V2和V3，开通V1和V4，电流又开始增大。
第十五讲 PWM 控制技术（二）14.3PWM 跟踪控制技术PWM 波形生成的第三种方法——跟踪控制方法把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号变化常用的有滞环比较方式和三角波比较方式 14.3.1滞环比较方式 电流跟踪控制应用最多 基本原理把指令电流i*和实际输出电流i 的偏差i*-i 作为滞环比较器的输入 通过比较器的输出控制器件V1和V2的通断 V1（或VD1）通时，i 增大 V2（或VD2）通时，i 减小通过环宽为2DI 的滞环比较器的控制，i 就在i*+DI 和i*-DI 的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*参数的影响滞环环宽对跟踪性能的影响：环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大电抗器L 的作用：L 大时，i 的变化率小，跟踪慢 L 小时，i 的变化率大，开关频率过高图6-22滞环比较方式电流跟踪控制举例图6-23滞环比较方式的指令电流和输出电流 三相的情况图6-22图6-23图6-24三相电流跟踪型PWM 逆变电路图6-2三相电流跟踪型PWM 逆变电路输出波形 采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM 变流电路有如下特点 （1）硬件电路简单（2）实时控制，电流响应快（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电 流中高次谐波含量多（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM 变流电路的共同特点采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压u*和输出电压u 进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制图6-26电压跟踪控制电路举例和电流跟踪控制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压 输出电压PWM 波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除 u*=0时，输出电压u 为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路u*为直流信号时，u 产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波图6-24图6-25u uu*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u*相同，从而实现电压跟踪控制14.3.2三角波比较方式基本原理不是把指令信号和三角波直接进行比较，而是通过闭环来进行控制把指令电流i*U、i*V和i*W和实际输出电流iU、iV、iW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性特点开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少图6-27三角波比较方式电流跟踪型逆变电路定时比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断在时钟信号到来的时刻，如i<i*，V1通，V2断，使i增大如i>i*，V1断，V2通，使i减小每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些 14.4PWM 整流电路及其控制方法实用的整流电路几乎都是晶闸管整流或二极管整流晶闸管相控整流电路：输入电流滞后于电压，且其中谐波分量大，因此功率因数很低 二极管整流电路：虽位移因数接近1，但输入电流中谐波分量很大，所以功率因数也很低把逆变电路中的SPWM 控制技术用于整流电路，就形成了PWM 整流电路控制PWM 整流电路，使其输入电流非常接近正弦波，且和输入电压同相位，功率因数近似为1，也称单位功率因数变流器，或高功率因数整流器14.4.1PWM 整流电路的工作原理PWM 整流电路也可分为电压型和电流型两大类，目前电压型的较多 1．单相PWM 整流电路图6-28a 和b 分别为单相半桥和全桥PWM 整流电路半桥电路直流侧电容必须由两个电容串联，其中点和交流电源连接 全桥电路直流侧电容只要一个就可以交流侧电感Ls 包括外接电抗器的电感和交流电源内部电感，是电路正常工作所必须的图6-28单相PWM 整流电路a)单相半桥电路b)单相全桥电路 单相全桥PWM 整流电路的工作原理正弦信号波和三角波相比较的方法对图6-28b 中的V1~V4进行SPWM 控制，就可以在桥的交流输入端AB 产生一个SPWM 波uABa )b )图6-28duAB中含有和正弦信号波同频率且幅值成比例的基波分量，以及和三角波载波有关的频率很高的谐波，不含有低次谐波由于Ls的滤波作用，谐波电压只使is产生很小的脉动当正弦信号波频率和电源频率相同时，is也为与电源频率相同的正弦波us一定时，is幅值和相位仅由uAB中基波uABf的幅值及其与us的相位差决定改变uABf的幅值和相位，可使is和us同相或反相，is比us超前90°，或使is与us相位差为所需角度相量图（图6-29）a：滞后相角d，和同相，整流状态，功率因数为1。
第39卷第17期电力系统保护与控制Vol.39 No.17 2011年9月1日Power System Protection and Control Sept. 1, 2011电压频率偏移条件下新型锁相环在三相电压型PWM整流器中的应用侯世英，张诣（输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室（重庆大学），重庆 400044）摘要：为了解决在电网电压出现频率偏移时，传统锁相环响应速度慢、锁相精度差的问题，提出一种基于坐标变换理论的新型模拟信号锁相环，并建立了基于模拟信号锁相环的三相电压型PWM整流器模型。
该整流器采用空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM）。
在对所提PWM整流器的基本拓扑进行分析的基础上，给出了控制策略框图，并分析了新型锁相环的电路结构和工作原理。
通过Matlab对所建模型进行了仿真。
仿真结果表明：模拟信号锁相环能够快速跟踪系统频率的变化，实现锁相功能。
同时，在三相电网电压频率出现小范围漂移情况下，新型锁相环也能够准确锁相。
关键词：PWM整流器；频率偏移；坐标变换；锁相环；静止坐标系The application of the novel phase-locked loop in three-phase voltage source PWM rectifierunder frequency offset of voltageHOU Shi-ying，ZHANG Yi（State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology（Chongqing University），Chongqing 400044，China）Abstract：Aiming at the problems that classic phase-locked loop（PLL）has low response speed and detection accuracy under frequency offset of network voltage conditions，a novel analog signal PLL based on coordinate transformation is proposed，and based on the PLL，the model of three-phase voltage source pulse width modulation（PWM）rectifier is built. The rectifier adopts the modulation method of space vector pulse width modulation(SVPWM). According to the circuit topology of the PWM rectifier，the framework of control strategy is given. Also the circuit topology and working principle of PLL are analyzed. Finally，a simulation is done through the Matlab. Simulation results show that the PLL can track the network frequency so well that it can realize phase locking. And the novel PLL can also achieve phase locking under the condition of frequency drift of three-phase network voltage.This work is supported by the Scientific Research Foundation of State Key Lab of Power Transmission Equipment and System Security(No. 2007DA10512709304).Key words：PWM rectifier；frequency offset；coordinate transformation；phase locked loop（PLL）；stationary frame中图分类号： TM461 文献标识码：A 文章编号： 1674-3415(2011)17-0074-060 引言随着电力二极管、晶闸管、门级可关断晶闸管的相继出现，整流电路经历了不可控整流、半控整流和全控整流的三个发展历程。
第4章新型频率跟踪移相PWM控制电路的研究本章重点阐述频率跟踪移相PWM控制技术的实现，即具体实现频率跟踪移相PWM控制的电路。
前一章已经对在频率跟踪移相PWM控制下的DBD型臭氧发生器用串联谐振式逆变器的一些性能进行了分析，本章将承接上一章的内容，设计一种能完成频率跟踪与移相调功的电路。
4.1几种串联谐振式逆变器频率跟踪移相控制实现方案介绍串联谐振式逆变器采用不控整流，通过移相控制，即通过调节斜对管驱动信号的移相角，调节输出电压的宽度来调节功率。
考虑到串联谐振式逆变器在工作过程中负载等效参数会发生变化所引起的谐振频率的变化，为了确保逆变器输出电压与负载电流的相位关系以及功率管的软开关条件，在控制策略上必须采取负载电流的闭环频率自动跟踪技术。
在具体实现时须采用具有频率跟踪功能的移相PWM控制电路来完成上述功能。
频率跟踪移相控制电路的实现方案有很多，下面对几种常见的实现方案进行简单的介绍。
文献[48]利用移相PWM时序扩展，从扩展后的移相PWM工作时序中得出一些规律，并在此基础上提出了一种基于负载电流向量和谐振电容电压向量合成的移相PWM控制方案。
该方案在串联逆变器工作于阻性（谐振）状态的情况下，移相范围为0o-180°。
但当串联逆变器工作于容性或感性状态时，移相范围则为0°-90o。
这种移相PWM控制方法直观而且简单，也容易实现。
但频率跟踪性能较差。
再者，由于在控制电路中使用了两套传感变送装置，使得系统的可靠性、稳定性变差，成本升高。
文献[21，36]提出的是一种利用集成锁相环CD4046实现频率自动跟踪、采用方波－三角波－比较器实现移相控制的频率跟踪型移相控制电路。
其基本控制思路是：负载电流经过零比较器后作为锁相环Ⅰ的输入，锁相环Ⅰ的输出信号作为逆变桥基准臂功率管的驱动信号，锁相环Ⅰ的输出信号同时经移相控制电路后作为锁相环Ⅱ的输入，锁相环Ⅱ的输出信号作为逆变桥移相臂功率管的驱动信号。
该方案较文献[48]中的实现方案来说，频率跟踪性能得到改善，电路工作在容性或感性状态时，移相范围可达0o-180°，但移相控制电路显得复杂。
文献[49]采用的是一种串联谐振式逆变器工作于谐振状态时的频率跟踪型移相控制电路。
在该方案中，必须保证电路在工作过程中三角波信号与负载电流同频同相且幅度恒定，使得控制电路比较复杂。
文献[50]提出了一种计数移相型频率跟踪移相控制电路。
频率跟踪功能同样由集成锁相环CD4046实现，移相控制电路则采用了计数移相的控制策略。
其基本控制原理是：负载电流取样、过零比较后变换为方波信号,经锁相环输出驱动功率管,可实现频率的自动跟踪。
用移相控制产生的锁相脉冲与基准方波比较,产生精确的移相脉冲调节功率输出。
负载电流经霍尔电流传感器线性变换成正弦波电压信号,过零比较器将正弦波电压信号变换成同频率方波经锁相环锁定输出,然后经同相反相缓冲器输出到同一桥臂上的开关管。
移相控制电压经压控振荡器输出一系列方波与锁相环输出的基方波进入计数器进行移相处理,经锁相环Ⅱ输出方波,然后经同相反相缓冲器控制另一桥臂上的开关管。
文献[51,52]充分利用了由集成锁相环CD4046鉴相器Ⅱ构成的基本锁相环路在锁定状态时输入信号与输出信号之间相差为零的特性，通过改变基本锁相环的结构，在低通滤波器与压控振荡器之间叠加了一级给定信号加法电路，使得改变后的锁相环路在锁定状态时输入信号与输出信号之间有一定的相位差，这个相位差正比与给定信号的幅值，从而实现了移相控制。
这种移相控制电路设计复杂，电路稳定性较差。
本文提出的频率跟踪移相控制电路的基本控制思想与文献[21,36]中的实现方案有类似之处。
不同之处在于移相控制电路较文献[21,36]中的电路简单、更易实现。
该方案充分利用了集成锁相环CD4046在锁定状态时第6、7脚输出的锯齿波与输入方波信号的稳定相位关系，用一给定直流电平与锯齿波作比较产生移相信号，达到频率跟踪移相PWM控制的目的。
4.2基于集成锁相环CD4046的新型频率跟踪移相控制电路4.2.1锁相环基本知识图 4.1是锁相环路的基本方框图，它主要由相位比较器（PD）、低通滤波器（LPF）和压控制振荡器（VCO）所组成。
当压控振荡器的输出频率fo与输入信号的频率fi 相等时，锁相环路处于锁定状态。
当输入信号Ui的频率fi由于某种原因而发生变化时，必然相应的产生的相位变化。
这相位变化在鉴相器中与压控振荡器输出信号U的相位相比较，使鉴相器输出一个与相位误差成比例的误差电压U d，经过低通滤波器，取出其中直流电压分量U c,U c用来控制压控振荡器中的压控原件数值，而这压控原件又是VCO振荡回路的组成部分，因此压控原件数值的变化使VCO的频率发生变化，并将VCO的频率拉回fi。
这个因为某种原因使输入信号的频率发生改变时通过锁相环的调节使锁相还的输出频率又回到与输入频率相等的过程称为锁相环的跟踪（同步）过程。
而当锁相环路本来处于失锁状态时，由于环路的作用，使压控振荡频率逐渐向输入信号频率靠近达到锁定的过程称为捕捉过程[53]。
由以上锁相环路的基本工作原理知，锁相环路实际上是一个相位误差闭环控制系统。
当锁相环的输出信号的频率与输入信号的频率相等时，它们之间的相位差保持不变。
图4.1 锁相环路的基本方框图锁相环的应用很广泛，如广播通讯、频率合成、自动控制、时钟同步等。
在DBD 臭氧发生器电源中，利用锁相环来实现频率的自动跟踪控制，以实现电源的软开关技术和提高电源的效率。
4.2.2集成锁相环CD4046介绍CD4046是通用的CMOS 锁相环集成电路，其特点是电源电压范围宽（为)18~3V V ，输入阻抗高（ M 100约），动态功耗小[54]。
CD4046的内部结构图如图4.2所示。
主要由相位比较器Ⅰ、相位比较器Ⅱ、压控振荡器、源跟随器等部分构成。
比较器Ⅰ采用异或门结构,当两个输入信号的电平状态相异时,比较器输出信号为高电平；反之，当两个输入信号电平状态相同时，比较器输出为低电平。
相位比较器Ⅰ输出信号的频率等于输出信号频率的两倍，并且与两输入信号之间的中心频率保持90o 相移。
输出波不一定是对称波形。
对相位比较器Ⅰ，它要求两输入信号的占空比均为50%（即方波），这样才能使锁定范围最大。
相位比较器Ⅱ是一个由信号上升沿控制的数字存储网络。
它对输入信号占空比的要求不高，允许输入非对称波形，它具有很宽的捕捉频率范围，而且不会锁定在输入信号的谐波。
它提供数字误差信号和锁定信号两种输出，当达到锁定时，在相位比较器Ⅱ的两个输入信号之间保持零度相移。
本文采用了CD4046中的相位比较器Ⅱ。
由CD4046（采用鉴相器Ⅱ）构成的基本锁相环路的原理图如图4.3所示，环路在锁定状态下的工作波形如图4.4所示。
由于图4.3中使用的是相位比较器Ⅱ,具体的工作原理如下[55]。
当14脚信号超前3脚信号时,必须增加VCO 输出信号的频率,以便使其上升沿进入适当的相位,于是鉴相器Ⅱ的输出置为高电平,导致环路滤波器给VCO 输入端充电(即9脚电位升高),增加VCO 输出信号的频率。
一旦检测到3脚信号的前沿,输出就变为高阻态,保持VCO 输入电压等于环路滤波器的电压,若VCO 仍然滞后于14脚,则鉴相器就会在2个波形的前边沿时间内继续给VCO 输入端充电,直到2个波形的上升沿一致。
如果3脚信号超前14脚信号时,则当VCO 的前沿出现时,相位比较器Ⅱ的输出就变为低电平。
这样环路滤波器放电,直到检测到14脚的前沿为止。
此时环路滤波器的输出又无效,从而降低了VCO 输出信号的频率,重新使得两个波形的上升沿一致。
当4脚信号(VCO 输出信号)与14脚信号(相位比较器Ⅱ输入信号)正边沿之间相差为0°时,相位比较器Ⅱ迫使PLL 锁定。
信号输入PD反馈输入V CO o u t C 1(1C 1(2R1R 2L O C KVzP D Ⅰ输出P D Ⅱ输出相位脉冲解调输出VCO输入图4.2 CD4046的内部逻辑结构图C图4.3 CD4046锁相环路原理图输入信号（14）输出信号（3，4）相位脉冲（1）PD||输出（13）VCO输入（9）图4.4 锁定状态下锁相环路工作波形图4.2.3基于CD4046的频率跟踪移相控制电路图4.5示出了串联谐振式逆变器工作于容性状态时的频率跟踪移相PWM 控制电路的原理框图。
负载电流i o 经过零比较器后转换成与i o 同频同相的方波。
然后将此方波作为锁相环的输入，锁相环的输出直接用作基准臂功率管1VT 驱动控制信号，锁相环的输出经反相后作为基准臂功率管2VT 驱动控制信号。
锁相环的输出同时还作为移相控制电路的输入，移相控制电路的输出输入到第二个锁相环电路，第二个锁相环的输出为移相臂功率管4VT 的驱动控制信号，经反相后作为移相臂功率管3VT 的驱动控制信号。
这样就能保证基准臂功率管的驱动控制信号始终与负载电流是同频同相（或反相）的，也能保证在移相角一定的条件下移相臂功率管驱动控制信号与负载电流的相位关系，因此实现了负载频率的自动跟踪。
图中各点波形如图4.6所示。
1VT 2VT 4VT 3VT图4.5 频率跟踪移相控制电路原理框图o1(VT A 4(VT B 2VT 3VT tt t t t图4.6 频率跟踪移相控制电路波形图图4.5中的锁相环外围电路与图4.3所示的CD4046基本锁相环电路相同。
下面重点讲述移相电路的设计。
文献[56]给出了一种利用CD4046和比较器LM311实现的移相电路，通过转换开关可实现超前或滞后移相，移相范围为00-1800。
本文针对串联逆变器容性工作方式的需要，结合频率自动跟踪控制电路，利用文献[56]的基本控制思想提出了如图4.7所示的由移相控制电路。
该电路利用了图4.5中第一片CD4046第7脚上与输入PWM 波同频同相的锯齿波，将该锯齿波与一给定电压相比较，然后将比较输出信号输入到第二片CD4046的输入端，达到移相的目的。
电路的工作波形如图4.8所示。
该电路与文献[21,36]中的移相控制电路相比，电路大大简化，只需在频率跟踪电路中加一片比较芯片即可。
R C4T 3图4.7 移相控制电路原理图电路中的CD40106除了对比较器LM311的输出波形进行整形外，还有抗干扰的作用。
由于CD4046第七脚上的锯齿波信号的最大电压为2V CC ,所以要求比较器的比较电压范围为0-V CC 。
因此在电路中用一阻值与给定电位器阻值相等的电阻R 10与CW 串联，这样即可满足比较电压范围为0-2V CC 的要求。
对于如图4.7所示的电路，由于两锁相环电路输入信号的频率相等，因此在设计电路参数时，两锁相环外围电路的参数可取相同。
t t ωtt图4.8 移相控制电路波形图从图4.8所示的移相控制电路波形图可以看出，输出信号的前沿始终与比较器输出信号的前沿同步，当调节图4.7中的电位器时，比较器的比较电平发生改变，比较器输出信号的前沿也因此移动，由于输出信号的前沿与比较器输出信号前沿的同步关系，输出信号对输入信号而言实现了移相。
