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高频软开关逆变器的控制分析

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V1 和 V2 的驱动信号. 这样可降低正激功率管的开 关损耗 ,变压器在工作频率增高的同时可降低磁滞 和涡流损耗.
3 逆变器功率管的开关规律
逆变器有限单极性控制是指 :逆变器一个桥臂 的功率管以输出电压频率低频互补开关 ,另一个桥 臂功率管以调制频率高频互补开关[3] ;由此实现在 输出电压 uo 的正半周 ,逆变桥输出调制电压 uab 为 正脉冲和零电平组合 ,在 uo 负半周 , uab 为负脉冲 和零电平组合 ,避免出现正负脉冲交替的现象 , uab 脉冲分布满足脉冲极性连续性原则. 滤波电感电流 的脉动量减小 , 逆变器向直流环节回馈的能量减 小 ,输出电压波形质量高 ,功率管的开关损耗小.
Analysis of control on high2frequency soft2switching inverter
Wang Qin Xiao Lan Yan Yangguang
(College of Automation Engineering , Nanjing University of Aeronautics and Astronautics , Nanjing 210016 , China)
1) Dsmax 为 0. 8 ,变压器匝比和逆变器功率管的 耐压值均提高了 0. 125 倍 ,增加较少.
2) 吸收功率管的开关频率由 100 kHz 增加为
200 kHz. 3) 直流变换器开环工作 , 逆变器的调节负担
加大. 4) 正激功率管的开关损耗和变压器损耗加
大. 由上分析可见 ,采用不同的控制逻辑 ,2 个 200
逆变器采用离散脉冲滞环控制 ,并引入了续流 模态. 但它并不能避免正负脉冲交替出现. 为此 ,在 离散脉冲滞环控制和有限单极性控制的基础上改 进了逆变器功率管的控制 , 如图 3 所示. ug3 , ug4 , ug5 和 ug6 分别是逆变器功率管 V3 , V4 , V5 和 V6 的
大.
间与周期之比 , Uimax 是输入电压 Ui 的最大值 ,则
6) 逆变器功率管的最大开关频率降低为 25
us 的峰值电压为
kHz. 逆变桥输出调制电压在一个输出电压周期内
© 1994-2010 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved.
Abstract : Since the switching frequency of 50 kHz interleaved2paralleling forward DC link soft2switch2 ing inverter is difficult to be increased , this paper researches a control scheme of 200 kHz paralleling for2 ward DC link soft2switching inverter. DC/ DC converter is composed of two 200 kHz paralleling forward converter and yields 200 kHz DC pulse voltage through certain control . Limited single2polarity control scheme with 100 kHz sampling frequency is adopted on inverter. Simulation results show the feasibility of this control scheme. The switching frequency of power devices is increased with the decrease of switching losses. This control scheme can decrease the cost and size of converter and improve the converter output performance . Key words : high2frequency ; soft2switching ; control ; inverter
2) 逆变器功率管的耐压 在保证逆变器功率 器件有足够的时间切换工作状态的条件下 ,工作频 率提高 ,则必须降低占空比的大小. 为控制逆变器 输入电压平均值恒定 ,必须提高输入电压的幅值 , 增加功率变压器的匝比 ,既增加逆变器功率管的电 压定额和器件损耗 ,又增加了变压器的原边电流 , 从而增加正激变换器的功率损耗 ,降低系统效率.
5) 寄生参数 高频工作 ,线路的寄生电容和
Usp = NUi Ds
(2)
若最大占空比 Dsmax 为 0. 9 ,则 us 低电平最小
时间为 1μs. 假设每一个正激变换器的开关频率由
50 kHz 提高到 200 kHz ,若 2 个正激变换器以交叉并
联方式工作 , us 频率为 400 kHz. 若仍保证 Usp 不变
kHz 开关频率的正激直流变换器并联可输出 50 , 200 或 400 kHz 的直流脉冲电压 us . us 为 200 kHz 时 逆变器功率管的耐压较低. 但是直流变换器的开关 频率提高到 200 kHz ,造成直流变换器的损耗增加. 为进一步减小损耗 ,在图 2 (b) 控制逻辑的基础上 设定直流变换器在有负载要求的状态下工作 ,由此 形成新的直流变换器开关控制逻辑 ,如图 2 (c) 所 示. u1 和 u2 分别是 V1 和 V2 的控制信号 , ug3 和 ug5 分别是逆变器上桥臂功率管 V3 和 V5 的驱动信号 ,
摘要 : 在 50 kHz 交叉并联正激直流环节软开关逆变器工作频率难以提高的基础上 ,研究了 200 kHz 并联正激直流环节软开关逆变器新的控制方案. 直流变换器改为 2 个 200 kHz 正激变换器 并联工作 ,通过一定的控制形成 200 kHz 的直流脉冲电压. 逆变器以 100 kHz 的采样频率有限 单极性控制. 仿真结果表明该控制方案可行 ,功率管的开关频率提高 ,开关损耗下降. 该方案有 助于减小变换பைடு நூலகம்的成本 、体积和重量 ,改善变换器输出特性. 关键词 : 高频 ; 软开关 ; 控制 ; 逆变器 中图分类号 : TM464 文献标识码 : A 文章编号 : 1001 - 0505 (2002) 0120138205
个脉冲 ,由此即可形成 50 kHz 的 us 波形. 与 50 kHz
6) 器件 开关频率提高 ,电路器件要求高频 交叉并联正激直流变换器相比 , 采用如下控制逻
特性很好. 如功率开关管采用 MOSFET , 二极管选 辑 :
用超快软恢复元件 ,电容采用无损耗高频电容 ,电
1) us 波形的零电平阶段增加为 5μs ,逆变器
提高开关频率有助于减小滤波器和变压器的 体积和重量 ,实现变换器的小型化和轻量化 ,加快 系统动态响应速度. 本文在 50 kHz 交叉并联正激 直流环节软开关逆变器工作频率难以提高的基础 上 ,研究了 200 kHz 并联正激直流环节软开关逆变 器新的控制方案 ,通过仿真验证了控制方案的可行 性.
2 正激变换器功率管的开关规律
2 个开关频率为 50 kHz 的正激直流变换器交 叉并联 ,整流管输出脉冲 us 的频率为 100 kHz. 若 定义 N 为变压器匝比 ,占空比 Ds 为 us 的高电平时
的调节负担加大. 4) Ds 为 0. 75 ,变压器匝比和逆变器功率管的
耐压值均提高了 0. 2 倍. 5) 正激功率管的开关损耗和变压器损耗加
1 改善开关频率的局限性
交叉并联正激直流环节软开关变流器电路如 图 1 所示 ,由交叉并联正激直流变换器 、吸收电路
收稿日期 : 2001204224. 作者简介 : 王 勤 (1967 —) , 男 , 硕士 , 讲师.
和逆变器三级级联构成. 直流变换器采用改进的两 路单端正激电路交叉并联工作 , 将输入直流电压 Ui 变换成高频直流脉冲列 us . 逆变器功率管控制 在 us 的过零处进行状态切换 ,从而实现零电压开 关. 逆变桥输出电压经输出滤波电感 Lf 和滤波电 容 Cf 滤波后 ,输出交流电压 uo . 吸收电路用来吸收 直流变换器输出电压尖峰 ,并接受逆变器的回馈能 量[1] .
第1期
王 勤等 :高频软开关逆变器的控制分析
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图 1 交叉并联正激直流环节软开关逆变器电路图
1) 逆变器功率管的开关转换时间 逆变器功
Usmax = NUimax
(1)
率管为实现零电压开关 ,必须选择在 us 的低电平 us 的平均电压为
期间切换工作状态. 因此 , us 的零电平时间必须足 以使桥臂功率管实现关断和开通转换.
140
东南大学学报 (自然科学版)
第 32 卷
的脉冲数减少了一半 ,不仅滤波元件的尺寸增加 , 而且会造成输出电压波形质量下降.
图 2 (b) 是又一种并联正激直流变换器的开关 控制逻辑示意图. V1 和 V2 的开关频率相同 , 开关 占空比相同且保持不变 , V1 关断 , V2 立即开通 ,由 此合成的 us 波形的频率和 V1 , V2 的开关频率一 样 ,为 200 kHz. 与 50 kHz 交叉并联正激直流变换器 相比 ,采用如下控制逻辑 :
和 us 低电平最小时间为 1μs ,与 50 kHz 交叉并联正
激直流变换器相比 ,由式 (1) 和 (2) 可见 :
1) Dsmax 仅为 0. 6 ,变压器匝比和逆变器功率管
的耐压值 Usmax 提高了 0. 5 倍.
2) 正激功率管的开关损耗和变压器损耗加
大.
3) 吸收功率管的开关频率由 100 kHz 提高到
3) 驱动电路 正激变换器功率管的驱动电路 必须有较短的传输延时和较快的开通和关断时间 , 否则 us 有效的低电平时间缩短 ,占空比降低.

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软开关交错反激光伏并网逆变器

软开关交错反激光伏并网逆变器

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第 31 卷 第 36 期 2011 年 12 月 25 日
中
国 电 机 工 程 学 Proceedings of the CSEE 中图分类号：TM 85
报
Vol.31 No.36 Dec.25, 2011 ©2011 Chin.Soc.for Elec.Eng. 学科分类号：47040
文章编号：0258-8013 (2011) 36-0040-06
阳能已经成为一种非常具有潜力的新能源，而光伏 并网发电是当前利用太阳能的主要方式之一[1-2]。 传统的光伏发电系统中，一般通过将多个光伏 组件组成光伏阵列来获得足够高的直流电压，再通 过并网逆变器将电能并入电网。该种方式很难保证 每个光伏组件都工作在最大功率点，且当整个阵列 的部分组件被遮挡时，光伏阵列的输出功率会发生 大范围变化，因此整体发电效率受到影响。为了克 服上述问题， 交流组件的概念被提出[3]。 交流组件逆 变器(AC module inverter，ACMI)是与单个光伏组件 相连接的并网逆变器，由于每个逆变器只与一个光 伏组件相连，消除了光伏阵列中由于各个组件不匹 配而产生的功率损耗，能够对每个组件单独实现最 大功率点跟踪，而且只需单级功率变换，具有更优 的发电效率。另外，由于可以生产出标准的模块， 所以系统扩展简单易行， 因此成为了研究的热点[4-9]。 由于单个光伏组件输出的功率较小，因此研究 适合中小功率的变换效率高、控制方式简单、成本 低的 ACMI 成为需要解决的关键问题。 反激变换器 具有结构简单、成本低、适合中小功率场合应用的 优 点 ， 当 变 换 器 工 作 于 临 界 电 流 模 式 (boundary current mode，BCM)或断续电流模式(discontinuous current mode，DCM)时具有电流源特性[10]，因此用 作小功 率并 网逆变 器时 ，采用 数字 信号处 理器 (digital signal processor，DSP)，只需要结合锁相环 (phase-locked loop， PLL)就能实现并网电流的控制， 不需要采用电流闭环，控制简单，在 ACMI 领域获 得了广泛的研究，并提出和发展了多种适用于光伏
SG3524的功能

SG3524的功能

摘要：论述了单相正弦波逆变器的工作原理，介绍了SG3524的功能及产生SPWM波的方法，对逆变器的控制及保护电路作了详细的介绍，给出了输出电压波形的实验结果。

关键词：逆变器；正弦波脉宽调制；场效应管引言当铁路、冶金等行业的一些大功率非线性用电设备运行时，将给电网注入大量的谐波，导致电网电压波形畸变。

根据我们的实验观察，在发生严重畸变时，电压会出现正负半波不对称，频率也会发生变化。

这样的供电电压波形，即使是一般的电力用户，也难以接受，更无法用其作为检修、测试的电源。

同时，在这种情况下，一般的稳压电源也难以达到满意的稳压效果。

为此，我们设计了该逆变电源。

其控制电路采用了2片集成脉宽调制电路芯片S G3524，一片用来产生PWM波，另一片与正弦函数发生芯片ICL8038做适当的连接来产生SP WM波。

集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单、更可靠的特点和易于调试的优点。

图1 系统主电路和控制电路框图1 系统结构及框图图1示出了系统主电路和控制电路框图。

交流输入电压经过共模抑制环节后，再经工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过Boost电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V（50Hz/220V交流输出时）。

DC/AC变换采用全桥变换电路。

为保证系统可靠运行,防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。

过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在MOS管允许的过流时间将其关断。

2 控制及保护电路为了降低成本，使用两块集成PWM脉冲产生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038，使得控制电路简洁，易于调试。

2.1 SG3524的功能及引脚图2所示为SG3524的结构框图和引脚图。

SG3524工作过程是这样的：直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的＋5V基准电压。

四桥臂三相逆变器的控制策略

四桥臂三相逆变器的控制策略

四桥臂三相逆变器的控制策略阮新波严仰光摘要提出了一种新型的三相四线逆变器，它有四个桥臂，第四个桥臂用来构成中点，从而省去了三相三桥臂逆变器中的中点形成变压器，减小了逆变器的体积和重量。

针对这种逆变器，本文提出了一种电流调节器，它根据三相滤波电感电流和给定电流的误差值最大的那相选择逆变器的开关模态。

为了消除输出相电压的静态误差，本文讨论了一种基于PI调节器改良的电压调节方案。

仿真结果说明，本文的思路是可行的。

本文为构造大功率、高效率的三相四线逆变器提供了可靠的理论根底。

关键词：三相逆变器控制策略The Control Strategy for Three-Phase Inverter with Four Bridge LegsRuan Xinbo Yan Yangguang〔Nanjing University of Aeronaut ics & Astronautics 210016 China〕Abstract A novel three phase inverter with four bridge legs i s presented in this paper.The inverter eliminates the neutral forming transforme r by adding a bridge leg to form neutral point to provide balanced voltages to a ny kinds of three phase loads.The principle of the inverter is analyzed,and a ne w current regulator,which chooses switching modes according to the maximum cur rent error of filter inductance current and the reference current is proposed.Th e modified voltage regulator on the basis of PI regulator is proposed to elimina te output voltage static error under any load conditions.Keywords:Three-phase Inverters Control strategies1 引言三相逆变器一般是采用三个桥臂组成的拓扑结构，为了给不对称负载供电，必须在输出端加入一个中点形成变压器(Neutral Formed Transformer，NFT)，如图1所示。

软开关逆变器控制策略研究

软开关逆变器控制策略研究

ｏ ｙ ｗｉ Ｗ Ｍ ｏ ｔｏ ， ｎ ｅ ｌ ｅ ｅ ｏ ａ ｔ ｇ ｔ Ｐ ｈ ｃ ｎ ｒ ｌ ａ ｄ ｉ ｒ ａｉ ｓｒ ｓ ｎ ｎ ｔｈ ｎ ｏ ｔｏ ｙ ｓ ｆｗａ ｅｍｅ ｈ ｄ ｔ ｚ ｍａ ｃ ｉ ｇ ｃ ｎ ｒ ｌ ｏ ｔ ｒ ｔ ｏ ．Ｆｉ ａｌ ｏ ｆ ｍ ｓｔ ｅｍｅ ｈ ｄ ｉ ｅ ｓ— ｂ ｎ ｌ ｉ ｃ ｎ ｉ ｈ ｔ ｏ ｓｆａ ｉ ｙｔ ｒ ｂｅｔ ｒｕ ｈ ｅ ｐ ｒ ｎ ． ｌ ｈ ｏ ｇ ｘ ｅ ｉ ｍｅ ｔ Ｋｅ ｏ ｄ ｓ ｆ－ ｗｉ ｈ ｎ ｎ ｅ ｔ ｒ ｏ ｔ ｒ ｔ ｏ ｙ Ｗ ｒｓ ｏ ｔ ｓ ｔ ｉ ｇ ｉ ｖ ｒ ｅ ，ｓ ｆｗａ ｅ ｍｅｈ ｄ，ｃ ｎ ｒ ｌ ｔａ ｅ ｙ ｃ ｏ ｔｏ ｒ ｔ ｇ ｓ Ｃｌｓ ａ ｓＮｕ ｂ ｒ ＴＭ ４ ４ ｍ ｅ ６
相逆 变器 与直 流 电源
成的。
之 间插 入 的主 开关 管 丁 ０
（ 。， Ｄ ） 谐振 开关 管 、 、 。 及 谐振 电感 Ｌ 组 Ｄ、 在一 个完整 的谐 振 开关过程 中 ， 开 关管状 态 按 的不 同可划 分为 ６个 时间段 ， ２为 电路 工作 主要 图 波形。 工作 原理 是 ： 逆变 器 桥臂 需 要换 相 之前 启 在
开关 技 术 和 Ｐ ＷＭ 控 制 相 结 合 的方 法 ， 用 软 件 方 法 实现 谐 振 匹 配 控 制 ， 后通 过 实 验 说 明 了此 方法 的可 行 性 。 利 最 关键词 软 开 关 逆 变器 ；软件 方 法 ； 制 策 略 控
Ｔ ６ Ｍ４ ４ 中图 分 类号
Ｓｔ ｄ ｎ Ｃｏ ｒ ｌＳｔ ａ ｅ ｙ ｏ ｏ ｔｓ ｔ ｈｉ ｇ Ｉ ｖ ｒ ｅ ｕ ｙ ｏ ｎｔ ｏ ｒ ｔ ｇ ｆ Ｓ ｆ — ｗｉｃ ｎ ｎ ｅ ｔ ｒ