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双管反激变换器電路解說
1、电路拓扑图
2、电路原理
其变压器T1起隔离和传递储存能量的作用，即在开关管Q1、Q2开通时Np储存能量，开关管Q1、Q2关断时Np向Ns释放能量，同时Np的漏感将通过D2、D3返回给输入，可省去RCD漏感尖峰吸收电路。
在输出端要加由电感器Lo和两Co电容组成一个低通滤波器。
输出回路需有一个整流二极管D1（最好使用恢复时间快的整流管）。
3、工作特点
a、在任何工作条件下，为使两个调整管所承受的电压不会超过Vs+Vd (Vs：输入电压；Vd:D2、D3的正向压降，)，D2、D3必须是快恢复管（当然用超快恢复管更好）。
b、在反激开始时，储存在原边Np的漏电感的能量会经D2、D3反馈回输入，系统能量损失会小，效率高。
c、在与单端反激变换器相比，无需RCD吸收电路；功率器件可选择较低的耐压值；功率等级也会很大。
d、在轻载时，如果在“开通”周期储存在变压器的原边绕组显得过多的能量，那么在“关断”周期会将过多的能量能量反馈到输入。
e、两个调整管工作状态一致，我没有调试过这样电路，根据调试过的半桥和双管正激的电路经验，下管的波形会优于上管的波形，在调试过程中只要观察下管波形即可（具体可到“调试经验”中详见）。
我个人建议在大功率等级电源中不可选用此种电路。
4、变压器计算
设计方法据参考书籍，与单端反激变换器变换器相同。
但变压器漏电感必须小，可以减小D2、D3上的能量损耗，同时增加电源的效率。
摘要本文对dc-dc变换器进行了分析、比较，结合高压、宽输入，小功率和多路输出的设计要求，并做了双管反激变换器的saber仿真分析及样机的制作。
【关键词】双管反激变换器 saber仿真1 前言世界对能源、环保问题的重视，人们对绿色能源的期望越来越高，从而促进了可再生能源，尤其是太阳能及风能的开发利用。
在太阳能光伏发电系统中，光伏电池的特性随照射光的强度变化幅度比较大，所以系统逆变器的控制电源应具备大范围直流电压变化情况下的稳定工作能力，即应该有一个相当宽的工作电压范围，这样在太阳光线很弱的情况下仍能保证逆变器控制系统的正常工作。
2 线性稳压电源和开关稳压电源是现有的电源两种主要类型概述开关电源是一种新型、高效的直流电源，因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代了传统的线性稳压电源。
在本课题中多路输出开关电源需要在一个相当宽的工作电压范围内稳定输出，要保证开关电源能够在这么宽的输入电压范围内正常工作，如果用常规方法设计，首先要保证在最低电压时主功率管工作在最大的占空比，当电压上升到最高电压时，主功率管的占空比很小了，这样肯定会丢脉冲，系统会工作不稳定。
为此本课题针对宽输入多路输出的关键问题讲进行研究。
隔离型dc-dc 变换器包括反激、正激、推挽、半桥以及全桥等。
这类变压器适用于升降压范围宽，输入输出间需要电气隔离的场合。
下面将结合电路要求，简要介绍这几种变换器的优缺点。
2.1 单端反激变换器单端反激电路结构简单，成本低，易于多路输出。
反激变换器相当于隔离的buck-boost 变换器，其中隔离变压器是个多绕组耦合电感，具有储能、变压和隔离的作用。
变压器储能限制了变换器的输出功率，因此只适合于小功率应用场合。
且变压器单向激磁，利用率低。
2.2 单端正激变换器电路形式与反激式变换器相似，只是变压器的接法和作用不同。
优点同样是是电路结构简单。
但其变压器铁芯磁复位必须采取磁复位电路来实现，除有源箝位等少数几种磁复位方式外，其它多种复位方式拓扑一般存在以下缺陷：变压器铁芯单向磁化，利用率低，主功率管的占空比一般都不超过0.5，主功率管承受两倍左右的输入电压。
正激、反激、双管反激、推挽开关电路⼩结开关电源电路学习⼩结1.正激（Forward）电路正激电路的原理图如图1所⽰：图1、单管正激电路1.1电路原理图说明单管正极电路由输⼊Uin、滤波电容C1、C2、C3，变压器Trans、开关管VT1、⼆极管VD1、电感L1组成。
其中变压器中的N1、N2、N3三个线圈是绕在同⼀个铁芯上的，N1、N2的绕线⽅向⼀致，N3的绕线⽅向与前两者相反。
1.2电路⼯作原理说明开关管VT1以⼀定的频率通断，从⽽实现电压输出。
当VT1吸合时，输⼊电压Uin被加在变压器线圈N1的两边，同时通过变压器的传输作⽤，变压器线圈N2两边产⽣上正下负的电压，VD1正向导通。
Uin的能量通过变压器Tran传输到负载。
由于N3的绕线⽅向与N1的相反，VT1导通时，N3的电压极性为上负下正。
当VT1关断时，N1中的电流突然变为0，但铁芯中的磁场不可能突变，N1产⽣反电动势，⽅向上负下正；N3则产⽣上正下负的反向电动势，多出的能量将被回馈到Uin。
通过上述内容可以看到W3的作⽤，就是为了能使磁场连续⽽留出的电流通路，采⽤这种接线⽅式后，VT1断开器件，磁场的磁能被转换为电能送回电源。
如果没有N3，那么VT1关断瞬间要事磁场保持连续，唯有两个电流通路：⼀是击穿开关；⼆是N2电流倒流使⼆极管反向击穿。
击穿开关或⼆极管，都需要很⾼电压，使击穿后电流以较⾼的变化率下降到零；⽽很⾼的电流变化率（磁通变化率）⾃然会产⽣很⾼的感⽣电动势来形成击穿电压。
由此可见，如果没有N3，则电感反向时的磁能将⽆法回收到电源；并且还会击穿开关和⼆极管。
1.3⼩结1)正激电路使⽤变压器作为通道进⾏能量传输；2)正激电路中，开关管导通时，能量传输到变压器副边，同时存储在电感中；开关管关断时，将由副边回路中的电感续流带载；3)正激电路的副边向负载提供功率输出，并且输出电压的幅度基本是稳定的。
正激输出电压的瞬态特性相对较好；4)为了吸收线圈在开关管关断时时的反电动势，需要在变压器中增加⼀个反电动势吸收绕组，因此正激电路的变压器要⽐反激电路的体积⼤；5)由于正激电路控制开关的占空⽐都取0.5左右，⽽反激电路的占空⽐都较⼩，所以正激电路的反激电动势更⾼。
飞兆推出一款双管反激式解决方案一体型(All-In-One, AIO) 应用设备电源的设计人员一直面对对空间有限、满足世界各地能源法规要求，以及提供易于设计之解决方案的挑战。
为了应对这些挑战，全球领先的高性能功率和移动产品供应商飞兆半导体公司(Fairchild Semiconductor) 推出一款采用mWSaver 技术的双管反激式解决方案。
用于AIO 设备的传统电源拓扑解决方案包括LLC 和单开关准谐振(QR) 反激式拓扑。
要在易于设计性、不同负载水平的功率损耗，以及效率三方面取得平衡时，每种拓扑都各有其优劣之处。
对于AIO 设备的功率范围，LLC 提供最佳的总体效率，优于双管QR 和单开关QR 反激式转换器。
不过，由于LLC 变压器的设计很难，因此在三种拓扑中具有最高的轻负载功耗。
单开关QR 反激式转换器的效率最低，但是它们易于设计且在轻负载下具有低功耗。
飞兆半导体的双管QR 反激式拓扑和次级端同步整流方案是用于AIO 应用设备的理想解决方案，能够提供良好的总体效率，降低轻负载功耗，而且易于设计。
飞兆半导体提供的AIO 解决方案非常适合75W~230W 功率范围应用，包括FAN6920MR 集成式临界导通模式PFC 和准谐振电流模式PWM 控制器产品；FAN7382 栅极驱动器；以及用于反激式拓扑和正激续流整流的FAN6204 次级端同步整流(SR)控制器。
而且，这些器件都具有同级最佳的无/轻负载功耗，能够实现达到2013 ErP 标准的设计，并可省去LLC 解决方案所需的附加电路。
此外，这些器件采用了mWSaver 技术，可为AIO 解决方案提供最低的待机输入功率。
准谐振控制技术既能够减少缓冲器和泄漏电感的损耗，同时也可改进散热性能。
此外，它更降低了SR MOSFET 的Vds 以提高效率，并实现更小的电路板尺寸。
其内置两级电平PFC 输出提升了低压输入的效率。
飞兆半导体增添高端和低端栅极驱动IC 产品FAN7382，能够驱动电压高达600V 的高压MOSFET 器件，大大丰富了公司的产品系列。
两种双管反激型DCDC变换器的研究和比较两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。
为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。
客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。
最后，实验结果进一步验证了以上的观点。
关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。
但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。
另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。
传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。
本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。
本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。
2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。
传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。
副边二极管反向偏置，副边电流为零。
当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。
多路输出双管反激变流器研究的开题报告一、项目名称：多路输出双管反激变流器研究。
二、研究背景：随着电子技术的不断发展和应用领域的不断拓宽，各种电子设备的要求变得越来越高。
在交流电-直流电转换的过程中，反激变流器在电子设备中起着极其重要的作用。
不同电子设备的功耗和输出要求往往都不相同，如何在同一反激变流器中实现多路输出是当前亟待解决的问题。
为此，设计一种多路输出双管反激变流器，可以兼顾多路输出的要求，并且提高整机的性能和效率。
因此，本项研究的意义在于提高反激变流器在电子设备中的应用能力和实用性。
三、研究内容：本研究将主要关注多路输出双管反激变流器的设计和优化。
在探索合适的电路拓扑结构的基础上，通过改进反激变流器的输出电路，使其能够同时满足多路输出的需求，并达到高效率、高性能的要求。
此外，还将考虑在实际应用中可能遇到的工艺问题和可靠性要求。
四、研究方法：1. 对多路输出双管反激变流器的电路拓扑结构进行仿真和分析。
2. 基于电路仿真结果，设计并调试多路输出双管反激变流器的电路。
3. 在实验室进行多路输出双管反激变流器的性能测试。
4. 优化电路设计，提高电路性能。
五、研究成果：本项目将通过多路输出双管反激变流器的设计和优化，实现多路输出的要求，并达到高效率、高性能的要求。
同时可以完成一篇论文，并掌握多路输出双管反激变流器的设计和应用技术，对我国电子工业的发展做出积极的贡献。
六、预期进展：1. 完成多路输出双管反激变流器的电路设计和仿真分析工作。
2. 实现多路输出双管反激变流器的实验样机。
3. 对多路输出双管反激变流器进行性能测试，收集数据。
4. 进一步完善电路设计，提高反激变流器的性能。
七、研究期限：一年。
八、课题经费：预计需要经费100万元，具体分配为：人员费用50万元、设备费用30万元、材料费用20万元。
九、参考文献：1. 蔡志忠，马正广，王志航. 电源技术与应用[M]. 北京：清华大学出版社，2014.2. 刘亚鸿，吴卫民，杨宇峰等. 电源电路设计实战[M]. 北京：机械工业出版社，2016.3. 刘可. 反激变流器的设计及应用研究[D]. 北京邮电大学，2017.4. BASHAR, Musa; YILMAZ, Mustafa. Modeling of multiple-output resonant converters utilized for switch-mode power supplies. Electrical Engineering. 2017,99(1):235-249.。
两种双管反激型DC/DC变换器的研究和比较摘要：传统的双管反激克服了主开关电压应力大的缺点，使得每个主开关的电压应力仅为输入电压，但是该电路带来了占空比不能大于50％的缺点。
为了克服这个缺点，提出了宽范围双管反激的拓扑，不仅每个开关的电压应力要比单管反激小得多，而且占空比也可以大于50％，但该拓扑的漏感能量需外加缓冲电路来吸收。
客观地分析和比较了这两种双管反激变换器的特性差异，并指出了两者的适用场合。
最后，实验结果进一步验证了以上的观点。
关键词：DC/DC；双管反激；宽范围1 概述反激型DC/DC变换器因结构简单、成本低廉而广泛应用于各种辅助电源和小功率电源中。
但是，单管反激变换器主开关电压应力大，在输入电压较高的场合使用起来比较困难。
另外，反激变换器的变压器漏感一般比较大，导致主开关上产生很高的电压尖峰，使电压应力进一步增加。
传统的双管反激变换器如图1所示，其两个主开关的电压应力为输入电压，克服了单管反激开关电压应力大的缺点，并且漏感能量可以回馈到输入侧，不需要吸收电路，但它带来了占空比D不能大于50％的缺点，在宽范围场合应用有局限性。
本文提出了一种能工作在占空比大于50％条件下的双管反激变换器，如图2所示，不过它和传统的双管反激相比也并非十全十美，其漏感能量需要外加缓冲电路来吸收。
本文详细、客观地分析和比较了这两种双管反激变换器在工作原理和特性上的差异，阐述了一些独特的观点，并且给出了两种双管反激的实验结果比较，旨在为电源设计者选用这两种双管反激变换器时提供理论依据和参考数据。
2 工作原理为了分析方便，假设各器件具有理想特性，电感、电容足够大，输入电压没有脉动，电路已经进入稳态。
传统双管反激变换器在两个开关管S1及S2导通期间，加在变压器原边的电压为输入电压Vin，原边电流流过S1及S2，并且线性上升。
副边二极管反向偏置，副边电流为零。
当S1及S2同时关断后，原边电流逐渐下降到零。
二极管D1及D2随即导通，由于实际电路中漏感的影响，变压器原边上的电压被钳在－Vin，副边二极管因此导通。
储存在原边漏感中的能量全部反馈到输入侧后，D1及D2关断，变压器原边电压降至副边绕组反射电压－nVo（n为变压器原边对副边的变比），副边二极管维持导通，直到下一开关周期开始。
改进的双管反激变换器，如图2（a）及图2（b）所示，有两种结构，是为了克服传统双管反激变换器占空比不能大于50％的缺点而提出的，因此，称之为宽范围双管反激变换器。
该变换器与传统双管反激结构上的区别在于分别去掉了一个钳位二极管，这样会有一个主开关的电压应力得不到限制，可能造成过压，所以，要对两个开关的关断次序进行人为的控制。
对于图2（a），S2应该比S1先关断；对于图2（b），S1应该比S2先关断。
图2（a）及图2（b）所示两种结构的工作原理是类同的，下面就仅对图2（b）的结构进行分析。
同样，在S1和S2导通期间，加在变压器原边上的电压为Vin，原边电流线性上升，同时副边二极管截止。
随后，将S1关断，S2继续导通，激磁电感和S1的结电容C1谐振，考虑到实际中激磁电感非常大而结电容非常小，并且这段时间又非常短，所以，可以看成原边电流对C1进行恒流充电，C1上的电压线性上升。
一旦C1上的电压到达Vin，D1就导通，变压器上电压为零，原边电流流过S2和D1且保持不变。
当S2也关断后，激磁电感和S2的结电容C2谐振，同样可以看成原边电流对C2恒流充电，C2上的电压线性上升。
当C2上的电压上升到nVo时，D1关断，原边电流为零。
此时，副边二极管开始导通，变压器原边电压被输出电压Vo钳在－nVo，作为复位电压，激磁电流线性下降。
S1和S2重新开通后，进入下一开关周期。
3特性比较从以上的分析可以看出，传统的双管反激和宽范围双管反激在工作原理上十分类似，但是，两者的特性有比较大的差异。
3.1 开关电压应力传统的双管反激变换器两个开关管S1及S2的电压应力不会超过输入电压，因为，C1或C2上的电压一旦大于输入电压Vin，D1和D2就相应导通，将C1及C2上的电压峰值钳在Vin。
即使是漏感在开关管上引起的电压尖峰也会被D1及D2钳位，不会高于输入电压。
因此，传统双管反激变换器主开关的电压应力均为输入电压Vin。
对于图2（b）所示的宽范围双管反激变换器，主开关S1的结电容C1上电压达到Vin时，D1就相应导通，因此，S1上的电压不会超过Vin。
而当主开关S2的结电容C2上电压上升至nVo时，D1关断，副边二极管导通，因此，S2上的电压不会超过nVo。
可见该变换器主开关S1及S2的电压应力分别为Vin及nVo。
如果是图2（a）所示的变换器，则主开关S1及S2的电压应力分别为nVo及Vin。
但是，实际电路中漏感的存在，会引起图2（a）中的S1或图2（b）中的S2上产生比较大的电压尖峰，相应的电压应力要增加。
所以，宽范围双管反激变换器的其中一个开关管的电压应力要比传统双管反激的开关电压应力大一些。
3.2 整机效率由于反激型变换器的变压器磁芯要垫气隙，所以，漏感比一般的变换器中变压器要大。
漏感大会直接导致主开关上产生很高的电压尖峰，需要另外加缓冲电路吸收。
在上面对宽范围双管反激变换器的原理分析中，为简单起见而忽略了漏感的影响，但实际上漏感是不可能为零的，因此，图2（a）中的S1及图2（b）中的S2上都会有漏感引起的电压尖峰，需要加RCD电路加以吸收，则在R上损失比较多的能量。
而对于传统的双管反激变换器，在反激开始时，储存在漏感中的能量通过D1及D2全部反馈到输入侧，系统能量损失相对要小。
因此，在相同规格以及开关条件下，传统的双管反激变换器要比宽范围双管反激变换器整机效率高一些。
3.3 宽范围适应性传统的双管反激变换器有两个二极管D1和D2在复位阶段对变压器钳位，所以，变压器上的复位电压不能超过输入电压，如图3（a）所示。
也就是要满足以下条件：VinD≤Vreset(1－D)≤in(1－D) （1）可以推出D≤50％（2）可见传统的双管反激变换器不能工作在占空比大于50％，这就使其在宽范围场合应用时遇到了困难。
而本文提出的宽范围双管反激变换器没有这个条件限制，变压器上的复位电压可以大于输入电压，如图3（b）所示，所以，能够工作在占空比大于50％。
另外，反激变换器的输入输出电压满足D/(1－D)的关系。
通常，变换器的输入输出电压有4种关系，即D，1/(1－D)，D/(1－D)，D(1－D)。
在这4种关系中，D/(1－D)的宽范围适应性要远远优于其它几种关系。
宽范围双管反激变换器的增益正好是D/(1－D)的关系，所以，这种变换器的输入或输出电压调节范围很宽，特别适合用于超宽范围场合。
从以上的分析和比较可以看出，改进的双管反激变换器在宽范围适应性上有了很大的提高，但整机效率相对下降，其中的一个开关管电压应力也有所增大。
所以，这两种双管反激变换器在性能上各有优劣（见表1），在选用这两种变换器时一般遵循以下原则：在效率要求比较高，但输入或输出电压调节范围不是很宽的场合，可以选用传统的双管反激变换器；而在输入或输出电压范围很宽，但效率要求不是非常高的情况下，可以选用宽范围双管反激变换器。
当然，选用这两种变换器的前提是输入电压比较高，不然选用单管反激就可以了。
表1 两种变换器的性能比较Tab.1 Performance comparison of two converters4 实验结果比较两台分别采用传统双管反激和宽范围双管反激拓扑的样机验证了以上的分析和比较。
为了具有可比性，这两台样机的规格和参数须保持一致，只是传统的双管反激变换器的输入电压范围是250～400V，宽范围双管反激的输入电压范围为100～400V。
这两台样机的其他规格和参数如下：输出电压Vo 24V；输出电流Io 0～4A；工作频率f 108kHz；主开关S1及S2 IRF840；整流二极管DR1 Halfof30CPQ100；变压器T n=160∶20，Lm=7.2mH，Ls=180μH；钳位二极管D1（D2）BYV26C。
图4（a）、（b）、（c）是300V输入2.5A输出时传统双管反激变换器的主要实验波形。
图4(a)是变压器原边的电压波形，正向电压为300V，反向复位电压大约为200V。
图4(b)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为300V，然后经过一个振荡降至275V左右。
图4(c)是开关管S2漏源间的电压波形，其峰值为300 V，经过振荡降至225V左右。
两个开关管S1及S2的峰值电压均未超过输入电压。
图4（d）、（e）、（f）是150V输入4A输出时宽范围双管反激变换器的主要实验波形。
图4（d）是变压器原边的电压波形，正向电压为输入电压150V，反向复位电压大约为200V，已经超过输入电压，占空比大约为57％，说明该变换器占空比可以大于50％。
图4(e)是开关管S1漏源间的电压波形，其峰值为150V，然后经过一个振荡降至130V左右。
图4(f)是下管S2漏源间的电压波形，其峰值为280V，然后经过一个振荡降至220V左右。
两个主开关上的漏源电压值和理论分析的有一定偏差（理论上S1平台电压应该为输入电压，S2平台电压应该是输出电压折算到原边的值，约为200V），这是因为在实际工作中变压器漏感的影响。
当S1关断，S1的漏源电压上升到输入电压，但是，等到S2关断后，由于漏感的影响，S2的漏源电压会有一个振荡，期间会使得S1的漏源电压有所下降，而使S2的漏源电压略高于理论值。
图5给出了两种变换器在满载(4A)时不同输入电压下的效率曲线。
效率2是传统双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为92％。
效率1是宽范围双管反激变换器的满载效率曲线，输入电压为350V时效率最高，为89.3％。
通过比较可以看到，传统双管反激变换器的整机效率要高于宽范围双管反激变换器，但是后者的输入电压范围有4倍的变化范围，有很强的宽范围适应性。
这也进一步验证了前面的分析。
5 结语不管是传统的双管反激DC/DC变换器还是宽范围双管DC/DC反激变换器，和单管反激相比都具有主开关电压应力低的优点。
此外，传统的双管反激变换器整机效率比较高，但不能工作在占空比大于50％。
因此，适合于高输入电压、高性能要求而宽范围要求不太高的辅助电源或较小功率电源应用。
宽范围双管反激变换器的占空比可以大于50％，并且输入输出电压具有宽范围适应性特别强的D/(1－D)的关系，因此，适用于高输入电压和特别宽输入电压范围的场合。
