三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt
dI L
V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L
2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间
t OFF
3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。
那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF
4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD
→t OFF ＝（1－D ）/f
电流纹波率r P51 52
r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值
ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53
电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面：
A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。
B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26，
最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→
负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式
避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63
电感的能量处理能力1/2×L ×I 2
电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。
确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O
最终确认L 的值
基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m
B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2
恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。
在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7
H/m 为真空的磁导率。
则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝
3
40R C
R
Idl ??
π
μ
磁通量：通过一个表面上B 的总量 Φ＝?
?S
B ds ，如果B 是常数，则Φ＝BA ，A 是表
面积
H ＝B/μ→B ＝μH ，μ是材料的磁导率。空气磁导率μ0=4π×10-7
H/m 法拉第定律（楞次定律）：电感电压V 与线圈匝数N 成正比与磁通量变化率 V ＝N ×d Φ/dt ＝NA ×dB/dt
线圈的电感量：通过线圈的磁通量相对于通过它的电流的比值L=H*N Φ/I 磁通量Φ与匝数N 成正比，所以电感量L 与匝数N 的平方成正比。这个比例常数叫电感常数，
用A L 表示，它的单位是nH/匝数2（有时也用nH/1000匝数2）L=A L *N 2*10-9
H 所以增加线圈匝数会急剧增加电感量
若H 是一闭合回路，可得该闭合回路包围的电流总量
?
Hdl ＝IA ，安培环路定律
结合楞次定律和电感等式dt
dI
L
V =可得到 V ＝N ×d Φ/dt ＝NA ×dB/dt ＝L ×dI/dt 可得功率变换器2个关键方程： ΔB ＝L ΔI/NA 非独立电压方程 →B ＝LI/NA
ΔB ＝V Δt/NA 独立电压方程 →B AC ＝ΔB/2＝V ON ×D/2NAf 见P72-73
N 表示线圈匝数，A 表示磁心实际几何面积（通常指中心柱或磁心资料给出的有效面积Ae ） B PK ＝LI PK /NA 不能超过磁心的饱和磁通密度
由公式知道，大的电感量，需要大的体积，否则只增加匝数不增加体积会让磁心饱和 磁场纹波率对应电流纹波率r r ＝2I AC /I DC ＝2B AC /B DC
B PK ＝（1＋r/2）B D
C →B DC ＝2B PK /（r ＋2）
B PK ＝（1＋2/r ）B A
C →B AC ＝r B PK /（r ＋2）→ΔB ＝2 B AC ＝2r B PK /（r ＋2） 磁心损耗，决定于磁通密度摆幅ΔB ，开关频率和温度 磁心损耗＝单位体积损耗×体积，具体见P75-76
Buck 电路
电容的输入输出平均电流为0，在整个周期内电感平均电流＝负载平均电流，所以有：5，
I L＝I o
6，二极管只在sw关断时流过电流，所以I D＝I L×（1－D）
7，则平均开关电流I sw＝I L×D
8，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：V IN＝V ON＋V O＋V SW →V ON＝V IN－V O－V SW
≈V IN－V O假设V SW相比足够小
V O＝V IN－V ON－V SW
≈V IN－V ON
Sw关断时：V OFF＝V O＋V D →V O＝V OFF－V D
≈V OFF 假设V D相比足够小
9，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由8可得：D＝V O/{（V IN－V O）＋V O}
D＝V O/ V IN
10，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC≡I L＝I o见5
11，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN（1－D）D/ 2Lf＝V O（1－D）/2Lf
由1，3、4、9得，
ΔI＝V ON×t ON/L
＝（V IN－V O）×D/Lf＝（V IN－DV IN）×D/Lf＝V IN（1－D）D/ Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L＝（V IN－V O）/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝V O T（1－D）/L
＝V O（1－D）/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝V O/L
12，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝(V IN－V O)×D/Lf I L
＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L＝V O×（1－D）/Lf I L
13，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
14，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O
最恶劣输入电压的确定：
V O、I o不变，V IN对I PK的影响：
D＝V O/ V IN V IN增加↑→D↓→ΔI↑, I DC＝I O,不变，所以I PK↑
要在V IN最大输入电压时设计buck电路p49-51
例题：变压器的电压输入范围是15-20v，输出电压为5v，最大输出电流是5A。如果开关频
率是200KHZ，那么电感的推荐值是多大？
解：也可以用伏微秒数快速求解，见P69
（1）buck电路在V INMAX=20V时设计电感
（2）由9得到D＝V O/ V IN＝5/20＝0.25
（3）L=V O×（1－D）/ rf I L＝5*(1-0.25)/(0.4*200*103*5)=9.375μH
（4）I PK＝（1＋r/2）×I O＝（1+0.4/2）*5＝6A
（5）需要9.375μH 6A附近的电感
例题：buck变换器，电压输入范围是18-24v，输出电压为12v，最大负载电流是1A。期望电流纹波率为0.3（最大负载电流处），假设V SW＝1.5V，VD＝0.5V，并且f＝150KHz。那么选择一个产品电感并验证这些应用。
解：buck电路在最大输入电压V IN＝24V时设计
15，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以I D＝I L×（1－D）＝I O
16，则平均开关电流I sw＝I L×D
17，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
V IN＝V ON＋V SW →V ON＝V IN－V SW
V ON≈V IN假设V SW相比足够小
Sw关断时：
V OFF＋V IN＝V O＋V D →V O＝V OFF＋V IN－V D
V O≈V OFF＋V IN假设V D相比足够小
V OFF＝V O＋V D－V IN
V OFF≈V O－V IN
18，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由17可得：D＝（V O－V IN）/{（V O－V IN）＋V IN }
＝（V O－V IN）/ V O
→V IN＝V O×（1－D）
19，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC＝I O/（1－D）
20，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN×D/2Lf＝V O（1－D）D/2Lf
由1，3、4、17，18得，
ΔI＝V ON×t ON/L＝V IN×TD/L
＝V IN×D/Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L＝V IN/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝（V O－V IN）T（1－D）/L
＝V O（1－D）D/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝（V O－V IN）/L
21，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L→L＝V ON×D/rf I L
r＝V ON×D/Lf I L＝V IN×D/Lf I L
=V OＦＦ×（1－D）/Lf I L＝(V O－V IN)×（1－D）/Lf I L
电感量公式：L＝V OＦＦ×（1－D）/rf I L＝V ON×D/rf I L
r的最佳值为0.4，见P52
22，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
23，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O/（1－D）最恶劣输入电压的确定：要在V IN最小输入电压时设计boost电路p49-51
例题：输入电压范围12-15V，输出电压24V，最大负载电流2A，开关管频率分别为100KHz、200KHz、1MHz，那么每种情况下最合适的电感量分别是多少？峰值电流分别是多大？能量处理要求是什么？
解：只考虑最低输入电压时，即V IN＝12V时，D＝（V O－V IN）/ V O＝（24-12）/24＝0.5
I L＝I O/（1－D）＝2/（1-0.5）＝4A
若r＝0.4，则I PK＝（1＋r/2）×I L＝（1+0.5/2）×4＝4.8A
电感量L＝V ON×D/rI L f＝12*0.5/0.4*4*100*1000＝37.5μH＝37.5*10－6H
f＝200KHz L＝18.75μH，f＝1MHz L＝3.75μH
24，二极管只在sw关断时流过电流＝负载电流，所以I D＝I L×（1－D）＝I O
25，则平均开关电流I sw＝I L×D
26，由基尔霍夫电压定律知：
Sw导通时：
V IN＝V ON＋V SW →V ON＝V IN－V SW
≈V IN假设V SW相比足够小
Sw关断时：
V OFF＝V O＋V D →V O＝V OFF－V D
≈V OFF 假设V D相比足够小
V OFF≈V O
27，由3、4可得D＝t ON/（t ON＋t OFF）
＝V OFF/（V OFF＋V ON）
由26可得：D＝V O/（V O＋V IN）
→V IN＝V O×（1－D）/D
28，直流电流I DC＝电感平均电流I L，即I DC≡I L＝I O /（1－D）
29，纹波电流I AC＝ΔI/2＝V IN×D/2Lf＝V O（1－D）/2Lf
由1，3、4、26，27得，
ΔI＝V ON×t ON/L＝V IN×TD/L
＝V IN×D/Lf
ΔI/ t ON＝V ON/L= V IN/L
ΔI＝V OFF×t OFF/L
＝V O T（1－D）/L
＝V O（1－D）/Lf
ΔI/ t OFF＝V OFF/L＝V O/L
30，电流纹波率r＝ΔI/ I L＝2I AC/I DC在临界导通模式下，I AC＝I DC，此时r＝2 见P51
r＝ΔI/ I L＝V ON×D/Lf I L＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L→L＝V ON×D/rf I L
r＝V ON×D/Lf I L＝V IN×D/Lf I L r＝V OＦＦ×（1－D）/Lf I L= V O×（1－D）/Lf I L
31，峰峰电流I PP＝ΔI＝2I AC＝r×I DC＝r×I L
32，峰值电流I PK＝I DC＋I AC＝（1＋r/2）×I DC＝（1＋r/2）×I L＝（1＋r/2）×I O /（1－D）最恶劣输入电压的确定：要在V IN最小输入电压时设计buck-boost电路p49-51
第3章离线式变换器设计与磁学技术
在正激和反激变换器中，变压器的作用：1、电网隔离2、变压器“匝比”决定恒比降压转换功能。
绕组同名端，当一个绕组的标点端电压升至某一较高值时，另一个绕组标点端电压也会升至较高值。同样，所有标点端电压也可以同一时间变低。因为它们绕组不相连，但在同一个磁心上，磁通量的变化相同。P89
漏感：可看作与变压器一次电感串联的寄生电感。开关关断的时刻，流过这两个电感的电流为I PKP，也即为一次电流峰值。然而，当开关关断时，一次电感所存储的能量可沿续流通路（通过输出二极管）传递，但是漏感能量却无传递通路，所以就以高压尖峰形式表现出来。一般把尖峰简单的消耗掉
反激变换器
一次等效模型二次等效模型
Vin V IN V INR= V IN /n
i_in I IN I INR=I IN*n
Cin C IN n2* C IN
l Lp Ls=Lp/ n2
Vsw Vsw Vsw/n
Vo V OR=V O*n V O
i_out I OR=I O/n I O
中心值I OR/(1-D)= I O /[n*(1-D)] I O/(1-D)
Co Co/ n2Co
Vd V D *n V D
占空比 D D
纹波率r r
反激在轻负载时进入DCM，在重载时进入CCM模式
例子：P96
74w的常用输入90V AC～270V AC反激变换器，欲设计输出为5A/10A和12V/2A。设计合适的反激变压器，假定开关频率为150KHz，同时，尽量使用较经济的额定值为600V的MOSFET。
解：
反激可简化为buck－boost拓扑
1，确定V OR和V Z
最大输入电压时，加在变化器上的整流直流电压是V INMAX＝2*V AC MAX=2702=382V
Mosfet的额定电压600v，裕量取30v，漏极的尖峰电压为V IN＋V Z＝382+ V Z≤570
V Z≤188V，需选取标准的180v稳压管
V Z /V OR＝1.4时，稳压管消耗明显下降，则V OR＝V Z /1.4＝128V
匝比
假设5V输出二极管正向压降为0.6V，则匝比为：
n＝V OR/（V O＋V D）＝128/（5+0.6）＝22.86
最大占空比（理论值）
V INMIN＝2*V AC MAX=902=127V
D= V OR /( V OR + V INMIN)=128/(128+127)=0.5这时为100％效率
一次与二次有效负载电流
若输出功率集中在5V，其负载电流为
I O＝74/5≈15A
一次输入负载电流为I OR＝I O /n＝15/22.86＝0.656A
占空比
输入功率P IN＝Po/效率＝74/0.7＝105.7W
平均输入电流I IN＝P IN/V IN＝105.7/127＝0.832A
I IN/D＝I LR因为输入电流只在开关导通时才有
I OR/（1－D）＝I LR因为输出电流只在开关断开时才有
I IN/D＝I OR/（1－D）→D＝I IN /（I IN＋I OR）＝0.832/（0.832+0.656）＝0.559
一次和二次电流斜坡实际中心值
二次电流斜坡中心值为（集中功率时）
I L＝I O/（1－D）＝15/（1－0.559）＝34.01A
一次电流斜坡中心值
I LR＝I L/n＝34.01/22.86＝1.488A
峰值开关电流
取r＝0.5
则I PK＝（1＋r/2）×I LR＝1.25×1.488＝1.86A
伏秒数
输入电压为V INMIN时，V ON＝V IN＝127V
导通时间t ON＝D/f＝0.559/150*103＝3.727μs
所以伏秒数为Et＝V ON×t ON＝127×3.727＝473 Vμs
一次电感
LμH＝E t/（r* I LR）＝473/（0.5*1.488）＝636μH
离线式变压器，需降低高频铜耗、减小变压器体积等各种原因，r通常取0.5
磁心选择P99，为经验公式，待实践
磁心面积Ae＝1.11CM2
匝数
如前面的电压相关方程B＝LI/NA，则N＝LI/BA，此时的B应该为ΔB
LI＝伏秒数Et，ΔB＝2 B AC＝2r B PK /（r＋2）铁氧体磁心B PK≤0.3T
则有一次绕组匝数（和书上的计算公式不一样，需要公式变换）
np＝LI/（ΔB*Ae）
＝Et/{[2r B PK /（r＋2）]*A}
＝(1+2/r)*Et/(2 B PK*Ae)
＝473*10-6(1+2/0.5)/(2*0.3*1.11*10-4)
＝35.5匝
则5V输出的匝数是ns＝np/n＝35.5/22.86＝1.55匝≈2匝取整数
反过来计算np＝ns*n＝2*22.86＝45.72≈46匝
12V绕组的匝数是[（12＋1）/（5＋0.6）]*2=4.64≈5匝，二极管压降分别取1V和0.6V
实际的磁通密度变化范围
ΔB＝LI/NA＝Et/ NA＝0.0926 T
B PK＝ΔB（r＋2）/2r＝0.2315T
磁隙
磁芯间距
导线规格和铜皮厚度选择
是个问题，后续看
反激电源设计实例：34006820的待机部分，变压器11003877
20w待机电源5V/4A，超薄电源用，要求变压器体积小，待机电流小于30mA，开关频率67KHz，电压输入范围85-264V AC，650V的芯片内置MOSFET
1，假设效率η＝0.75
Po＝20W
Pin＝Po/η＝20/0.75＝26.667W
2，DC电压输入范围：
最小输入电压V DCMIN＝2*85＝120.19V，如下图，电容充电的问题，电压有10％－15％的变化，所以V DCMIN＝120.19*0.9＝108.2V V DCMAX＝2*264＝373.3V
3，确定最大占空比D MAX
在CCM下，一般D小于0.5，避免谐波振荡。取典型值D MAX＝0.43
反射电压V RO＝[D MAX/（1－D MAX）]×V DCMIN＝0.43/（1-0.43）*120.19＝90.67V
公式原理是初级次级绕在同一个磁心上，其磁通总量△Φ相等P90
变压器的磁心面积一样，不同的就是匝数
初级的△Φp＝△Bp*Ae＝△Bs*Ae＝△Φs次级的磁通总量
△Bp＝VΔt/NA＝V IN t ON/NpAe＝V DCMIN* D MAX /fNpAe 在开关导通时间
△Bs＝Vo*t OFF/ NsAe＝（Vo+V F）*（1－D MAX）/fNsAe 在开关断开时间
推出V DCMIN* D MAX /Np＝（Vo+V F）*（1－D MAX）/Ns
匝比n＝Np /Ns =V DCMIN* D MAX /[（Vo+V F）*（1－D MAX）]＝15.4实际为14
V RO＝n（Vo+V F）= V DCMIN* D MAX /（1－D MAX）＝108.2*0.43/0.57＝81.625V
4，变压器的初级电感Lp
反激有CCM和DCM两种工作模式，随负载和输入电压的变化而变化，超薄电源为将变压器最小化，将初级电感取小，在最小输入电压时，将电路工作在临界导通模式，则正常工作时都是在DCM模式。此时电流的纹波率r＝2
L＝V ON×t ON/△I＝V IN×D/f rI L＝V IN×D/f r(P IN/ DV IN)＝(V INMIN×D MAX)2/ f rP IN
＝（108.2*0.43）2/（26.667*2*67*103）＝605.8μH 实际600μH
5，确定磁芯和初级线圈的最小匝数
选择磁心有有几种不同的公式，有算磁心体积的，有算磁心截面积和开窗面积乘积的。总之，要适应本电源的实际应用，就要选择扁平的磁心。
《精通开关电源设计》提供的公式磁心体积Ve＝[0.7*（2+r）2/r] * P IN/f f单位为KHz p99 Ve＝2229mm3实际选择变压器，要求是扁平的形状，压低高度，利于超薄电源设计。
Np＝（1+2/r）*V ON*D/（2*B PK*Ae*f）＝（1+2/r）*V INMIN*Dmax/（2*B PK*Ae*f）P100 P72 ＝（1+2/2）*120.19*0.43/（2*0.3*141*10-6*67*103）＝16.4 如取B＝0.2，则Np＝24.6匝
规格书没有磁心的Ae，实际测量的为Ae＝141mm2，供应商提供的实际变压器为28匝
6确定输出匝数
匝比n＝Np/Ns＝V RO/（Vo＋V F）＝90.67/（5.1+0.6）＝15.91 实际为14
则5V输出的匝数为Ns＝24.6/15.91＝1.55 则为2匝，1匝漏感大，实际是2匝
则Np＝2*15.91＝31.82＝32匝，实际28匝
VCC匝数为n＝（VCC＋V F）/（V o＋V F）＝（16+0.6）/（5.1+0.6）＝2.91
N VCC＝2*2.91＝5.82＝6匝，实际为7匝
磁心气隙计算，也有不同的计算方式
第5章导通损耗和开关损耗
开关损耗与开关频率成正比
Vgs电压增大，到超过MOSFET提供的最大负载电流值后，则是“过驱动”，有助于减小导通电阻。
MOSFET导通关断的损耗过程P145
1、导通过程中，开关两端电压，直到电流转换完成才开始变化。即VI有交迭
2、关断过程中，直到开关两端电压转换完成，其电流转换才开始
导通损耗，mosfet的导通损耗与占空比有关，与频率无关
寄生电容
有效输入电容Ciss，输出电容Coss，反向传输电容Crss，他们与极间电容的关系如下：Ciss＝Cgs＋Cgd
Coss＝Cds＋Cgd
Crss＝Cgd
则有下式（Ciss，Coss ，Crss在产品资料中有）
Cgd＝Crss
Cgs＝Ciss－Crss
Cds＝Coss－Crss
门极开启电压Vt，mosfet的栅极有开启电压，只有栅极电压超过开启电压，才能使mosfet
完全导通，即把流过mosfet的电流超过1mA时的状态定义为导通状态。
所以传导方程要改g＝Id/Vgs →g＝Id/（Vgs－Vt）
如上图简化模型，mosfet导通和关断各有4个阶段P150
导通是Id电流先增加t2，Vd电压后减小t3。电流增加时间是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g 的时间。电压减小的时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流
关断是Vd电压先增加t2，Id电流后减少t3。电压增加时间是利用Cgd流出电流＝驱动电阻电流；电流减少是Cg放电从Vt＋Io/g到Vt的时间
t1阶段
导通过程t1，
Vgs从0上升到开启电压Vt，对Cg＝Cgs＋Cgd充电
关断过程t1，
Vgs下降到最大电流时电压Vt＋Io/g，Cg＝Cgs＋Cgd放电
t2阶段，有交越损耗
导通过程t2，
Id从0上升到Io＝g*（Vgs－Vt），
Vgs继续上升到Vt＋Io/g，对Cg＝Cgs＋Cgd充电
Vd因漏感出现小尖峰，其余Vd＝Vin不变。
t2是对Cg充电从Vt到Vt＋Io/g的时间。
关断过程t2，
Vgs被钳位于Vt＋Io/g不变，因为Io不变，Vgs＝Vt＋Io×g也不变。所以Cgs没有电流Vd从0变至Vin，所以有电流流过Cgd注入栅极，同时有同样电流通过Rdrive流出。
t2时间，由I＝Cdv/dt ＝/t由上行知道=（Vt＋Io/g－Vsat）/Rdrive Vsat为驱动电路的晶体管导通电压，一般为0.2v
则t2阶段时间为＝Cgs ×Vin ×Rdrive/（Vt ＋Io/g －Vsat ）
t3阶段，有交越损耗 导通过程t3
Vgs 被钳位于Vt ＋Io/g 不变，因为Id ＝Io 不变，Vgs ＝Vt ＋Io ×g 也不变。所以Cgs 没有电流
Vd 从Vin 变至0，所以有电流流过Cgd 流出栅极，同时有同样电流通过Rdrive 流入。用这个来计算该阶段的时间。 关断过程t3
Vgs 由Vt ＋Io/g 继续下降到Vt ，Cg ＝Cgs ＋Cgd 放电， Id 从Io ＝g*（Vgs －Vt ）下降到0
Vd 因漏感出现小尖峰，其余Vd ＝Vin 不变
t4阶段
该阶段，导通Vgs 继续Cg 充电，关断Cg 继续放电。其它不变
栅荷系数，用来描述寄生缓冲电容的影响。目前都基于极间电容为定值来分析通断 P155 Idrive 是驱动电路，通过Rdrive 的电流
根据C ＝Q/V ，Qgs ＝Ciss ×（Vt ＋Io/g ） Qgs ＝
?+2
10
*t t dt Idrive
将I ＝CdV/dt 代入t3（Vin 变化为0），Qgd ＝Cgd ×Vin Qgd ＝
?+++3
212
1*t t t t t dt Idrive
单独分析t3，将C ＝Q/V 代入该点，Qg ＝Ciss ×（0.9×Vdrive ）＋Qgd
Qg ＝
?+++4
3210
*t t t t dt Idrive
实际例子：
假设开关管的工作条件是：电流22A 、电压15V 、频率500KHz 。其最低驱动电阻（一个幅值4.5V 的脉冲通过它作用于栅极）是2Ω。关断时，开关管的关断电阻是1Ω。据此计算出其开关损耗和导通损耗。
Ciss ＝Qgs/（Vt ＋Io/g ）＝8/（1.05+22/100）＝6299pF 在指定的曲线上Ciss ＝4200pF
则缩放比例为Scaling ＝6299/4200＝1.5 Ciss ＝4200*1.5＝6300pF Coss ＝800*1.5＝1200pF Crss ＝500*1.5＝750pF 则
Cgd ＝Crss ＝750pF
Cgs ＝Ciss －Crss ＝6300－750＝5550 pF Cds ＝Coss －Crss ＝1200－750＝450 pF
Cg＝Cgs＋Cgd＝6300 pF
导通时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝2*6300pF＝12.6ns
电流传输时间为
t2＝－Tg×In{1－Io/[g×（Vdrive－Vt）]}=－12.6×In{1－22/[100×（4.5－1.05）]}＝0.83ns 电压传输时间为
t3＝Vin×（Rdrive×Cgd）/[ Vdrive－(Vt+Io/g)]＝15*（2*0.75）/[4.5－(1.05+22/100)]=6.966ns 所以，导通过程的交叉时间是
tcross_turnon＝t2＋t3＝0.83+6.966＝7.796ns
因此，导通的交叉损耗是
P cross_turnon＝1/2×Vin×Io×tcross_turnon×fsw＝1/2*15*22*7.8*10-9*5*105＝0.64W
关断时
时间常数是Tg＝Rdrive×Cg＝1*6300pF＝6.3ns
电压传输时间为
T2＝（Vin×Cgd×Rdrive）/（Vt＋Io/g）＝（15*0.75*1）/（1.05+22/100）＝8.858ns
电流传输时间为
T3＝Tg×In[(Io/g+Vt)/Vt]＝6.3*In[(22/100+1.05)/1.05]=1.198ns
关断的交叉时间是
tcross_turnoff＝T2＋T3＝8.858+1.198＝10ns
因此，关断的交叉损耗是
Pcross_turnoff＝1/2×Vin×Io×tcross_turnoff×fsw＝1/2*15*22*10*10-9*5*105＝0.83w
最终总的开关交叉损耗是：
Pcross＝P cross_turnon＋Pcross_turnoff＝0.64+0.83＝1.47w
Cds电容并不影响V－I重叠面积（因为不和栅极连接）。但是在开关管关断和导通时分别充电和放电，这也是额外损耗（消耗在那里？），在低压是不明显，但是在高压时这个损耗比较大。
P_Cds＝1/2×Cds×V2in×fsw＝1/2*450*10-12*152*5*105＝0.025w
因此总的开关损耗是
Psw＝Pcross＋P_Cds＝1.47+0.025＝1.5w
驱动损耗是
Pdrive＝Vdrive×Qg×fsw＝4.5*36*10-9*5*105＝0.081w
在反激DCM模式下，mosfet的导通损耗原则上是0，关断时，电感中电流为纹波电流。第6章布线要点
第7章反馈环路分析及稳定性
需要数学知识有傅里叶变换、拉普拉斯变换。还要熟悉微积分、级数、复变函数。
第8、9、10、11、12、13、14章传导EMI方面
dBμV＝20×log（mV/10-6） P240
1mV→20×log（10-3/10-6）＝60 dBμV
dB＝20×log（n）→1dB＝20×log（1.122） 0dB＝20×log（1）
传导发射的限制通常最高只达到30MHz，因为电网上30MHz以上的传到噪声会迅速衰减，不会传播的很远并造成干扰。
整流桥二极管会产生大量中频到高频的噪声，尤其在关断瞬间。
线路阻抗不平衡，会使CM噪声转变成DM噪声
这个实践性比较强，先写几个注意事项：
1，DM扼流圈放在AC输入端，用于DM噪声消除，一般DM扼流圈比较小，
2，放2个CM扼流圈，一般CM扼流圈比较大，达到mH级，因为Y电容比较小
3，在桥堆前面放一个X电容，用于平衡2线上的CM噪声，使CM扼流圈有用
4，Y电容不能太大，有安全考虑，LC滤波器的设计
5，DM噪声大部分因为，开关管的滤波电容，其ESR不能为0，开关管的电流在ESR上形成噪声电压源。
6，CM噪声，主要来自开关管（漏极）和散热支架（接地）之间有耦合电容，高频开关电压和地之间通过电容充放电，形成到地的CM噪声。还有一部分是来自变压器。P255-263
2019年反激式开关电源设计大全
前言 对一般变压器而言，原边绕组的电流由两部分组成，一部分是负载电流分量，它 的大小与副边负载有关；当副边电流加大时，原边负载电流分量也增加，以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量，主要产生主磁通，在空载运行和负 载运行时，该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样，若抽水泵中无水，它就无法产生真空效应，大气压就无法将水压上来，水泵就无法正常工作；只有给水泵中加适量的水，让水泵排空，才可正常抽水。在整个抽水过程中，水 泵中保持的水量又是不变的。这就是，励磁电流在变压器中必须存在，并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样，初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成；在初级绕组有电流的同时，次级绕组也有电流，初级负载电流分 量去平衡次级电流，激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消，它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动，而励磁电流占初级总电流很 小一部分，一般不大于总电流10％，因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同，反激式变换器工作过程分两步：第一：开关管导通，母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来； 第二：开关管关断，存储的磁能通过次级绕组给电容充电，同时给负载供电。
可见，反激式变换器开关管导通时，次级绕组均没构成回路，整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样，此时仅有初级电流，转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动，实现电能向 磁能的转换；这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时，很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时，磁 感应强度基本不变，dB/dt近似为零，根据电磁感应定律，将不会产生自感电动 势去抵消母线电压，初级绕组线圈的电阻很小，这样母线电压将几乎全部加在开 关管上，开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知，反激式开关电源的设计，在保证输出功率的前提下， 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题？磁场能量存于何处？将在下一篇文章：反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中，分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性，那么如何防止磁芯的饱和呢？大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下，ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:
开关电源介绍 一、基础知识： 新型变压器：磁性元件，新型磁材料和新型变压器的开发。如集成磁路，平面型磁心，超薄型变压器；以及新型变压器如压电式，无磁芯印制电路变压器等，使开关电源的尺寸重量都可减少许多。 硬开关的条件下MOSFET和IGBT开关损耗分析： 1)．开通损耗方面：由于MOSFET的输出电容大，器件处于断态时，输入电压加在输出电容上，输出电容储存较大能量。在相继开通时这些能量全部消耗在器件内，开通损耗大。器件的开通损耗和输出电容成正比，和频率成正比和输入电压的平方成正比[12]。而IGBT的输出电容比MOSFET小得多，断态时电容上储存的能量较小，故开通损耗较小。 2)．关断损耗方面：MOSFET属单极型器件，可以通过在施加栅极反偏电压的方法，迅速抽走输入电容上的电荷，加速关断，使MOSFET关断时电流会迅速下降至零，不存在拖尾电流，故关断损耗小[10]；而IGBT由于拖尾电流不可避免，且持续时间长(可达数微秒)，故关断损耗大。 综合以上分析，硬开关条件下MOSFET的开关损耗主要是由开通损耗引起，而IGBT则主要是由关断损耗引起。因此使用MOSFET作为主开关器件的电路，应该工作于ZVS条件下，这样在器件开通前，漏极和源极之间的电压先降为零，输出电容上储存能量很小，可以大大降低MOSFET的开通损耗；而使用IGBT作为主开关器件的电路，应该工作于ZCS条件下，这样在器件关断前，流过器件的电流先降为零，可以大大降低因拖尾电流造成的关断损耗。 软开关：当电流过零时，使器件关断；当电压过零时，使器件开通-实现开关损耗为零。 变流器：把输入的电源，进行电压、电流变换，达到规定的要求后输出给用电设备。 DC-DC：直流变压器。斩波器。 为什么反激开关电源只能适合小功率？200W以下。正激开关电源适合大功率开关电源？ 高效率小体积（高功率密度）一直是DC-DC变换器用户的追求，也是设计的要点。提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，线圈和变压器对高速变化的磁力线感应灵敏度高、特别高效率，衰减特别小，传递效率特别高，而对低频变化的磁力线灵敏度低、衰减大，传递效率差，因此高频下的磁芯体积会大幅度减小，但频率的提高会使开关管的开关损耗加大，对变换器的效率造成影响。如何在高频下减小开关管的开关损耗，是DC-DC变换器是否能实现高效率高功率密度的关键，在这种背景下，高频软开关技术逐渐成为研究的热点，LLC谐振变换器是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，是目前效率最高的开关电源。
现代电源技术课程实践报告 院系：物理与电气工程学院 班级：电气自动化一班 姓名: 李向伟 学号: 111101007 指导老师:苗风东
一、设计要求 （1）输入电压：AC220±10%V （2）输出电压: 12V （3）输出功率:12W （4）开关频率: 80kHz 二、反激稳压电源的工作原理
图2-1 反激稳压电源的电路图 三、 反激电路主电路设计 (1)(1)Np Vdc Ton Vo Tr Nsm -=+ （3-1） 1. 反激变压器主电路工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM 模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM
模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 1）工作过程： S 开通后，VD 处于断态，W1绕组的电流线性增长，电感储能增加； S 关断后，W1绕组的电流被切断，变压器中的磁场能量通过W2绕组和VD 向输出端释放。 反激电路的工作模式： 反激电路的理想化波形 S u S i S i V D t o t o ff t t t t U i O O O O 反激电路原理图
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电又如何使直流电压（电流）稳定这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A；
③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=±； 发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
开关电源设计步骤 步骤1 确定开关电源的基本参数 ① 交流输入电压最小值u min ② 交流输入电压最大值u max ③ 电网频率F l 开关频率f ④ 输出电压V O （V ）：已知 ⑤ 输出功率P O （W ）：已知 ⑥ 电源效率η：一般取80％ ⑦ 损耗分配系数Z ：Z 表示次级损耗与总损耗的比值，Z=0表示全部损耗发生在初级， Z=1表示发生在次级。一般取Z=0.5 步骤2 根据输出要求，选择反馈电路的类型以及反馈电压V FB 步骤3 根据u ，P O 值确定输入滤波电容C IN 、直流输入电压最小值V Imin ① 令整流桥的响应时间tc=3ms ② 根据u ，查处C IN 值 ③ 得到V imin 步骤4 根据u ，确定V OR 、V B ① 根据u 由表查出V OR 、V B 值 ② 由V B 值来选择TVS 步骤5 根据Vimin 和V OR 来确定最大占空比Dmax V OR D m a x = ×100％ V OR +V I m i n －V D S (O N ) ① 设定MOSFET 的导通电压V DS(ON) ② 应在u=umin 时确定Dmax 值，Dmax 随u 升高而减小 步骤6 确定C IN ,V Imin 值
步骤7 确定初级波形的参数 ① 输入电流的平均值I A VG P O I A VG= ηV Imin ② 初级峰值电流I P I A VG I P = (1－0.5K RP )×Dmax ③ 初级脉动电流I R ④ 初级有效值电流I RMS I RMS =I P √D max ×(K RP 2/3－K RP +1) 步骤8 根据电子数据表和所需I P 值 选择TOPSwitch 芯片 ① 考虑电流热效应会使25℃下定义的极限电流降低10％，所选芯片的极限电流最小值 I LIMIT(min)应满足：0.9 I LIMIT(min)≥I P 步骤9和10 计算芯片结温Tj ① 按下式结算： Tj ＝[I 2RMS ×R DS(ON)+1/2×C XT ×(V Imax +V OR ) 2 f ]×R θ＋25℃ 式中C XT 是漏极电路结点的等效电容，即高频变压器初级绕组分布电容 ② 如果Tj ＞100℃，应选功率较大的芯片 步骤11 验算I P IP=0.9I LIMIT(min) ① 输入新的K RP 且从最小值开始迭代，直到K RP =1 ② 检查I P 值是否符合要求 ③ 迭代K RP =1或I P =0.9I LIMIT(min) 步骤12 计算高频变压器初级电感量L P ，L P 单位为μH 106P O Z(1－η)+ η L P = × I 2P ×K RP (1－K RP /2)f η 步骤13 选择变压器所使用的磁芯和骨架，查出以下参数： ① 磁芯有效横截面积Sj （cm 2），即有效磁通面积。 ② 磁芯的有效磁路长度l （cm ） ③ 磁芯在不留间隙时与匝数相关的等效电感AL(μH/匝2) ④ 骨架宽带b （mm ） 步骤14 为初级层数d 和次级绕组匝数Ns 赋值 ① 开始时取d ＝2（在整个迭代中使1≤d ≤2） ② 取Ns=1(100V/115V 交流输入)，或Ns=0.6(220V 或宽范围交流输入) ③ Ns=0.6×(V O +V F1) ④ 在使用公式计算时可能需要迭代 步骤15 计算初级绕组匝数Np 和反馈绕组匝数N F ① 设定输出整流管正向压降V F1 ② 设定反馈电路整流管正向压降V F2 ③ 计算N P
开关电源类PCB电路板设计规范大全（一）来源：华强PCB 在任何开关电源设计中,PCB板的物理设计都是最后一个环节,如果设计方法不当,PCB可能会辐射过多的电磁干扰,造成电源工作不稳定,以下针对各个步骤中所需注意的事项进行分析: 一、从原理图到PCB的设计流程建立元件参数->输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计->复查->CAM输出. 二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求,而且为了便于操作和生产,间距也应尽量宽些.最小间距至少要能适合承受的电压,在布线密度较低时,信号线的间距可适当地加大,对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距,一般情况下将走线间距设为8mil. 焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm,这样可以避免加工时导致焊盘缺损.当与焊盘连接的走线较细时,要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状,这样的好处是焊盘不容易起皮,而是走线与焊盘不易断开. 三、元器件布局实践证明,即使电路原理图设计正确,印制电路板设计不当,也会对电子设备的可靠性产生不利影响.例如,如果印制板两条细平行线靠得很近,则会形成信号波形的延迟,在传输线的终端形成反射噪声;由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰,会使产品的性能下降,因此,在设计印制电路板的时候,应注意采用正确的方法.每一个开关电源都有四个电流回路: (1). 电源开关交流回路
(2).输出整流交流回路 (3). 输入信号源电流回路 (4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电,滤波电容主要起到一个宽带储能作用;类似地,输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量,同时消除输出负载回路的直流能量.所以,输入和输出滤波电容的接线端十分重要,输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源;如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连,交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去.电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流,这些电流中谐波成分很高,其频率远大于开关基频,峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍,过渡时间通常约为50ns.这两个回路最容易产生电磁干扰,因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路,每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置,调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短.建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似,最佳设计流程如下: ·放置变压器 ·设计电源开关电流回路 ·设计输出整流器电流回路
关于开关电源设计时的基本问题解答 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的干扰问题，PCB layout问题，元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。如何调试开关电源电路？有一些经验可以共享给大家：（1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。（2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采用了大ESR值的输出电容，会产生很多的电源纹波，这也会影响开关电源的工作的。
三种基础拓扑（buck boost buck-boost ）的电路基础： 1， 电感的电压公式dt dI L V =＝T I L ??，推出ΔI ＝V ×ΔT/L 2， sw 闭合时，电感通电电压V ON ，闭合时间t ON sw 关断时，电感电压V OFF ，关断时间 t OFF 3， 功率变换器稳定工作的条件：ΔI ON ＝ΔI OFF 即，电感在导通和关断时，其电流变化相等。 那么由1，2的公式可知，V ON ＝L ×ΔI ON /Δt ON ，V OFF ＝L ×ΔI OFF /Δt OFF ，则稳定条件为伏秒定律：V ON ×t ON ＝V OFF ×t OFF 4， 周期T ，频率f ，T ＝1/f ，占空比D ＝t ON /T ＝t ON /（t ON ＋t OFF ）→t ON ＝D/f ＝TD →t OFF ＝（1－D ）/f 电流纹波率r P51 52 r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 对应最大负载电流值和最恶劣输入电压值 ΔI ＝E t /L μH E t ＝V ×ΔT （时间为微秒）为伏微秒数，L μH 为微亨电感，单位便于计算 r ＝E t /（ I L ×L μH ）→I L ×L μH ＝E t /r →L μH ＝E t /（r* I L ）都是由电感的电压公式推导出来 r 选值一般0.4比较合适，具体见 P53 电流纹波率r ＝ΔI/ I L ＝2I AC /I DC 在临界导通模式下，I AC ＝I DC ，此时r ＝2 见P51 r ＝ΔI/ I L ＝V ON ×D/Lf I L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/Lf I L →L ＝V ON ×D/rf I L 电感量公式：L ＝V O ＦＦ×（1－D ）/rf I L ＝V ON ×D/rf I L 设置r 应注意几个方面： A,I PK ＝（1＋r/2）×I L ≤开关管的最小电流，此时r 的值小于0.4，造成电感体积很大。 B,保证负载电流下降时，工作在连续导通方式P24-26， 最大负载电流时r ’＝ΔI/ I LMAX ,当r ＝2时进入临界导通模式，此时r ＝ΔI/ I x ＝2→ 负载电流I x ＝（r ’ /2）I LMAX 时，进入临界导通模式,例如：最大负载电流3A ，r ’＝0.4，则负载电流为（0.4/2）×3＝0.6A 时，进入临界导通模式 避免进入临界导通模式的方法有1，减小负载电流2，减小电感（会减小ΔI ，则减小r ）3，增加输入电压 P63 电感的能量处理能力1/2×L ×I 2 电感的能量处理能力用峰值电流计算1/2×L ×I 2PK ，避免磁饱和。 确定几个值:r 要考虑最小负载时的r 值 负载电流I L I PK 输入电压范围V IN 输出电压V O 最终确认L 的值 基本磁学原理：P71――以后花时间慢慢看《电磁场与电磁波》用于EMC 和变压器 H 场：也称磁场强度，场强，磁化力，叠加场等。单位A/m B 场：磁通密度或磁感应。单位是特斯拉（T ）或韦伯每平方米Wb/m 2 恒定电流I 的导线，每一线元dl 在点p 所产生的磁通密度为dB ＝k ×I ×dl ×a R /R 2 dB 为磁通密度，dl 为电流方向的导线线元，a R 为由dl 指向点p 的单位矢量，距离矢量为R ，R 为从电流元dl 到点p 的距离，k 为比例常数。 在SI 单位制中k ＝μ0/4π，μ0=4π×10-7 H/m 为真空的磁导率。 则代入k 后，dB ＝μ0×I ×dl ×R/4πR 3 对其积分可得B ＝ 3 40R C R Idl ?? π μ
& 课程设计任务书 学生姓名：专业班级： 指导教师：工作单位： 题目: 开关电源设计 初始条件： 输入交流电源：单相220V，频率50Hz。 要求完成的主要任务:（包括课程设计工作量及其技术要求，以及说明书撰写等具体要求）? 1、输出两路直流电压：12V，5V。 2、直流最大输出电流1A。 3、完成总电路设计和参数设计。 时间安排： 课程设计时间为两周，将其分为三个阶段。 第一阶段：复习有关知识，阅读课程设计指导书，搞懂原理，并准备收集设计资料，此阶段约占总时间的20%。 第二阶段：根据设计的技术指标要求选择方案，设计计算。 ） 第三阶段：完成设计和文档整理，约占总时间的40%。 指导教师签名：年月日 系主任（或责任教师）签名：年月日
目录 ） 引言 (1) 1设计意义及要求 (2) 设计意义 (2) 开关电源的组成部分 (2) 开关电源的工作过程 (2) 开关电源的工作方式 (3) 脉宽调制器的基本原理 (3) 2方案设计 (5) ） 设计要求 (5) 方案选择 (5) 整流滤波部分 (6) 降压斩波电路 (7) 脉宽调制电路 (8) MOSFET管的驱动电路 (9) 总电路图 (11) 3主电路参数设定 (12) { 变压器、二极管、MOSFET管选择 (12) 反馈回路的设计 (13) MOSFET的驱动设计 (14) 结束语 (15) 参考文献 (16)
附录一 (17) ]
引言 随着电力电子技术的高速发展，电力电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切，而电子设备都离不开可靠的电源，进入80年代计算机电源全面实现了开关电源化，率先完成计算机的电源换代，进入90年代开关电源相继进入各种电子、电器设备领域，远程控制交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源，更促进了开关电源技术的迅速发展。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型化、轻便化。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IGBT和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。 开关电源根据输入输出的性质不同可分为AC/DC和DC/DC两大类。AC/DC称为一次电源，也常称为开关整流器。值得指出的是，AC-DC变换不单是整流的意义，而是整流后又做DC-DC变换。所以说，DC-DC变换器是开关电源的核心。DC/DC称为二次电源，其设计技术及生产工艺在国内外均已成熟和标准化，所以学习设计开关电源有重要的意义。
开关电源设计
开关直流稳压电源设计 摘要 直流稳压电源应用广泛，几乎所有电器，电力或者电子设备都毫不例外的需要稳定的直流电压（电流）供电，它是电子电路工作的“能源”和“动力”。不同的电路对电源的要求是不同的。在很多电子设备和电路中需要一种当电网电压波动或负载发生变化时，输出电压仍能基本保持不点的电源。电子设备中的电源一般由交流电网提供，如何将交流电压（电流）变为直流电压（电流）供电？又如何使直流电压（电流）稳定？这是电子技术的一个基本问题。解决这个问题的方案很多，归纳起来大致可分为线性电子稳压电源和开关稳压电源两类，他们又各自可以用集成电路或分立元件构成。开关稳压电源具有效率高，输出功率大，输入电压变化范围宽，节约能耗等优点。 一、引言 1.1基本要求 稳压电源。 1.基本要求 ①输出电压UO可调范围：12V～15V； ②最大输出电流IOmax：2A； ③U2从15V变到21V时，电压调整率SU≤2%（IO=2A）； ④IO从0变到2A时，负载调整率SI≤5%（U2=18V）； ⑤输出噪声纹波电压峰-峰值UOPP≤1V（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑥DC-DC变换器的效率≥70%（U2=18V,UO=36V,IO=2A）； ⑦具有过流保护功能，动作电流IO（th）=2.5±0.2A； 1.2发挥部分 (1)排除短路故障后，自动恢复为正常状态； (2)过热保护； 二、方案设计与论证 开关式直流稳压电源的控制方式可分为调宽式和调频式两种。实际应用中，调宽式应用较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数为脉宽调制（PWM）型。开关电源的工作原理就是通过改变开关器件的开通时间和工作周期的比值，即占空比来改变输出电压，通常有三种方式：脉冲宽度调制（PWM）、脉冲频率调制（PFM）和混合调制。PWM调制是指开关周期恒定，通过改变脉冲宽度来改变占空比的方式。因为周期恒定，滤波电路的设计比较简单，因此本次设计采用PWM调制方式实现电路设计要求。主要框架如图1所示。由变压器降压得到交流电压，再经过整流滤波电路，将交流电变成直流电，然后再经过DC-DC变换，由PWM的驱动电路去控制开关管的导通和截止，从而产生一个稳定的电压源。
一种基于TOP227Y 的脉冲开关电源设计 摘要:在研究脉冲开关电源技术的基础上 ,提出一种基于 TOP227Y的脉冲开关电源设计。首先给出脉冲开关电源的 总体结构 ,分析其工作原理 ,对系统中高频变压器、主电路、控制电路进行设计。接着介绍 TOP227Y芯片的工作原理及各个 功能块的主要作用 ,最后设计系统总电路图。 关键词:PWM;TOP227Y;开关电源;高频变压器 Design of Pulse Switch Power Supply Based on TOP227Y Abstract:A pulse switch power supply based on TOP227Yis introduced in the paper ,after analsing its working principle , the whole structure of switch power supply is also designed ,the main design content consists of the high frequency trans former ,the main circuit and the control circuit ,then the working principle and the main action of each function module of TOP227Yare introduced in the paper ,finally the whole circuit of system is designed. Keywords:PWM;TOP227Y;switch power supply;high frequency transformer 脉冲电源是各种电源设备中比较特殊的一种,它的电压或电流波形为脉冲状。其实质上是一种通断的直流电源,其基本工作原理是首先经过慢储能 ,使初级能源具有足够的能量,然后向中间储能和脉冲成形系统电或流入能量 ,能量经化 等复杂过程之后 ,形成脉冲电源。随着开关电源的发展 ,电源的小型化、模块化、智能化越来越受到人们的关注。各种电源控制芯片如雨后春笋纷纷涌现 ,美国电源集成 PI 公司相继推出 TOP系列芯片 ,这些芯片集脉冲信号控制电路和功率开关器件 MOSEFT 于一体 ,具有高集成度、最简外围电路、最佳性能指标等特点,能组成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。所以,本文设计基于 TOP227Y芯片控制的开关电源。 一、绪论 1.设计的目的及意义 开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关电源和线性电源相比，二者的成本都随着输出功率的增加而增长，但二者增长速率各异。线性电源成本在某一输出功率点上，反而高于开关电源，这一点称为成本反转点。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新，这一成本反转点日益向低输出电力端移动，这为开关电源提供了广阔的发展空间。 开关电源高频化是其发展的方向，高频化使开关电源小型化，并使开关电源进入更广泛的应用领域，特别是在高新技术领域的应用，推动了高新技术产品的小型
开关电源设计设计
开关电源设计 摘要 随着开关电源在计算机、通信、航空航天、仪器仪表及家用电器等方面的广泛应用, 人们对其需求量日益增长, 并且对电源的效率、体积、重量及可靠性等方面提出了更高的要求。开关电源以其效率高、体积小、重量轻等优势在很多方面逐步取代了效率低、又笨重的线性电源。电力电子技术的发展，特别是大功率器件IGBT和MOSFET的迅速发展，将开关电源的工作频率提高到相当高的水平，使其具有高稳定性和高性价比等特性。开关电源技术的主要用途之一是为信息产业服务。信息技术的发展对电源技术又提出了更高的要求，从而促进了开关电源技术的发展。开关电源的高频变换电路形式很多, 常用的变换电路有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。本论文是基于芯片UC3842的小功率高频开关电源系统设计。 关键词开关电源；半桥全桥；高频变压器 - II -
目录 摘要...................................................................................................................... I 第1章绪论 (1) 1.1 课题背景 (1) 1.2 研究的目的及意义 (2) 1.2.1 课题研究的目的 (2) 1.2.2课题研究的意义 (2) 第2章开关电源输入电路设计 (3) 2.1 电压倍压整流技术 (3) 2.1.1 交流输入整流滤波电路原理 (3) 2.1.2 倍压整流技术 (3) 2.2 输入保护器件保护 (4) 2.2.1 浪涌电流的抑制 (4) 2.2.2 热敏电阻技术分析 (5) 2.3 本章小结 (6) 第3章开关电源主电路设计 (7) 3.1 单端反激式变换器电路的工作原理 (7) 3.2 开关晶体管的设计 (8) 3.3 变压器绕组的设计 (10) 3.4 输入整流器的选择 (11) 3.5 输出滤波电容器的选择 (12) 3.6 本章小结 (12) 第4章开关电源控制电路设计 (13) 4.1 芯片简介 (13) 4.1.1 芯片原理 (13) 4.1.2 UC3842内部工作原理简介 (13) 4.2 工作描述 (14) 4.3 UC3842常用的电压反馈电路 (18) 4.4 本章小结 (20) 结论 (21) 致谢 (22) 参考文献 (23) - II -
开关电源的系统设计深度解读 开关电源的系统设计深度解读 时间：2013-03-05 214次阅读【网友评论0条我要评论】收藏 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外，其中有一些技巧，现以3843电路举例见图（1）图一效果要好于图二，图二在满载时用示波器观测电流波形上明显叠加尖刺，由于干扰限流点比设计值偏低，图一则没有这种现象、还有开关管驱动信号电路，开关管驱动电阻要靠近开关管，可提高开关管工作可靠性，这和功率MOSFET高直流阻抗电压驱动特性有关。
基于TOPSwitch Ⅱ的开关电源设计 1 引言 功率开关管、PWM控制器和高频变压器是开关电源必不可少的组成部分。传统的开关电源一般均采用分立的高频功率开关管和多引脚的PWM集成控制器，例如采用UC3842＋MOSFET是国内小功率开关电源中较为普及的设计方法。 90年代以来，出现了PWM/MOSFET二合一集成芯片，他大大降低了开关电源设计的复杂性，减少了开关电源设计所需的时间，从而加快了产品进入市场的速度。 二合一集成控制芯片多采用3脚，4脚，5脚，7脚和8脚封装，其中美国功率集成公司于97年推出的三端脱线式TOPSwitch Ⅱ系列二合一集成控制器件，是该类器件的代表性产品。 2 TOPSwitch Ⅱ器件简介 TOPSwitch系列器件是三端脱线式PWM开关（Three－terminal Off－line PWM Swtich）的英文缩写。TOPSwitch 系列器件仅用了3个管脚就将脱线式开关电源所必需的具有通态可控栅极驱动电路的高压N沟道功率的MOS场效应管，电压型PWM控制器，100kHz高频振荡器，高压启动偏置电路，带隙基准，用于环路补偿的并联偏置调整器以及误差放大器和故障保护等功能全部组合在一起了。
TOPSwitch Ⅱ系列器件是TOPSwitch的升级产品，同后者相比，内部电路做了许多改进，器件对于电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计更为方便，性能有所增强。其型号包括TOP221－TOP227，内部结构如图1所示[1]。 TOPSwitch Ⅱ是一个自偏置、自保护的电流－占空比线性控制转换器。由于采用CMOS工艺，转换效率与采用双集成电路和分立元件相比，偏置电流大大减少，并省去了用于电流传导和提供启动偏置电流的外接电阻。 漏极连接内部MOSFET的漏极，在启动时，通过内部高压开关电流源提供内部偏置电流。 源极连接内部MOSFET的源极，是初级电路的公共点和基准点。 控制极误差放大电路和反馈电流的输入端。在正常工作时，由内部并联调整器提供内部偏流。系统关闭时，可激发输入电流，同时也是提供旁路、自动重启和补偿功能的电容连接点。 控制电压控制极的电压V c给控制器和驱动器供电或提供偏压。接在控制极和源极之间的外部旁路电容C T，为栅极提
1 绪论 开关电源(Switching Mode Power Supply，英文缩写为SMPS)又称为开关稳压电源，问世后在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。随着全球对能源问题的越来越重视，电子产品的耗能问题将愈来愈突出，如何降低其待机功耗，提高供电效率成为一个急待解决的问题。传统的线性稳压电源虽然电力结构简单、工作可靠，但它存在着效率低(只有40%～50%)、体积大、铜铁消耗量大，工作温度高及调整范围小等缺点。为了提高效率，人们研究出了开关式稳压电源，它的效率可达85%以上，稳压范围宽；除此之外，还具有稳压精度高的特点，是一种较理想的稳压电源。开关电源具有效率高、体积小、重量轻、应用广泛等优点，现已成为稳压电源的主流产品。正因为如此，开关电源被誉为高效、节能型电源，代表着稳压电源的发展方向，并已广泛应用于各种电子设备中[1]。 1.1 开关电源的特点 1.1.1 开关电源的优点 (1) 功耗小，效率高。晶体管V在激励信号的激励下，它交替地工作在导通—截止和截止—导通的开关状态，转换速度很快，频率一般为50kHz左右，在一些技术先进的国家，可以做到几百或者近1000kHz。这使得开关晶体管V的功耗很小，电源的效率可以大幅度地提高，其效率可达到80%。 (2) 体积小，重量轻。采用高频技术，省掉了体积笨重的工频变压器。由于调整管V上的耗散功率大幅度降低后，又省去了较大的散热片。由于这两方面原因，所以开关稳压电源的体积小，重量轻。 (3) 稳压范围宽。从开关稳压电源的输出电压是由激励信号的占空比来调节的，输入信号电压的变化可以通过调频或调宽来进行补偿。这样，在工频电网电压变化较大时，它仍能够保证有较稳定的输出电压。所以开关电源的稳压范围很宽，稳压效果很好。此外，改变占空比的方法有脉宽调制型和频率调制型两种。开关稳压电源不仅具有稳压范围宽的优点，而且实现稳压的方法也较多，设计人员可以根据实际应用的要求，灵活地选用各种类型的开关稳压电源。 (4) 滤波的效率大为提高，使滤波电容的容量和体积大为减少。开关稳压电源的工作频率目前基本上是工作在50kHz，是线性稳压电源的1000倍，这使整流后的滤波效率几乎也提高了1000倍；即使采用半波整流后加电容滤波，效率也提高了500
第一部分：电源指标的概念、定义 一．描述输入电压影响输出电压的几个指标形式。 1．绝对稳压系数。 A．绝对稳压系数：表示负载不变时，稳压电源输出直流变化量U0△与输入电网变化量Ui△之比。既： K=U0/Ui△△。 B．相对稳压系数：表示负载不变时，稳压器输出直流电压Uo的相对变化量Uo△与输出电网Ui的相对变化量Ui△之比。急： S=Uo/△Uo / Ui/△Ui 2. 电网调整率。 它表示输入电网电压由额定值变化+-10%时，稳压电源输出电压的相对变化量，有时也以绝对值表示。 3. 电压稳定度。 负载电流保持为额定围的任何值，输入电压在规定的围变化所引起的输出电压相对变化Uo/Uo△（百分值），称为稳压器的电压稳定度。 二．负载对输出电压影响的几种指标形式。 1．负载调整率（也称电流调整率）。在额定电网电压下，负载电流从零变化到最大时，输出电压的最大相对变化量，常用百分数表示，有时也用绝对变化量表示。 2．输出电阻（也称等效阻或阻）。在额定电网电压下，由于负载电流变化IL△引起输出电压变化Uo△，则输出电阻为Ro=|Uo/IL|△△欧。 三．纹波电压的几个指标形式。 1．最大纹波电压。在额定输出电压和负载电流下，输出电压的纹波（包括噪声）的绝对值的大小，通常以峰峰值或有效值表示。 2．纹波系数Y（%）。在额定负载电流下，输出纹波电压的有效值Urms与输出直流电压Uo之比，既y=Umrs/Uo x100% 3．纹波电压抑制比。在规定的纹波频率（例如50HZ）下，输出电压中的纹波电压Ui~与输出电压中的纹波电压Uo~之比，即：纹波电压抑制比=Ui~/Uo~ 。 这里声明一下：噪声不同于纹波。纹波是出现在输出端子间的一种与输入频率和开关频率同步的成分，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的0.5%以下；噪声是出现在输出端子间的纹波以外的一种高频成分，也用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的1%左右。纹波噪声是二者的合成，用峰-峰（peak to peak）值表示，一般在输出电压的2%以下。
Xx大学机电工程学院 Mechanical ＆Electronic Engineering Department 开关电源技术原理及应用设计报告 说明书 设计题目：开关电源的设计与实现 专业： 学号： 姓名： 指导教师： 设计时间：
开关电源的设计与实现 摘要： 本文通过对日常生活中用到的开关电源，进行了比较详细的描述和说明，也就相关制作问题进行了描述。再根据开关电源的理论、电路分析、及变压器的基础，从电路工作的角度分析了开关电源的工作原理，制作了一种比较简单，工作可靠，且适用于目前生活中常用的开关电源。这个设计的主要特点是稳压开关电源，设计中运用了开关电源中的整流、滤波、变压、过压保护等设计。最后按照电路图焊接元件，当接入220V的交流电时，负载所接的灯泡亮。 关键字：开关电源脉宽调制变压器 Design and Realization of Switching Power Supply Abstract: Based on the switching power supply used in daily life, for a more detailed description and explanation, also making the problem is described. According to the theory of switching power supply, circuit analysis, and the transformer, the-working principle of switching power supply circuit from the angle of the work,making a relatively simple, reliable, and suitable for the switch power supply in life. This design is the main characteristics of switching power supply, use in the design of rectifier, filter, transformer, overvoltage protection design of switch power supply. The final element welding according to the circuit diagram, when the access 220V alternating current, load the light bulb. Key words：switching power supply PWM transformer
总结：开关电源设计心得 首先从开关电源的设计及生产工艺开始描述吧，先说说印制板的设计。开关电源工作在高频率，高脉冲状态，属于模拟电路中的一个比较特殊种类。布板时须遵循高频电路布线原则。 1、布局：脉冲电压连线尽可能短，其中输入开关管到变压器连线，输出变压器到整流管连接线。脉冲电流环路尽可能小如输入滤波电容正到变压器到开关管返回电容负。输出部分变压器出端到整流管到输出电感到输出电容返回变压器电路中X电容要尽量接近开关电源输入端，输入线应避免与其他电路平行，应避开。 Y电容应放置在机壳接地端子或FG连接端。共摸电感应与变压器保持一定距离，以避免磁偶合。如不好处理可在共摸电感与变压器间加一屏蔽，以上几项对开关电源的EMC性能影响较大。 输出电容一般可采用两只一只靠近整流管另一只应靠近输出端子，可影响电源输出纹波指标，两只小容量电容并联效果应优于用一只大容量电容。发热器件要和电解电容保持一定距离，以延长整机寿命，电解电容是开关电源寿命的瓶劲，如变压器、功率管、大功率电阻要和电解保持距离，电解之间也须留出散热空间，条件允许可将其放置在进风口。 控制部分要注意：高阻抗弱信号电路连线要尽量短如取样反馈环路，在处理时要尽量避免其受干扰、电流取样信号电路，特别是电流控制型电路，处理不好易出现一些想不到的意外。 下面谈一谈印制板布线的一些原则 线间距：随着印制线路板制造工艺的不断完善和提高，一般加工厂制造出线间距等于甚至小于0.1mm已经不存在什么问题，完全能够满足大多数应用场合。考虑到开关电源所采用的元器件及生产工艺，一般双面板最小线间距设为0.3mm，单面板最小线间距设为0.5mm，焊盘与焊盘、焊盘与过孔或过孔与过孔，最小间距设为0.5mm，可避免在焊接操作过程中出现“桥接”现象。，这样大多数制板厂都能够很轻松满足生产要求，并可以把成品率控制得非常高，亦可实现合理的布线密度及有一个较经济的成本。 最小线间距只适合信号控制电路和电压低于63V的低压电路，当线间电压大于该值时一般可按照500V/1mm经验值取线间距。