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目前，开关电源正朝着高频、高效、环保等方向发展。
与传统拓扑结构相比，三电平变换器由于具有开关管电压应力为输入直流电压的一半，适合输入电压较高的场合，输出电压谐波小等优点，从而备受关注。
此外，伴随着高频化发展，出现了软开关技术，并结合三电平产生了不同拓扑的DC/DC变换器。
传统ZVS半桥三电平DC/DC变换器轻载时滞后管难以实现ZVS，且开通损耗严重。
ZVZCS变换器消除了ZVS三电平变换器零状态时变压器初级环流，减小了初级通态损耗，同时改善了占空比丢失问题，近年来得到了广泛研究。
这里提出一种新型ZVZCS半桥三电平DC/DC变换器，其次级采用了一个简单的无源筘位网络，通过这个无源箝位网络实现了超前桥臂在一定负载范围内的ZVS和滞后桥臂的ZCS。
2 主电路工作原理图1为新型半桥三电平DC/DC变换器拓扑。
由图1可见，次级采用的无源箝位网络主要由箝位电容CA和二极管VDA1，VDA2，VDA3构成。
变压器次级中心抽头通过VDA1连接到CA，将次级电压箝位在一个较低的水平。
Cs1，Cs2为等值的输入分压电容，VDc1，VDc2为箝位二极管，Css为飞跨电容，Llk为变压器漏感，n为变比，VDR1～VDR4为整流二极管，Lf，Cf分别为滤波电感、电容，Uin，Uo 为输入、输出直流电压。
采用移相PWM控制策略，工作波形如图2所示。
为简化分析，作如下假设：电路各器件均为理想元件；Lf足够大，其电流不变；将Cf看作恒压源。
变换器在半个稳态开关周期内有9个工作模态，分析如下：新周期开始前超前管VS1导通，负载电流通过整流二极管续流，a，b间电压、次级电压、初级电流分别为uab，urec，ip，此时uab=urec= 0，ip=0.模态1（t1～t2） t1时刻，滞后管VS2导通，新周期开始。
由于ip=0，VS2此时ZCS开通。
uab=Uin/2，ip线性增加。
由于ip仍小于负载电流Io折算到初级的值Io/n，VDR1～VDR4全部导通，urec为零，说明该模态中次级存在占空比丢失现象。
软开关双向DCDC变换器的研究一、本文概述随着电力电子技术的快速发展，DC/DC变换器在各种电源管理系统中扮演着越来越重要的角色。
特别是在电动车、可再生能源系统、数据中心以及航空航天等领域，DC/DC变换器的性能优化和效率提升成为了研究的热点。
传统的DC/DC变换器在开关切换过程中存在较大的开关损耗和电磁干扰，影响了其整体效率和稳定性。
因此，研究和开发新型的DC/DC变换器技术，特别是具有软开关特性的双向DC/DC变换器，对于提高电源系统的效率和可靠性具有重要的理论价值和实际应用意义。
本文旨在深入研究软开关双向DC/DC变换器的基本原理、拓扑结构、控制策略及其在实际应用中的性能表现。
文章首先介绍了DC/DC变换器的基本概念和分类，分析了传统DC/DC变换器存在的问题和挑战。
然后，重点阐述了软开关技术的原理及其在双向DC/DC变换器中的应用，包括软开关的实现方式、拓扑结构的选择以及相应的控制策略。
本文还将对软开关双向DC/DC变换器的性能评估方法进行探讨，包括效率、稳定性、动态响应等指标的分析和比较。
本文将通过仿真和实验验证，对所研究的软开关双向DC/DC变换器的性能进行验证和评估。
通过对比分析不同拓扑结构和控制策略下的实验结果，为软开关双向DC/DC变换器的优化设计和实际应用提供有益的参考和指导。
本文的研究成果将为电力电子技术的发展和电源系统的性能提升提供新的思路和解决方案。
二、软开关双向DCDC变换器的基本原理软开关双向DC-DC变换器是一种新型的电力转换装置，它结合了软开关技术和双向DC-DC变换器的优点，旨在提高转换效率、减小开关损耗和降低电磁干扰。
其基本原理主要涉及到软开关技术的运用以及双向DC-DC变换器的工作模式。
软开关技术通过在开关管电压或电流波形上引入零电压或零电流区间，实现了开关管的零电压开通（ZVT）或零电流关断（ZCS），从而极大地减小了开关损耗。
在软开关双向DC-DC变换器中，通过采用谐振电路、辅助开关或变压器等元件，实现了开关管的软开通和软关断，从而提高了变换器的效率。
基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计O 引言基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。
本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。
限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。
采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。
试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。
1 基本原理1.1 DC／DC变换器的电路原理图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。
其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。
低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。
实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI环节输出，由改进型移相控制器U C3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。
经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。
考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。
1.2 控制策略对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。
一种新型软开关DC-DC PWM升压变换器设计徐进;帅立国【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2016(039)002【摘要】为提高转换效率并降低电源开关的电流应力，提出一种基于新型有源缓冲电路的PWM DC-DC升压变换器。
该有源缓冲电路使用ZVT-ZCT软开关技术，分别提供了总开关ZVT开启及ZCT闭合、辅助开关ZCS开启及ZCT闭合。
消除了总开关额外的电流及电压应力，消除了辅助开关电压应力，且有源缓冲电路的耦合电感降低了电流应力。
另外，通过连续将二极管添加到辅助开关电路，防止来自共振电路的输入电流应力进入总开关。
实验结果表明，相比传统的PWM变换器，新的DC-DC PWM升压变换器在满负荷时电流应力降低且总体效率能达到98.7%。
%In order to improve the conversion efficiency and reduce the current stress of power switch,based on a new active snubber circuit a PWM DC-DC converter is put forward. The active buffer circuits using ZVT-ZCT soft switching technology,provides the main switch in the states of open ZVT and close ZCT,auxiliary switch open ZCS and close ZCT. To eliminate the total additional switch voltage and current stress,the auxiliary switch voltage stress are eliminated and active buffer circuits of the coupled inductor is reduced. In addition,through the continuous di⁃ode added to the auxiliary switch circuit the current stress can be reduced and the stress to the main switch can be prevented from the input current of the resonant circuit. Experimental results show that compared to thetraditional PWM converters,the current stress of the new PWM DC-DC boost converter in full load is reduced and the overall efficiency can reach 98.7%.【总页数】8页(P312-319)【作者】徐进;帅立国【作者单位】苏州经贸职业技术学院SOC研发中心，江苏苏州215009; 东南大学机械工程学院，南京210096;东南大学机械工程学院，南京210096【正文语种】中文【中图分类】TM76;TP27【相关文献】1.一种新型软开关双单元DC-DC变换器 [J], 陈丽敏;史立生2.一种新的PWM软开关DC-DC变换器 [J], 马艳玲;石艳丽;董建彬3.一种高性能DC-DC升压变换器的设计 [J], 余华;邹雪城;陈朝阳4.高性能PWM型DC-DC升压变换器研究 [J], 余华;邹雪城;陈朝阳5.新型半桥高频软开关PWM DC-DC气保逆变焊机 [J], 佘致廷;陈文科;潘岱灿;彭永进因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
专利名称：一种基于软开关的DC-DC变换器专利类型：发明专利
发明人：孙磊,张武,郭鑫
申请号：CN202011181644.7
申请日：20201029
公开号：CN114430231A
公开日：
20220503
专利内容由知识产权出版社提供
摘要：本发明涉及一种基于软开关的DC‑DC变换器，属于DC‑DC变换器技术领域，解决了现有技术难以同时保证高增益、结构简单、稳定性好、效率高的问题。
该变换器包括控制芯片、变压器、开关管Q1、Q2，二极管D1～D3，电容器C2～C3、C01～C02；其中，变压器原边绕组正极与外部能源电池正极连接，并通过C2与Q2的漏极连接，其负极分别与Q2的源极、Q1的漏极、C3一端连接；C3另一端经D3分别与外部能源电池负极、Q1的源极连接；Q1、Q2的栅极分别与控制芯片连接；并且变压器副边绕组负极经D1与C01一端连接，其正极分别与C01另一端、C02一端、D2阴极连接；C01一端作为变换器输出端正极；D2阳极与Q2的漏极连接；电容C02另一端接C3另一端，并作为DC‑DC变换器输出端负极。
申请人：北京机械设备研究所
地址：100854 北京市海淀区永定路50号(北京市142信箱208分箱)
国籍：CN
代理机构：北京天达知识产权代理事务所(普通合伙)
代理人：窦艳鹏
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基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计
O 引言
基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。
本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。
限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。
采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。
试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。
1 基本原理
1.1 DC／DC变换器的电路原理
图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。
其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。
低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。
实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。
经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。
考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。
1.2 控制策略
对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。
双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。
有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。
对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点：
1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计；
2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率；
3)功率器件的电压和电流应力小。
因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。
每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。
开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的
并联电容充电，同时，同一桥臂即将开通的开关管的并联电容放电；当关断开关管的并联电容电压充电到输入直流电压时，即将开通的开关管集成的反并联二极管自然导通，这时该开关管实现零电压开通。
开关管关断时，由于并联电容的存在该开关管实现零申压关断。
2 控制电路及主要参数的设计
2.1 控制电路的设计
移相控制器UC3879是UC3875的改进型，该集成电路提供了全部必要的控制、解码、保护及驱动功能，可独立编程控制时间的延迟，在每只输出级开关管导通前提供死区时间，为每个谐振开关区间里实现ZVS留有余地，总的输出开关频率可达300kHz，保护功能包含欠压锁定、过流保护，它适用于电压型控制或峰值电流型控制，图2是控制电路原理图，欠压锁定电平根据UVSEL端状态选定，有两个预定义的阈值：若UVSEL端浮动，则芯片在电源电压超过15.25V启动；若UVSPL端接VIN 端，则在10.75V时启动。
／EA端为误差放大器反向输入端，该端同COMP端之间接R、C补偿元件。
CS端是电流比较器的同相输入端，其反相端在芯片的内部设置成2.0V和2.5V；当该输入脚超过2.0V时，误差
放大器输出电压将超过RAMP端的电压，移相角将限制在一个基本的值上，当该输入脚超过2.5V时，输出端关断。
如果该输入脚超过2.5V的直流电压，输出端无效并且保持低电平，故使用该脚作为电压、电流保护的输入端。
工作频率由脚RT及CT外接的元件R3及C10决定，如果工作频率为fs，振荡器的占空比为Dosc，则
2.2 同一桥臂两开关管死区时间的确定
为了保证每一开关管实现零电压开通和关断，确定同一桥臂的功率开关管的死区时间是关键。
S3及S1驱动信号的死区时间
Lr为变压器漏感；
Vin为输入直流侧电压；
Io为负载电流。
另外，开关管关断时有一定的下降时间，死区时间至少应当大于3倍的开关管关断时的下降时间，但也不能取得太大。
并联电容值的选择也应考虑每个开关管的寄生电容的容量值。
在设计过程中选取的开关管为IXYS公司IXFK 150N15，tf=45ns，
td（off）=110ns，Crss=1200pF，Coss=2600pF，电容C1~C4值选为4700pF，系统直流侧输入电压为48~60V，为了使系统能在较宽的负载范围内工作，驱动信号的死区时间选为td（lead）=1μs，td（lag）
=800ns。
2.3 开关频率的选择
DC／DC功率变换器实现软开关时的谐振参数、占空比的丢失、整个系统的效率均同变压器的漏感Lr和变换器的开关频率fs有着密切的关
系，因此，变压器的设计不可忽视。
桥式变换器的设计方法可参考文献。
为了减少高频时集肤效应的影响，变压器采用扁而宽的铜皮绕制，为了提高效率选用损耗低的优质非晶材料，变压器的变比n为0.125，原边漏感为1.5μH。
占空比丢失的值可由式(4)近似计算。
从式(4)可知Dloss由变压器漏感Lr、变比n、负载电流Io和开关频率fs 决定。
为了使变换器工作在较大的负载范围，开关频率选为60kHz。
2.4 滤波参数
假设Vo(min)为输出电压最小值、Vin(min)为输入电压最小值，
Vo(max)为输出电压最大值、Vin(max)为输入电压最大值，满载输出电流为Io(max)，输出整流二极管的通态压降VD，VLF为输出滤波电感的直流压降，fs为全桥变换器的开关频率，输出电压峰峰值为△Vopp。
则滤波电感Lf为
单个DC／DC功率变换器模块的功率为3 kW，流过电感的电流最大值即满载输出电流Io(max)为5.56A。
输出滤波电感电流主要是直流分量，交流分量较少，集肤效应影响不
是很大，滤波电感选用线径较大的导线绕制，电感量计算值为
1.76mH，为2mH。
输出电压纹波系数<1％，变压器原边漏感为1.5μH，滤波电容的计算值为243μF,而耐压值决定于输出电压的最大值，考虑到电解电容有等效串联电阻(ESR)，因此，实际选用470μF／450V的电解电容6并2串。
3 试验结果
试验参数如下：
开关管S1~S4为MOSFET IXFKl50N15导通电阻为12.5mΩ；
整流桥D1~D8选用快速恢复二极管DSEl30-12；
移相控制控制器的工作频率为60kHz；
隔直电容为470μF，输入侧共模电感3mH；
系统功率3 kW，低压直流输入60V。
图3、图4为试验波形，从图3的波形可知无论在开通还是关断时刻，S1两端电压均为零(其他功率开关管的端电压和触发脉冲波形也类似)，实现了零电压开关，减少了功率器件的开关损耗，提高了系统的效率，图4所示的是高频变压器原边电压波形。
4 结语
这种基于软开关技术的DC／DC功率变换器，在功率为3 kw的电子模拟功率负载模块设计中成功地得到了应用。
从实验的波形可以看出，全桥变换器的开关管实现了零电压开关，减少了器件的开关损耗。
经测试，系统的效率达到了93％，同时整个装置的功率密度也增加了。
