MOSFET功率损耗的计算
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大功率电源中,MOS器件耗散的两种方式,你知道
吗?
本文主要为大家介绍了在大功率电源当中MOS器件耗散的两种方式。
通过对这两种方式的讲解,详细大家都能够对其中的一些关键点理解透彻。
同步整流器的耗散
对于除最大负载外的所有负载,在开、关过程中,同步整流器的MOSFET 的漏源电压通过捕获二极管箝制。
因此,同步整流器没有引致开关损耗,使其功率耗散易于计算。
需要考虑只是电阻耗散。
最坏情况下损耗发生在同步整流器负载系数最大的情况下,即在输入电压为最大值时。
通过使用同步整流器的RDS(ON)HOT和负载系数以及欧姆定律,就可以计算出功率耗散的近似值:
PDSYNCHRONOUSRECTIFIER=[ILOAD2×RDS(ON)HOT]×[1>-)]
开关MOSFET的耗散
开关MOSFET电阻损耗的计算与同步整流器的计算相仿,采用其(不同的)负载系数和RDS(ON)HOT:PDRESISTIVE=[ILOAD2×RDS(ON)HOT]×(VOUT/VIN)
由于它依赖于许多难以定量且通常不在规格参数范围、对开关产生影响的因素,开关MOSFET的开关损耗计算较为困难。
在下面的公式中采用粗略的近似值作为评估一个MOSFET的第一步,并在以后在实验室内对其性能进行验证:PDSWITCHING=(CRSS×VIN2×fSW×ILOAD)/IGATE。
其中CRSS为MOSFET的反向转换电容(一个性能参数),fSW为开关频率,而IGATE为MOSFET的启动阈值处(栅极充电曲线平直部分的VGS)的MOSFET栅极驱动的吸收电流和的源极电流。
浅析开关电源MOS的损耗计算与选型原则
MOS设计选型的几个基本原则
建议初选之基本步骤:
1 电压应力
在电源电路应用中,往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。
在此上的基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的90% 。
即:
VDS_peak ≤90% * V(BR)DSS
注:一般地, V(BR)DSS 具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS 值作为参考。
2 漏极电流
其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的90% ;漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的90% 即:
ID_max ≤90% * ID
ID_pulse ≤90% * IDP
注:一般地, ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数,故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境,散热技术,器件其它参数(如导通电阻,热阻等)等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度(即如下第六条之“耗散功率约束”)。
根据经验,在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍,这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3 驱动要求
MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量(Qg )参数决定。
在满足其它参数要求的情。
mos管计算在电子工程中,有许多参数和因素需要考虑以准确地计算和设计MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)。
以下是一些常见的参数和公式:1.转移特性曲线和输出特性曲线:描述了栅极电压Vgs与漏极电流Id之间的关系,以及描述了漏极电压Vds与漏极电流Id之间的关系。
2.跨导gm:描述了Vgs与Id之间的关系,可以用于描述放大器的增益。
3.阈值电压Vth:栅极电压Vgs需要超过这个电压才能使MOSFET导通。
4.导通电阻RDS(on):在MOSFET导通状态下,漏极和源极之间的电阻。
5.最大耗散功率PD:MOSFET在连续工作模式下可以消耗的最大功率。
6.击穿电压BV:当漏极电压Vds超过某个特定值时,MOSFET将发生击穿。
7.开关时间ton和toff:描述了MOSFET开启和关闭所需的时间。
8.电荷Qg:描述了栅极需要多少电荷才能使MOSFET从截止状态切换到导通状态。
9.栅极电荷Qg和米勒电容Cgs:用于计算米勒效应。
10.驱动损耗Pgs和Pds:描述了在驱动MOSFET时,栅极和漏极的能量损耗。
11.二极管区域:当MOSFET关断时,会在漏极和源极之间形成反偏二极管。
12.热阻RθJC和RθJA:描述了MOSFET的散热性能。
这些参数可以通过具体的公式和方程进行计算,但需要注意,这些公式通常需要基于具体的器件规格书和测试数据,并且可能需要一定的近似和简化。
同时,还需要考虑实际应用中的其他因素,如温度、电源电压、封装形式等。
因此,在实际应用中,可能需要通过实验和仿真来进行验证和优化。
MOSFET设计选择 / 损耗组成及计算方法2007年04月17日星期二 22:10一、设计选择MOSFET 的应用选择须综合各方面的限制及要求。
下面主要从应用的安全可靠性方面阐述选型的基本原则。
建议初选之基本步骤:下面详细解释其中各参数选择之原则及注意事项。
1 )电压应力:在电源电路应用中,往往首先考虑漏源电压 VDS的选择。
在此上的基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的 90% 。
即:VDS_peak≤ 90% * V(BR)DSS注:一般地, V(BR)DSS具有正温度系数。
故应取设备最低工作温度条件下之V(BR)DSS值作为参考。
2)漏极电流:其次考虑漏极电流的选择。
基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的 90% ;漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的 90% 即: ID_max ≤ 90% * IDID_pulse ≤ 90% * IDP注:一般地, ID_max 及 ID_pulse具有负温度系数,故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse值作为参考。
器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境,散热技术,器件其它参数(如导通电阻,热阻等)等相互制约影响所致。
最终的判定依据是结点温度(即如下第六条之“耗散功率约束”)。
根据经验,在实际应用中规格书目中之 ID会比实际最大工作电流大数倍,这是因为散耗功率及温升之限制约束。
在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。
建议初选于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。
3)驱动要求:MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量( Qg )参数决定。
在满足其它参数要求的情况下,尽量选择 Qg 小者以便驱动电路的设计。
驱动电压选择在保证远离最大栅源电压( V GSS )前提下使 Ron 尽量小的电压值(一般使用器件规格书中的建议值)。
MOSFET雪崩能量计算方法
首先,我们来了解一下什么是雪崩效应。
当MOSFET处于工作状态时,当负载电流超过额定值或者电压过高时,会导致电场浓度增大,从而引起
载流子的加速。
如果电场强度超过材料的击穿电场强度,就会发生雪崩效应,导致局部的击穿和功率损耗,甚至造成器件损坏。
对于计算MOSFET的雪崩能量,可以使用以下方法:
1.计算功率损耗:
首先,我们需要计算在雪崩效应发生时MOSFET上的功率损耗。
功率
损耗可以通过电流和电压的乘积来计算。
当MOSFET处于雪崩状态时,电
流将在局部区域非常高,可以通过额定电流和电压的比例来计算。
例如:如果额定电流为10A,电压为100V,当发生雪崩效应时,电流
可能增加到100A,电压维持在100V。
因此,功率损耗为10A*100V=1000W。
2.计算雪崩时间:
雪崩效应发生时,载流子将以非常高的速度运动,并在短时间内释放
能量。
我们需要计算雪崩效应持续的时间,以确定能量的释放量。
雪崩时间可以通过MOSFET的结构参数和工作情况来估算。
例如,根
据材料的电子迁移率、载流子的运动速度和结构的尺寸等因素,可以确定
雪崩效应的扩展速度。
通过除以扩展速度,我们可以得到雪崩效应持续时
间的大致估计。
3.计算雪崩能量:
通过计算功率损耗和雪崩时间,我们可以估算雪崩效应期间MOSFET
释放的能量。
例如:假设雪崩效应的持续时间为1微秒(1x10^-6秒),功率损耗为1000瓦特,那么雪崩能量可以通过功率乘以时间来计算:1000瓦特*1微秒=1毫焦耳。
MOS开关损耗计算首先,我们需要了解MOSFET的开关工作原理。
在MOSFET的开关过程中,MOSFET在开启和关闭的瞬间都会有一定的过渡时间。
在这个过渡时间内,MOSFET处于导通或截止状态,电流变化较大,会产生一定的损耗。
1. 开启过渡损耗计算:在MOSFET从截止状态转变为导通状态的过渡过程中,电流从0增加到正常工作电流。
这个过程中,MOSFET的导通电阻较大,导致电流通过MOSFET时产生一定的能量损耗。
这种损耗主要由两部分组成:导通电压降VDS和开启时间t_on。
开启过渡损耗 = VDS × I × t_on2. 关闭过渡损耗计算:在MOSFET从导通状态转变为截止状态的过渡过程中,电流从正常工作电流减少到0。
这个过程中,MOSFET的截止电阻较大,电流减小时也会产生一定的能量损耗。
这种损耗同样由两部分组成:截止电压降VDS和关闭时间t_off。
关闭过渡损耗= VDS × I × t_off3. 开关状态损耗计算:在MOSFET的导通状态和截止状态下,电流通过MOSFET时会引起一定的电压降,从而产生功率损耗。
这种损耗可以通过导通电阻和截止电阻计算得到。
在导通状态下,导通损耗为RDS(on)× I × I,其中RDS(on)为MOSFET的导通电阻。
在截止状态下,截止损耗为VGS × I,其中VGS为MOSFET的截止电压。
开关状态损耗=导通损耗+截止损耗综上所述,MOS开关损耗的总计算公式为:总损耗=开启过渡损耗+关闭过渡损耗+开关状态损耗需要注意的是,以上公式只是对MOS的开关损耗进行了估算,实际的损耗还可能受到温度、电源电压、开关频率等因素的影响。
因此在具体的应用中,需要结合实际情况进行准确的损耗计算。
总结起来,MOS开关损耗计算的关键是理解MOSFET的开关过程,并结合导通电阻、截止电阻、开启时间、关闭时间、电流等参数来进行计算。
mos管的温度降额计算摘要:一、MOS 管的功耗计算方法二、MOS 管发热严重解决方法三、MOS 管选型四、元器件降额规范五、总结正文:一、MOS 管的功耗计算方法MOS 管(MOSFET,金属- 氧化物- 半导体场效应晶体管)是一种常见的半导体器件,广泛应用于放大、开关、调制等电路。
在设计和使用MOS 管时,了解其功耗计算方法至关重要。
MOS 管的功耗主要包括导通损耗、开关损耗和漏损耗。
对于NMOS 管,其导通损耗可以由以下公式计算:P_ON = (U_DS - U_GS) * I_D * R_DSON其中,U_DS 为漏极源极电压,U_GS 为栅源电压,I_D 为漏极电流,R_DSON 为导通电阻。
开关损耗和漏损耗的计算公式分别为:P_SW = (U_DS - U_GS) * I_D * R_SWP_L = I_L * I_D * R_L其中,P_SW 为开关损耗,R_SW 为开关电阻;P_L 为漏损耗,I_L 为漏极电流,R_L 为漏极电阻。
二、MOS 管发热严重解决方法当MOS 管工作在高功率状态下时,可能会出现发热严重的问题。
为解决这一问题,可以采取以下措施:1.选择合适的散热器:根据MOS 管的额定功率选择合适的散热器,以确保足够的散热能力。
2.优化电路设计:调整电路参数,如降低工作电压、降低工作频率等,以减少MOS 管的功耗。
3.采用负温度系数热敏电阻:负温度系数热敏电阻可以在温度升高时增大电阻值,从而限制电流,降低功耗。
4.强制风冷:通过强制风冷方式,提高散热效率,降低MOS 管温度。
三、MOS 管选型在MOS 管选型过程中,需要考虑以下几个方面:1.额定电压和电流:根据电路需求选择合适的额定电压和电流。
2.导通电阻:选择合适的导通电阻,以降低功耗。
3.开关速度:根据电路需求选择合适的开关速度。
4.耗散功率:根据电路需求选择合适的耗散功率,以确保MOS 管在正常工作范围内。
四、元器件降额规范在电子设备设计中,为了保证元器件的可靠性和稳定性,需要对元器件进行降额处理。
MOSFET功率损耗的计算MOSFET是一种常用的功率开关器件,广泛应用在电力电子系统中,如电源、变频器等设备中。
在MOSFET的工作过程中会产生一定的功率损耗,这些损耗主要包括导通损耗和开关损耗。
在设计和应用MOSFET时,准确计算和评估功率损耗非常重要,可以帮助设计师合理选择器件和进行散热设计,确保系统的正常运行。
本文将介绍MOSFET功率损耗的计算方法。
首先,我们来看导通损耗的计算。
导通损耗是指MOSFET在线性区时由于导通电流引起的功率损耗。
MOSFET的导通损耗可以通过以下公式计算:P_conduct = I * Vds其中,P_conduct为导通损耗,单位为瓦特;I为导通电流,单位为安培;Vds为管脚间的电压降,单位为伏特。
导通损耗与导通电流和管脚间的电压降成正比,所以在设计中应尽量减小导通电流和降低电压降,以减小导通损耗。
此外,选择合适的MOSFET也是降低导通损耗的关键。
除了导通损耗,开关损耗也是MOSFET功率损耗的重要组成部分。
开关损耗由于MOSFET在开关过程中由于开关速度引起的功率损耗。
开关损耗可以通过以下公式计算:P_sw = (Vds * Qg * f) / ts其中,P_sw为开关损耗,单位为瓦特;Vds为管脚间的电压降,单位为伏特;Qg为输入电荷,即输入电压变化时所需要的电荷,单位为库仑;f为开关频率,单位为赫兹;ts为开关时间,单位为秒。
开关损耗与管脚间的电压降、输入电荷、开关频率和开关时间成正比,所以在设计中应尽量降低这些参数,以减小开关损耗。
此外,选择合适的驱动电路和合理设计电路布局也能降低开关损耗。
在实际应用中,为了综合考虑导通损耗和开关损耗,可以通过以下公式计算总功率损耗:P_total = P_conduct + P_sw通过计算总功率损耗,可以评估MOSFET的工作温度和散热需求,进而设计合适的散热系统,以确保MOSFET在安全范围内工作。
需要注意的是,上述公式仅给出了功率损耗的估计值。
buck同步整流电路mosfet损耗的计算1. 引言1.1 背景介绍随着科技的不断发展,电子设备在我们生活中扮演着越来越重要的角色。
在许多电子设备中,直流电源是必不可少的组成部分。
而在直流电源中,buck同步整流电路是一种常见且有效的电路拓扑结构,广泛应用于各种领域中。
在buck同步整流电路中,mosfet作为电路的关键元件,承担着整流和开关的功能。
而mosfet在工作过程中会产生一定的损耗,影响整个电路的效率和性能。
对mosfet的损耗进行准确的计算和分析,对于优化整流电路的性能至关重要。
本文将重点研究buck同步整流电路中mosfet的损耗问题。
通过分析mosfet损耗的来源、计算方法、影响因素以及优化方法,希望能为电子设备的设计和性能优化提供一定的参考。
通过深入了解mosfet的损耗问题,可以更好地理解整流电路的性能特点,为未来的研究和发展方向提供指导。
本文旨在全面探讨mosfet损耗对整流电路的影响,并为未来在这一领域开展更深入的研究工作提供借鉴和参考。
1.2 问题提出在实际工程中,buck同步整流电路是一种常见的电源转换电路,它能够将输入电压转换为稳定的输出电压,广泛应用于电子设备中。
在buck同步整流电路中,mosfet器件的损耗问题一直是制约其性能的一个重要因素。
问题提出:mosfet器件在buck同步整流电路中存在着较大的损耗,这些损耗主要包括导通损耗和开关损耗。
导通损耗是mosfet器件在导通状态下的功耗,开关损耗是mosfet器件在切换过程中由于开关过程中的导通电阻带来的功耗。
这些损耗不仅会导致mosfet器件发热严重,影响整流电路的稳定性和效率,还会影响整个系统的性能表现。
如何减小mosfet器件的损耗,提高整流电路的效率和稳定性,成为了当前研究的焦点之一。
为了解决mosfet器件损耗的问题,需要对其损耗进行深入的研究和分析,探讨其来源和计算方法,寻找影响其损耗的因素,并提出相应的优化方法,以提高整流电路的性能和效率。
功率耗散是指MOSFET场效应管在工作过程中消耗的功率。
它主要包括两部分:
1. 漏源耗散功率:当MOSFET工作时,由于导通电阻和场效应引起的漏极-源极电压产生电阻过渡损耗,以及电流过渡和电荷储存和释放引起的功率损耗。
2. 开关损耗:MOSFET在开关过程中,由于导通和截止时的电流过渡以及电荷储存和释放引起的功率损耗。
这些功率损耗会导致MOSFET发热,并需要适当的散热措施来保证器件的正常工作。
计算和评估MOSFET的耗散功率对于设计和选择散热系统至关重要,以确保器件的可靠性和长寿命。
漏源耗散功率的计算公式为:Pcond=Idsrms*Idsrms*RDSon*Dmax,开关损耗的计算公式为:PSW=VDSoff*Idsrms*(tr+tf)*f/2。
需要注意的是,MOSFET的功耗主要取决于其导通电阻(RDS(ON)),因此计算RDS(ON)是一个很好的着手之处。
但MOSFET的导通电阻取决于结温TJ,而结温又取决于MOSFET中的功率放大器耗散和MOSFET的热阻(ΘJA)。
simulink求mosfet开关损耗计算方法
在Simulink中,可以使用不同的方法来计算MOSFET开关损耗。
以下是一种可能的计算
方法:
1. 将MOSFET的模型添加到Simulink模型中。
可以使用现有的模型库,例如SimPowerSystems或Powerlib模型库中的MOSFET模型。
2. 将输入电压和负载电流作为输入信号连接到MOSFET模型的控制端口。
3. 使用Scope或To Workspace模块来显示或保存模拟结果。
4. 使用Powergui模块来实施功率分析。
5. 分析MOSFET的输入电压、输出电压和负载电流波形,并计算每个开关周期内的开关损耗。
6. 在分析结果中查找开关损耗的峰值值或平均值。
7. 如果您需要定量评估MOSFET开关损耗的性能,可以使用Simulink中的嵌入式MATLAB
函数来进行更复杂的计算和数据处理。
请注意,这是一种常用的方法,但具体的计算和分析方法可能因你的具体应用和模型而有所不同。
因此,在使用Simulink进行MOSFET开关损耗计算时,最好参考文档和教程,以了解更
多关于模拟和分析的方法和技巧。
mos续流二极管损耗
在MOSFET续流电路中,二极管损耗主要取决于二极管的正
向电流和电压降。
当MOSFET被关闭时,辅助二极管(反并
联二极管)将继续提供续流路径,以供电感中的电流继续流动。
而二极管将承受这一电流并引起能量损耗。
二极管损耗的表达式为:P = I × V,其中P表示损耗功率,I
表示电流,V表示电压降。
在MOSFET续流电路中的二极管损耗可以通过以下方式进行
估计:
1. 计算电流:首先需要了解续流电路中的电感和电源电压。
电感将决定电流的变化速率。
可以通过测量或计算电流来确定电流值。
2. 计算电压降:通过测量或知道电流、续流二极管的导通电压来计算电压降。
3. 计算损耗功率:将电流值与电压降值相乘,即可得到损耗功率。
值得注意的是,辅助二极管的损耗通常较小,因为它在导通状态下的电压降比正常二极管要低。
然而,在高电流应用中,这种损耗可能变得更加显著。
此外,辅助二极管的选择也可以
影响二极管损耗,选择具有较低导通压降的二极管可以减少损耗。
要减少二极管损耗,可以考虑以下措施:
1. 选择低导通压降的二极管进行续流。
2. 通过增加电感值,降低电流的变化速率,从而减少二极管的导通时间和损耗。
3. 使用多个并联的辅助二极管,以减少每个二极管的电流。
总之,要计算MOSFET续流电路中二极管的损耗,需要了解电流和电压降,并按照P = I × V的公式进行计算。
同时,选择合适的二极管和增加电感值可以减少二极管损耗。
MOSFET 耗散功率的估算前言1.Mosfet耗散功率的估算§1.1 Mosfet管的工作原理简介理想情况下,MOSFET管仅仅只起到开关作用。
典型电路简图如图1.1所示,U1为电池放电输出图1.1I 为电池放电电流,桥式连接,在上半个周期内M2和M3导通,U2电压为正,在下半个周期内,M1和M4导通,U2电压为负。
于是输出的电压U2就好比是交流电。
理想情况下,电池输出功率等于负载功率,即:W battery = U1*I1= W Load =U2*I2 ⑴但实际上,由于电路上的损耗,W battery = U1* I1 = W Load/ŋ =U2*I2 /ŋ⑵由公式⑵可以看出,当负载功率增大时,电流增大。
而当流经MOSFET管的电流增大时,那么消耗在MOSFET的能量就增大。
为了保证UPS系统能安全正常的运行,我们在设计MOSFEET的散热片时,必须考虑到UPS 的过载运行情况,依次为依据来设计散热片。
必须的补充一点的是,由于MOSFET管起着开关作用,并不是时刻都在导通,由图1.1可以看出,每个MOSFET管各导通半个周期。
§1.2 Mosfet管的功率消耗在实际工作状态下,用于开关作用的场效应管不可避免的存在功率损耗,通常表现在两个方面:(1)MOSFET在通态时,由于通态电阻大,通态损耗比较大,但通态电阻具有正的温度效应,温度升高,电阻增大,故MOSFET管的功耗比较均匀。
(2)MOSFET在电流非零时强制关断,在电压非零时开启,MOSFET关断时,与之串联的变压器之电感将产生感生电压尖峰;MOSFET开启时,变频器开启又将产生翻转电流。
但是,虽然MOSFET的工作频率很高,但开关时间很短,在(NS)范围之内,所以开关损耗占总损耗比率较小。
(3)基极电阻引起的驱动损耗,在MOSFET管中,由于驱动电流很小,常忽略不计。
由此可以描绘出MOSFET源极电流Is,漏源极间电压Vds随时间变化曲线如图1.2所示则MOSFET 单位时间的功率损耗P=f*∫V ds (t )*I s (t )d t (*)f 为MOSFET 工作频率 图1.2I D 表示漏极电流,Vds 表示作用在源漏极电压。
MOSFET功率损耗的计算
摘要:本文介绍了电动自行车无刷电机控制器的热设计。
其中包括控制器工作原理的介绍、MOSFET功率损耗的计算、热模型的分析、稳态温升的计算、导热材料的选择、热仿真等。
关键词:电动自行车控制器MOSFET热设计
1. 引言
由于功率MOSFET具有驱动电流小、开关速度快等优点,已经被广泛地应用在电动车的控制器里。
但是如果设计和使用不当,会经常损坏MOSFET,而且一旦损坏后MOSFET的漏源极短路,晶圆通常会被烧得很严重,大部分用户无法准确分析造成MOSFET损坏的原因。
所以在设计阶段,有关MOSFET的可靠性设计是致关重要的。
MOSFET通常的损坏模式包括:过流、过压、雪崩击穿、超出安全工作区等。
但这些原因导致的损坏最终都是因为晶圆温度过高而损坏,所以在设计控制器时,热设计是非常重要的。
MOSFET的结点温度必须经过计算,确保在使用过程中MOSFET结点温度不会超过其最大允许值。
2. 无刷电机控制器简介
由于无刷电机具有高扭矩、长寿命、低噪声等优点,已在各领域中得到了广泛应用,其工作原理也已被大家广为熟知,这里不再详述。
国内电动车电机控制器通常工作方式为三相六步,功率级原理图如图1所示,其中Q1, Q2为A相上管及下管;Q3, Q4为B相上管及下管;Q5, Q6为C相上管及下管。
MOSFET全部使用AOT430。
MOSFET工作在两两导通方式,导通顺序为Q1Q4→Q1Q6→Q3Q6→Q3Q2→Q5Q2→Q5Q4→Q1Q4,控制器的输出通过调整上桥PWM脉宽实现,PWM频率一般设置为18KHz以上。
当电机及控制器工作在某一相时(假设B相上管Q3和C相下管Q6),在每一个PWM周期内,有两种工作状态:
状态1: Q3和Q6导通, 电流I1经Q3、电机线圈L、Q6、电流检测电阻Rs流入地。
状态2: Q3关断, Q6导通, 电流I2流经电机线圈L、Q6、Q4,
此状态称为续流状态。
在状态2中,如果Q4导通,则称控制器为同步整流方式。
如果Q4关断,I2靠Q4体二极管流通,则称为非同步整流工作方式。
流经电机线圈L的电流I1和I2之和称为控制器相电流,流经电流检测电阻Rs的平均电流I1称为控制器的线电流,所以控制器的相电流要比控制器的线电流要大。
3. 功耗计算
控制器MOSFET的功率损耗随着电机负载的加大而增加,当电机堵转时,控制器的MOSF ET损耗达到最大(假设控制器为全输出时)。
为了分析方便,我们假设电机堵转时B相上管工作在PWM模式下,C相下管一直导通,B相下管为同步整流工作方式(见图1)。
电机堵转时的波形如图2-图5所示。
功率损耗计算如下:
3.1 B相上管功率损耗:
3.1.1 B相上管开通损耗(t1-t2),见图2;
3.1.2 B相上管关断损耗(t3-t4),见图3;
3.1.3 B相上管导通损耗(t5-t6),见图4;
B 相上管总损耗:
Phs(Bphase)=Phs(turn on)+Phs(turn off)+Phs(on)=5.1+3.75+7.5=16.35W 3.2 B相下管功率损耗:
3.2.1 B相下管续流损耗(t7-t8),见图5;
PLS(Bphase)=PLS(freewheel)=I2×Rds(on)×(1-D)=402×0.015×(1-20/64)=16.
5 W
3.3 C相下管功率损耗
因为C相下管一直导通,所以功率损耗计算如下:
PLS(Cphase)=PLS (on) = I2×Rds(on) = 402×0.015 = 24 W
控制器的功率管总损耗为:
Ptatal=PHS(Bphase)+PLS(Bphase)+PLS(Cphase)=16.35+16.5+24=56.85 4. 热模型
图5为TO-220典型的安装结构及热模型。
热阻与电阻相似,所以我们可以将Rth(ja)看着几个小的电阻串联,从而有如下公式:
Rth(ja) = Rth(jc) + Rth(ch) + Rth(ha)
其中:
Rth(jc)--- 结点至MOSFET表面的热阻
Rth(ch)---MOSFET表面至散热器的热阻
Rth(ha)---散热器至环境的热阻(与散热器的安装方式有关)
图6 热阻模型
通常热量从结点至散热器是通过传导方式进行的,从散热器至环境是通过传导和对流方式。
Rth(jc)是由器件决定的,所以对一个系统,如果MOSFET已确定,为了获得较小的热阻我们可以选择较好的热传导材料并且将MOSFET很好地安装在散热器上。
5. 稳态温升的计算
从AOT430的数据手册我们可以获得如下参数:
Tjmax=175℃Rth(jc)max = 0.56 ℃/W
5.1 电机运行时MOSFET结点至其表面的温升计算(因为电机在运行时,上管和下管只有三分之一的时间工作,所以平均功率应除以3):
5.1.1上管结点至功率管表面的稳态温升
5.1.2下管结点至功率管表面的稳态温升
5.2 电机堵转时MOSFET结点至其表面的温升计算
5.2.1 B相上管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Phs×Rth(jc)=16.35×0.56=9.2℃
5.2.2 B相下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=Pls×Rth(jc)=16.5×0.56=9.24℃
5.2.3 C相下管结点至功率管表面的稳态温升
Tjc=Tj-Tc=PLS(Cphase)×Rth(jc)=24×0.56=13.44℃
由以上计算可知,在电机堵转时控制器中一直导通的MOSFET(下管)的温升最大,在设计时应重点考虑电机堵转时的MOSFET温升。
6. 选择合适的导热材料
图7为SilPad系列导热材料对TO-220封装的导热性能随压力变化的曲线。
图7
6.1 导热材料为SilPad-400,压力为200psi时,其热阻Rth(ch)为4.64 ℃/W。
则:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×4.64=111℃
6.2 导热材料为SilPad-900S,压力为200psi时,其热阻Rth(ch)为2.25℃/W。
则:Tch=Tc-Th= PLS×Rth(ch)=24×2.25=54℃
可见,不同的导热材料对温升的影响很大,为了降低MOSFET的结点温升,我们可以选择较好的热传导材料来获得较好的热传导性能,从而达到我们的设计目标。
为了使控制器更加可靠,通常我们将MOSFET表面温度控制在100℃以下,这是因为在使用中还会有其他高能量的脉冲出现,譬如,电机相线短路,负载突然变大等。
7.热仿真:
由于在实际应用中我们很难确定散热器表面至环境的热阻,要想完全通过计算来进行热设计是比较困难得,因此我们可以借助热仿真软件来进行仿真,从而达到我们设计的目的。
仿真条件:Ptotal=56.85W、Ta=45℃、控制器散热器尺寸:70mm×110mm×30mm 、自然风冷,MOSFET安装如图8所示。
图8 MOSFET安装示意图
7.1 电机运行时控制器的热仿真
由图9可见,下管的温升明显高于上管的温升。
7.2 电机堵转时控制器的热仿真
由图10可知,堵转时一直导通的下管最热,温度已接近150℃。
由图11可知,在堵转1 00秒后MOSFET的温升还未稳定,如果一直堵转,必将烧坏MOSFET。
因此,如果使用仿真中的散热器尺寸,就不能一直堵转,必须采取相应的保护措施。
我们可以采用间隙保护的方法,即当电机堵转时,堵转一段时间,保护一段时间,让MOSFET的温度不超过最大结点温度。
图12所示为堵转1.5s,保护1.5s的瞬态温升示意图,由图可知,采用这种方法可以有效地保护MOSFET。
图10:堵转时温升示意图
结语: 控制器的热设计在产品的设计阶段是非常重要的,我们必须经过功耗的计算、热模型的分析、热仿真等来计算温升,同时在设计时应考虑最严酷的应用环境,最后还要通过实际试验来验证我们热设计的正确性。
在此特别感谢来自美国的刘凯博士为这篇文章提供了热设计的指导和控制器的热仿真。
万代半导体元件(上海)有限公司高级应用工程师葛小荣
万代半导体元件有限公司高级封装研发工程师刘凯。