下载文档原格式
我们知道一般现在的离网正弦波逆变器都是两级的电压变换结构，即DC-DC和DC-AC。
我们先来看看DC-DC。
一般应用的逆变器的输入电压基本都是低压直流供电（比如车载环境，蓄电池供电的移动电源设备等），这种应用环境下逆变器中的一级升压电路（DC-DC)比较常见的都是推挽拓卜，属于正激类电压变换结构，而它的稳压环路在实际产品中我们也见到了很多的设计方法，如：前级开环设计、前级准闭环设计和前级闭环设计等。
我们就从以上几种方法中分析其特点。
前级开环设计：这种方法设计的逆变器常见于小功率的逆变器中，车载上的应用很多，我个人分析原因是，一般车载环境下输入电压较高（很多14.5V-15V的）这样的话如果准闭环带轻载时前级震荡，机器很不稳定。
开环的话能解决很多问题。
其特点为：1，结构简单，前级升压电路不需稳压。
2，省略了稳压环路，可以使产品做得更紧凑。
3，在低端市场中直接与成本挂钩。
4，由于前级开环，使机器在全电压输入的环境下变压器的开关都是处在最大的占空，变换效率也是高的，在空载时，前级的损耗也是明显的。
5，DC-DC级的输出电压不受控制，在高输入电压的环境下，直接威胁母线电容及H桥管安全。
6，这种结构不稳压，需要在变压器上下功夫，需要控制漏感，对变压器的一致性有一定的要求。
前级准闭环设计：这种方法设计的逆变常见于中小功率的逆变器中，其特点为：1，前级电路相对简单，且能在部分输入电压下，DC-DC级能做到稳压。
2，省略了续流电感，提高了效率，降低了结构成本，便于设计。
3，由于此电路的特殊性，输入电压在较高或轻载的情况下，电路处于闭环状态，控制了母线电压在一定的范围内。
4，在轻载（几十瓦）的负载环境下，如果此时输入电压仍然较高，由于线路闭环，没有续流电感的存在，前级出现震荡，造成母线电压不稳，偏磁造成的推挽单边发热现象轻则影响效率，重则导致线路的不稳定造成炸机。
5，也有的机器的设计是两级相对隔离的供电方法（驱动级的供电），在主变压器上做了一组辅助绕组，这种方法也是一种很好的设计，但缺点也是明显存在的，需要注意。
单片机正弦波逆变器1.引言概述部分的内容可以如下编写：1.1 概述单片机正弦波逆变器是一种通过单片机控制实现将直流电源转换为交流正弦波电源的设备。
正弦波逆变器广泛应用于许多领域，如电力电子、太阳能发电系统、电动车辆等，其主要作用是为交流设备提供稳定可靠的电源。
传统的逆变器通常采用模拟电路实现，但其成本较高、设计复杂且效率相对较低。
而单片机正弦波逆变器则利用了单片机的高度集成、可编程性和精确控制的特点，能够更加灵活、高效地实现电力转换功能。
本文将对单片机正弦波逆变器的原理和设计要点进行详细探讨。
首先，我们将介绍单片机正弦波逆变器的原理，包括PWM调制技术、H桥逆变电路等；然后，我们将重点介绍单片机正弦波逆变器的设计要点，包括电源选择、滤波电路设计、保护电路设计等。
通过本文的学习，读者将能够了解单片机正弦波逆变器的工作原理，并学会如何设计和实现一个高效稳定的单片机正弦波逆变器。
最后，我们将对该技术的发展前景进行展望，指出未来单片机正弦波逆变器在能源转换领域的潜力和应用前景。
接下来，我们将详细介绍单片机正弦波逆变器的原理。
1.2 文章结构文章结构部分的内容可以包括以下内容：文章结构部分主要介绍了整篇文章的组织和框架，以便读者更好地理解文章的内容和脉络。
本文分为引言、正文和结论三个部分。
具体的结构如下：1. 引言部分：该部分主要对文章的背景和重要性进行介绍，并提出文章的目的和意义。
同时，还简要概述了单片机正弦波逆变器的原理和设计要点。
2. 正文部分：该部分是文章的主体部分，包括了单片机正弦波逆变器的原理和设计要点两个篇章。
2.1 单片机正弦波逆变器的原理：该部分详细介绍了单片机正弦波逆变器的基本原理和工作原理。
包括了逆变器的基本概念、正弦波逆变器的特点，以及单片机在正弦波逆变器中的作用。
2.2 单片机正弦波逆变器的设计要点：该部分主要阐述了设计单片机正弦波逆变器时需要注意的关键要点。
包括了电路设计、信号处理和控制策略等方面的内容。
基于STM32的单相正弦波逆变器设计李加升;李稳国;宋歌【摘要】考虑当前光伏发电、风力发电等新能源逆变入网的需要,在比较了现有逆变器的基础上,针对低压小功率的逆变,设计了一种基于STM32的单相正弦波逆变器.该逆变器主要由控制模块、全桥式逆变模块、同步BOOST电路、信号采集与调理模块、信息显示模块、欠压过流保护模块等构成.逆变器采用SPWM正弦脉宽调制,经过IR2104产生两路反相的SPWM波,驱动4个开关管IRF540工作,并利用STM32完成电流/电压采样、调试和液晶显示的数据处理.经实际测式,该逆变器获得了较高的转换效率,较低的输出电压/电流误差.【期刊名称】《湖南城市学院学报（自然科学版）》【年(卷),期】2017(026)003【总页数】4页(P54-57)【关键词】全桥逆变;同步BOOST;SPWM控制【作者】李加升;李稳国;宋歌【作者单位】湖南城市学院信息与电子工程学院,湖南益阳 413000;湖南城市学院信息与电子工程学院,湖南益阳 413000;湖南城市学院信息与电子工程学院,湖南益阳 413000【正文语种】中文【中图分类】TM464在光伏发电、风力发电等新电源被广泛应用的今天，逆变技术的研究被广泛关注，而低压小功率的逆变电源是电子设备必不可少的部分．随着电力电子技术的发展和对电气设备在性能上的要求，以及不同应用领域对电源的技术要求，各行业对逆变电源的要求也在不断提高．在许多的电子设备中，要求逆变电源系统可靠性高、稳定度好、调节特性优良，而且体积小、重量轻[1-2]．而控制信号产生电路是逆变器的核心，其性能优劣将直接影响整个逆变器的好坏．正弦波脉宽调制(SPWM)是逆变电路的核心技术，目前SPWM的产生方法有很多种，最基本的方法就是利用分立元件，采用模拟、数字混合电路产生SPWM[3-4]．文献[5]提出了一种用数、模硬件电路产生SPWM的方法，此方法硬件电路复杂；文献[6]采用SPWM专用芯片SA828系列与微处理器直接连接生成SPWM，此方法生成的SPWM波形参数受专用芯片限制；文献[7]利用FPGA来生成SPWM波，虽然生成的SPWM波质量性能较好，可以灵活改变输出波形参数，但成本也相对较高．本文采用ARM 公司的32位单片机STM32作为主控芯片对单相正弦波逆变器进行了设计．基于STM32的单相正弦波逆变器方框图见图1．系统主要由STM32主控模块、驱动模块、同步BOOST模块、全桥逆变模块、信息采集模块、欠压过流保护模块及键盘显示模块组成，同步BOOST电路和全桥逆变模块组成系统的主电路．系统由单片机产生一路PWM，经驱动模块功率放大后，变为两路反相带死区的PWM，控制同步BUCK中的两个开关管，实现直流电输出升压．全桥逆变电路由单片机产生的2路反相SPWM波，经过驱动模块后生成的4路SPWM波信号控制．SPWM波控制逆变电路4个开关管的通断，将升压后的直流电转换为交流电[8]．系统采用互感采样将交流输出电压电流反馈给单片机进行PID调节，实现稳压功能．将交流电压信号经过过零比较器后得到同频率的方波，再由单片机进行频率采样显示在液晶屏上，并可通过按键设定交流电输出频率，与采样频率比较后，进行PID调节，实现频率可调．通过控制欠压过流保护模块中的继电器通断，可以实现欠压过流保护．控制模块由STM32芯片及外围电路构成的最小系统，主要用于信号的采集和发出控制信号；数据采样模块以ADS1115芯片为核心，电压互感器和电流互感器采集输出端电压电流并通过BOOST输出[9]；由过零比较器为主要核心构成的定时器捕获模块是为了得到交流输出频率和功率因子；同步BOOST电路使用开关管取代BOOST电路的续流二极管，并用两路反相的PWM驱动；全桥逆变模块通过单片机产生SPWM波控制4个开关管构成全桥式滤波电路，可提高效率；LCD12864模块显示电源的相关主要参数；过流欠压保护模块用于增强电路的安全性，通过检测电源的电压电流，从而控制继电器对整个电路进行保护．STM32单片机拥有512 KB的系统内可编程Flash、112个的快速I/O端口、11个定时器、实时时钟RTC、2个12位的us级的A/D转换器（16通道）、SPI串行端口，以及3种可以通过软件选择的省电模式．单片机主要起到电流电压采样、功率因数测量、信息显示以及过流欠压保护的作用，STM32最小系统部分由晶振电路、复位电路、显示电路组成．单片机最小系统需晶振电路来产生时钟频率．STM32电路采用8 MHz的晶振，CPU最高工作频率可达72 MHz．LCD12864带中文字库的12864内部含有国标一级、二级简体中文字库的点阵图形液晶显示模块，其分辨率为128×64，内置8 192个16*16点汉字，和128个16*8点ASCII字符集，利用该模块灵活的接口方式和简单、方便的操作指令，可构成全中文人机交互图形界面．可以显示8×4行16×16点阵的汉字，也可完成图形显示．主电路由同步BOOST电路和全桥逆变电路组成，见图2．系统通过单片机产生PWM波控制BOOST电路升压，将BOOOST输出电压输送到逆变电路，同时利用正弦脉宽调制技术产生SPWM波给逆变电路实现DC-AC．STM32单片机产生1路PWM，经过I2104后变为两路反相带死区的PWM，控制同步BOOST电路中开关管的通断，由电感周期性充放电和后级电容滤波，使电压输出升高．利用电阻取样法将输出电压采集，反馈给单片机与设定值比较得到误差值，再根据误差值进行稳压调节．逆变部分则是由单片机产生两路反相的SPWM波，经过驱动芯片IR2104驱动后变成4路SPWM波分别驱动全桥的4个开关管，通过单片机的定时器功能每隔50 us取正弦波对应的1个占空比值，1个正弦波分为400个点，则逆变后的波形的周期T =50 us*400=20 000 us=20 ms，频率为f =1/T =50 Hz．由此可实现固定输出50 Hz的交流电．为了提高输出电压、电流控制精度，信号采集模块选用16位采样芯片ADS1115进行采样．系统首先通过电压互感器和电流互感器分别将输出电压、电流成比例缩小，再输入AD637将交流输出换算为真有效值后，由ADS1115采样后反馈给单片机．AD采样电路图见图3．欠压过流保护采用继电器控制电路的通断实现保护．单片机将反馈的电压值和电流值与设定值相比较，当电压低于20±0.5 V或高于28±0.5 V、电流超过1.7±0.1A时，单片机的PA.2口发出一个电平，通过对继电器开关的控制来实现对电路的保护，通过软件控制欠压过流保护具有自恢复功能．AD及继电器保护电路图如图4所示．开启总电源，系统进入初始化状态．然后，对输入电流、电压进行采样，若输出电压大于28 V或低于20 V、电流值大于1.7 A，则驱动继电器断开主回路，完成过流保护，5 s后控制继电器使电路正常工作．若电压电流值在正常范围内，则进行稳压调节，并通过液晶显示．本系统的主程序流程图如图5所示．在输入直流电压Us=21.5 ～26.5 V的条件下，使用数字万用表测量交流电压输出，用示波器测量输出电压波形及频率，测量结果见表1．负载采用50 Ω/50 W 可调滑线变阻器，在直流输入电压Us=24 V、负载为5 Ω时，调整输出交流电压为36 V，然后将负载电阻为10 Ω，测量输出电压的变化范围，具体数据参见表3，经计算最大变化范围为0.283 V．负载采用50 Ω/50 W，调整输出电压测出输入输出电压和电流，并计算出效率，具体数据见表3．由表3数据可知，输出效率最低时为83.1%．逆变系统设计时，设计的功能是当检测到当电压低于20±0.5 V或高于28±0.5 V、电流超过1.7±0.1 A时，继电器断开，以实现保护的目的．经实际测试，当电流为1.7±0.05 A时，继电器断开，具备过流保护及自恢复功能．本文设计了一种基于STM32的正弦波逆变器，主要通过BOOST升压，经全桥逆变后，结合SPWM的控制转换为交流电，再进行PID调节，实现稳压功能．结合STM32和LCD12864液晶显示器，实现友好的人机交互界面．利用了过流欠压保护技术，为逆变器提供了有力的安全保障．经组装和测试后，该逆变器能够实现输入直流电压Ui=21.5～26.5 V范围时，输出频率为f0=50±0.5 Hz的交流电压U0=36±0.5 V，输出可调频率20～80 Hz，电能转换效率达83%以上，其他各项指标均达到较为满意的效果．【相关文献】[1]王兆安, 刘进军. 电力电子技术[M]. 5版. 北京: 机械工业出版社, 2013.[2]张凯, 王祥. 基于STM32的新型SPWM逆变电源[J]. 电气自动化, 2012, 34(3): 52-54.[3]吕小涛. 基于DSP的正弦波逆变电源研究[D]. 武汉: 武汉理工大学, 2009.[4]王小龙, 陈畅, 龚敏. 一种新型过流保护电路的设计[J]. 电子与封装, 2010, 87(7): 16-19.[5]罗秦. 基于STM32的DC-AC电源设计与研究[D]. 天津: 天津理工大学, 2015.[6]宗荣芳. 基于protel DXP的电路设计仿真[J]. 电子工程师,2005, 31(1): 41-47.[7]江国栋, 徐丽萍. 基于AD型单片机的中功率升压开关稳压电源设计[J]. 南京工业职业技术学院学报, 2009, 9(2): 12-13.[8]高玉峰, 胡旭杰, 陈涛, 等. 开关电源模块并联均流系统的研究[J]. 电子工程, 2011(02): 210-212.[9]付运旭. 高频全桥逆变电源设计与测试[D]. 济南: 山东大学,2012.。
基于EG8010-SPWM纯正弦波逆变器设计摘要：为满足风力发电系统对纯正弦波逆变器的要求，设计了一种以EG8010-SPWM为核心的逆变器。
主电路采用升压斩波电路和单相全桥逆变电路，降低了噪声，提高了效率。
控制电路采用EG8010-SPWM纯正弦波逆变发生器芯片，简单可靠、易于调试。
实验表明该逆变器输出电源稳定、安全、波形失真小，具有很好的应用前景。
引言普通逆变器一般包括方波逆变器和修正正弦波逆变，它们输出的电能谐波含量大、带负载能力差。
本文介绍一种基于EG8010的户用风力发电系统纯正弦波逆变器的设计。
逆变器的额定功率为300W，额定的输入电压为直流24V，输出为单向标准纯正弦电压220V±5%，频率范围50Hz±0.5%，具有过热、过载保护和输出过压保护。
系统整体方案设计户用风力发电系统纯正弦波逆变器主要由DC/DC转换电路、DC/AC逆变电路、输出电路、控制电路、驱动电路、辅助电源等构成，同时系统中还要对输出的电流和系统的温度进行反馈，监控过压、过流、欠压和过温情况，系统结构框图如图1所示。
工作原理叙述下：24V的直流电源通过DC/DC转换电路调制成所需要的高频直流电压和电流，为后面的逆变提供足够的功率。
利用EG8010-SPWM纯正弦波逆变器控制芯片电路产生的SPWM信号通过驱动电路控制功率器件的导通和关断，配合逆变电路，完成逆变过程，将直流电转化为220V/50Hz纯正弦波交流电。
保护电路实现过压欠压保护、过流和短路保护、过温保护和过载保护等。
辅助电源是将逆变器的输入电压变换成控制电路和驱动电路工作的。
10kw高频正弦波逆变器设计设计 10 kW 高频正弦波逆变器的要求和步骤如下：1. 电路拓扑选择：常见的高频逆变器电路拓扑有全桥、半桥和谐振等。
根据应用需求和成本因素，选择合适的电路拓扑。
2. 控制策略：设计逆变器的控制策略，包括输出电压控制、频率控制和保护控制等。
常见的控制方法有SPWM、SVPWM 和电流控制等。
3. 电源电路：设计逆变器的电源电路，包括输入滤波电路和直流电源电路。
输入滤波电路用于抑制输入电源的谐波和噪声，直流电源电路用于提供逆变器的工作电源。
4. 开关器件选型：根据逆变器的功率和工作频率选择合适的开关器件，如功率 MOSFET 或 IGBT。
考虑器件的导通和关断损耗、开关速度等因素。
5. 控制电路设计：设计逆变器的控制电路，包括信号调整、比较和驱动电路等。
确保控制电路能够准确控制开关器件的开关和关断。
6. 输出滤波电路：逆变器的输出通常需要通过滤波电路进行滤波，以去除输出的高频噪声和谐波。
根据应用需求选择合适的输出滤波电路。
7. 保护电路设计：对逆变器进行多种保护设计，如过流保护、过压保护、过温保护等。
保护电路可以保证逆变器在异常情况下的安全可靠运行。
8. 热管理：高功率逆变器在工作过程中会产生大量的热量，需要设计合适的散热器和风扇等热管理措施，以保证逆变器的稳定工作温度范围。
9. PCB 设计：根据逆变器电路的特点和布局要求，进行 PCB 的设计，确保电路连接可靠、布局合理、电磁兼容性良好。
10. 实验验证和优化：制作原型逆变器进行实验验证，测试逆变器的性能指标，如输出功率、效率、输出波形等，并根据实验结果进行逆变器的优化和改进。
以上是设计 10 kW 高频正弦波逆变器的基本步骤，具体每个步骤的细节和算法等需要根据具体的要求和应用进行进一步的研究和设计。
【DIY第二期】新做的3000W纯正弦波逆变器-已公布全部资料-步步解析原理【DIY第二期】新做的3000W纯正弦波逆变器，已公布全部资料，步步解析原理【DIY第二期】新做的3000W纯正弦波逆变器，已公布全部资料，步步解析原理前些时间做了几台了，朋友都拿去用了，说还不错，今天上图大家看一下标称功率3000W持续功率；2800W峰值功率6000W 2S；300次开机短路，200次短路开机过载保护3200W 3S短路立即保护，电池过压/欠压保护齐全！！！！前级16管MOS，后级四个50N50整机半成品重4KG看到贴子有这么长了，作为逆变器余业玩家的我甚是感到高兴，时到五一了，也有了点时间打打字了，刚好也马上到了本其DIY结束的时间了，为了方便大家学习和交流，我在这里浅要的说下此款逆变器的设计过程和原理图的局部浅析，小弟专业不精，有说不对的地方请各位高手前辈拍砖！进入正题。
一、此款逆变器的基本情况（架构，组成）总括的说，这是一款24V逆变器，这款逆变器由三个部分组成，1、前级驱动板；2、后级驱动板；3、功率主板。
1、前级驱动板上主要是由三个小部分组成，一个辅助电源部分，一个部分是PWM驱动，第三个部分是保护部分；2、后级驱动板主要由三个部分组成，一个是SPWM 信号的产生（单片机完成）部分，一个是硬件RC死区时间设置部分；再一个就是IR2110的驱动部分。
3、功率主板主要由四个部分组成，一个是前级升压及整流滤波，第二个是后级H全桥正弦变换部分，第三个是稳压反馈部分；第四个是LC滤波部分二、电路结构及原理分析1、前级驱动板A、辅助电源电路的功能就是将功24V的电池电压降到13-15V左右然后再经过LM7812稳成12V后供给整机电路的控制部分供电，先上图：在这个电路中，BT 输入电压范围可以达到15-36V,而输出稳定在12V.Q1也可以用P 型的MOS 管，适当的选取不同型号的P管可以将电压做到60V左右。
300w正弦波逆变器毕业设计毕业设计是大学生在校期间最后一个重要的学习任务，学生需要通过毕业设计来检验自己所学专业知识的掌握情况，并展示自己的综合能力。
在电气工程专业中，一些学生选择设计一个正弦波逆变器作为毕业设计是比较有挑战性的。
正弦波逆变器是一种电子电路设备，它能够将直流电源转换成交流电源，其输出的交流电压和频率可以很好地模拟正弦波形。
毕业设计的主题是“300w正弦波逆变器”，这是一个挑战性的课题，需要综合运用电路理论、电子器件、控制系统等多方面的知识。
我们来看一下300w正弦波逆变器的设计要求和参数，然后再探讨一下具体的设计方案和实现过程。
设计要求：1. 输出功率：300w；2. 输出电压：220V交流；3. 输出波形：正弦波；4. 效率要求：尽量高；5. 控制方式：PWM控制。
300w正弦波逆变器的设计需要考虑的内容非常多，比如电源电路、控制电路、输出滤波等。
我们需要设计一个合适的电源电路，将输入的直流电源转换成高频交流电源，然后再通过变压器降压变频，最终输出所需的220V交流电压。
在这个过程中，需要考虑电路的损耗问题，以及如何提高整个系统的效率。
我们需要设计一个PWM控制电路，用来精确控制逆变器的输出电压和频率，以确保输出的交流电压是符合要求的正弦波。
为了减小谐波等干扰，还需要设计一个合适的输出滤波电路，让输出的交流电压更加纯净稳定。
在300w正弦波逆变器的毕业设计中，学生不仅需要理论知识的扎实运用，还需要动手实际搭建电路，并进行调试。
在这个过程中，可能会碰到各种各样的问题，需要学生具备一定的动手能力和问题解决能力。
总结来说，300w正弦波逆变器的毕业设计是一个综合性的项目，需要学生充分发挥自己的创造力和动手能力。
通过这样的设计，学生不仅可以加深对电力电子领域知识的理解，还能锻炼自己的实际动手能力和解决问题的能力。
希望学生可以在毕业设计中取得成功，为自己的未来工作打下坚实的基础。
电气工程专业的学生通常需要在毕业设计中展现他们所学专业知识的掌握情况，并展示自己的综合能力。
1KW纯正弦波逆变电源原理图和PCB图设计这个机器，BT是12V,也可以是24V，12V时我的目标是800W，力争1000W，整体结构是学习了钟工的3000W机器，也是下面一个大散热板，上面是一块和散热板一样大小的功率主板，长228MM，宽140MM。
升压部分的4个功率管，H桥的4个功率管及4个TO220封装的快速二极管直接拧在散热板;DC-DC升压电路的驱动板和SPWM的驱动板直插在功率主板上。
因为电流较大，所以用了三对6平方的软线直接焊在功率板上：吸取了以前的教训：以前因为PCB设计得不好，打了很多样，花了很多冤枉钱，常常是PCB打样回来了，装了一片就发现了问题，其它的板子就这样废弃了。
所以这次画PCB时，我充分考虑到板子的灵活性，尽可能一板多用，这样可以省下不少钱，哈哈。
如上图：在板子上预留了一个储能电感的位置，一般情况用准开环，不装储能电感，就直接搭通，如果要用闭环稳压，就可以在这个位置装一个EC35的电感。
上图红色的东西，是一个0.6W的取样变压器，如果用差分取样，这个位置可以装二个200K的降压电阻，取样变压器的左边，一个小变压器样子的是预留的电流互感器的位置，这次因为不用电流反馈，所以没有装互感器，PCB下面直接搭通。
上面是SPWM驱动板的接口，4个圆孔下面是装H桥的4个大功率管，那个白色的东西是0.1R电流取样电阻。
二个直径40的铁硅铝磁绕的滤波电感，是用1.18的线每个绕90圈，电感量约1MH，磁环初始导磁率为90。
上图是DC-DC升压电路的驱动板，用的是KA3525。
这次共装了二板这样的板，一块频率是27K，用于普通变压器驱动，还有一块是16K，想试试非晶磁环做变压器效果。
这是SPWM驱动板的PCB，本方案用的是张工提供的单片机SPWM芯片TDS2285，输出部分还是用250光藕进行驱动，因为这样比较可靠。
也是为了可靠起见，这次二个上管没有用自举供电，而是老老实实地用了三组隔离电源对光藕进行供电。
单相正弦波逆变电源设计原理+电路+程序目录1.系统设计 (4)1.1设计要求 (4)1.2总体设计方案 (4)1.2.1设计思路 (4)1.2.2方案论证与比较 (5)1.2.3系统组成 (8)2.主要单元硬件电路设计 (9)2.1DC-DC变换器控制电路的设计 (9)2.2DC-AC电路的设计 (10)2.3 SPWM波的实现 (10)2.4 真有效值转换电路的设计 (11)2.5 保护电路的设计 (12)2.5.1 过流保护电路的设计 (12)2.5.2 空载保护电路的设计 (13)2.5.3 浪涌短路保护电路的设计 (14)2.5.4 电流检测电路的设计 (15)2.6 死区时间控制电路的设计 (15)2.7 辅助电源一的设计 (15)2.8 辅助电源二的设计 (15)2.9 高频变压器的绕制 (17)2.10 低通滤波器的设计 (18)3.软件设计 (18)3.1 AD转换电路的设计 (18)3.2液晶显示电路的设计 (19)4.系统测试 (20)14.1测试使用的仪器 (20)4.2指标测试和测试结果 (21)4.3结果分析 (24)5.结论 (25)参考文献 (25)附录1 使用说明 (25)附录2 主要元器件清单 (25)附录3 电路原理图及印制板图 (28)附录4 程序清单 (39)21.系统设计1.1设计要求制作车载通信设备用单相正弦波逆变电源，输入单路12V直流，输出220V/50Hz。
满载时输出功率大于100W，效率不小于80%，具备过流保护和负载短路保护等功能。
1.2总体设计方案1.2.1设计思路题目要求设计一个车载通信设备用单相正弦波逆变电源，输出电压波形为正弦波。
设计中主电路采用电气隔离、DC-DC-AC的技术，控制部分采用SPWM（正弦脉宽调制）技术，利用对逆变原件电力MOSFET的驱动脉冲控制，使输出获得交流正弦波的稳压电源。
1.2.2方案论证与比较⑴ DC-DC变换器的方案论证与选择方案一：推挽式DC-DC变换器。
正弦波逆变器逆变主电路介绍主电路及其仿真波形图1主电路的仿真原理图图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。
上部分为输出电压波形，下面为电感电流波形。
图1.1输出电压和输出电感电流的波形图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号，从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号，从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。
图1.2 开关管波形从图1.3的放大的图形可以看出，四个开关管工作在正半周期，S1和S3工作在互补的调制状态，S4工作在常导通状态，S2截止；在负半周期，S2和S4工作在互补的调制状态，S3工作在常导通状态，S1截止。
图1.3放大的开关管波形图1.4为主电路工作模态的仿真波形，图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形，S1的驱动波形。
从图中可以看出在S1关断的瞬间，辅助电容的电压开始上升，完成充电过程，同时S3上的辅助电容完成放电过程，S3开通。
图1.4工作模态仿真波形图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图，图中从上到下分别为电感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。
从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间，电感电流为一恒值，S3开通后，电感电流不断下降到S3关断时的最小值，然后到S1开通之前仍然为一恒值，直到S1开通，重复以上过程。
根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。
图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形2 滤波环节参数设计与仿真分析2.1 输出滤波电感和电容的选取对逆变电源而言，由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高，为获得良好的正弦波形，必须设计良好的LC 滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。
滤波电容C f 是滤除高次谐波，保证输出电压的THD 满足要求。
C f 越大，则THD小，但是C f 不断的增大，意味着无功电流也随之增加，从而增加了逆变电源的电容容量，同时会导致逆变电源系统体积重量增加，同时电容太大，充放电时间也延长，对输出波形也会产生一定的影响。
逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端，所以L 的大小关系到输出波形的质量。
要保证输出的谐波含量较低，滤波电感的感值不能太小。
增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波，但是电感量的增加带来体积重量的加大。
不仅如此，滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。
滤波电感越大，电感电流变化越慢，动态时间越长，波形畸变越严重。
而减小滤波电感，可以改善电路的动态性能，则使得输出电流的开关纹波加大，必然增大磁滞损耗，波形也会变差。
综合以上的分析，在LC 滤波器的参数设计时应综合考虑。
本文设计的LC 滤波器如图 3.12中所示，电感的电抗2L X L fL ωπ==,L X 随频率的升高而增大。
电容的电抗为112C X C fC ωπ==，C X 随频率的升高而减小。
1L Cωω=所对应的频率为谐振频率c f，即1cf =。
设逆变器输出电压的基波频率为0f ，开关频率为s f ，则有0f cf s f 。
由于0f c f ，故001L Cωω，电感对基波信号的阻抗小，电容对基波分流信号很小，即基波器允许基波信号通过。
由于c f s f ，故1s s L Cωω，电感对开关频率分量阻抗很大，电容对开关频率分量分流很大，即滤波器不允许开关频率分量通过，更不允许它的高次谐波分量通过。
则该滤波器可以满足滤波要求。
由于采用了高频开关技术，输出正弦波的谐波分量主要集中在开关电源附近，因此谐振频率可以选得较高。
设1ρ=，而谐振频率c f =，则可得L 、C 的计算公式：2cL f ρπ=，12c C f πρ=（式1-1） 本文的逆变电源功率为输出电压为235V ，开关频率为15KHZ ，额定负载为56Ω。
ρ一般取额定负载L R 的0.4~0.8倍，而f c 一般取开关频率的0.04~0.1倍，本设计取0.08cs f f =，0.6L R ρ=,则由式（1-1）可计算出： 33.6 4.4622 3.141200f C L mH f ρπ==≈⨯⨯（式1-2） 11 3.94922 3.14120033.6f C C F f μπρ==≈⨯⨯⨯（式1-3） 2.2输出滤波电感的设计本文f L 为4.46mH 。
滤波电容电流的有效值为：6002 3.14100 3.949102350.583cf f I C U A ω-==⨯⨯⨯⨯⨯≈ （式2-1） 110%负载时，负载的电流有效值为max max 1000110% 4.681235o o O P I A U ⨯==≈（式2-2）容性负载时电感电流最大，因此电感电流的有效值为：5.08Lf I A =≈（式2-3）其中，1cos 0.75L ϕ-=。
考虑到滤波电感电流的脉动量，滤波电感的电流峰值为：max (1 1.1 5.087.90Lf Lf I A=+=⨯⨯≈（式2-4） 电感选用MnZn - 2R KBD 型铁氧体材料铁心6249PM ⨯,其磁路截面积24.9()C S cm =，窗口面积23.26()Q cm =, 3500m B GS =，滤波电感的匝数为：3max444.46107.90205.44350010 4.910f Lf m C L I N B S ---⨯⨯==≈⨯⨯⨯（式2-5） 取N=206匝，气隙：200.40.58558C f N S L cm δπ==。
按滤波电感电流有效值 5.08LfI A =。
选取导线，取23j A mm =，导线的截面积为2623Lf I j mm ==，导线选用0.12cm ⨯的铜皮。
窗口利用系数0.1202060.120 1.26326K N Q u ⨯⨯=⨯⨯==，可以成功绕制。
2.3滤波环节仿真分析为了验证滤波环节的参数设计，根据主电路拓扑结构，对电容和电感值进行了仿真分析。
图2.1（a ）的参数为： 4.46f L mH =， 3.949f C F μ=，可以明显看出输出电压的波形优于其他两个输出波形；图 2.1（b ）为0.446f L mH =的输出电压波形，从图中可以看出，由于电感的值变小，输出电压的谐波含量变大；图2.1（c ）为12f C F μ=，的输出电压波形，由于电容的过大，反而使输出电压的纹波加大。
（a ）标准输出电压波形(b)L=0.446mH,输出电压波形(b)C=10µF,输出电压波形图2.1 滤波环节参数仿真分析3: 逆变数字控制系统硬件设计数字信号处理器（Digital Signal Processor, DSP ）是针对数字信号处理的需求而设计的一种可编程的单片机，也称DSP 芯片，是现代电子技术、计算机技术和信号处理技术相结合的产物。
DSP 在20世纪70年代有了飞速的发展，到20世纪80年代，数字信号处理已应用到各个工程技术领域，不管在军用还是在民用系统中都发挥了积极的作用。
工作中常见的应用有传真机、调制解调器、磁盘驱动器和电机控制等。
而数码相机、MP3和手机等都是日常生活中DSP 的典型应用。
3.1 HPWM调制方式下ZVS的实现逆变电源越来越趋向高频化设计，传统的硬开关所固有的缺陷变得不可容忍：开关元件开通和关断损耗大;容性开通问题;二极管反向恢复问题;感性关断问题;硬开关电路的EMI问题。
因此，有必要寻求较好的解决方案尽量减少或消除硬开关带来的各种问题。
软开关技术是克服以上缺陷的有效办法。
最理想的软开通过程是：电压先下降到零后，电流再缓慢上升到通态值，开通损耗近零。
因功率管开通前电压已下降到零，其结电容上的电压即为零，故解决了容性开通问题，同时也意味着二极管已经截止，其反向恢复过程结束，因此二极管的反向恢复问题亦不复存在。
最理想的软关断过程为：电流先下降到零，电压再缓慢上升到断态值，所以关断损耗近似为零。
由于功率管关断前电流已下降到零，即线路电感中电流亦为零，所以感性关断问题得以解决。
基于此，本文采用了全桥逆变桥HPWM控制方式实现ZVS软开关技术，其设计思路是在尽量不改变硬开关拓扑结构的前提下即尽量不增加或少增加辅助元件的前提下，有效利用现有的电路元件及功率管的寄生参数，为逆变桥主功率管创造ZVS软开关条件，最大限度的实现ZVS。
从而达到减少电路损耗，降低EMI，提高可靠性的目的。
HPWM软开关方式在整个输出电压的一个周期内共有12种开关状态，基于正负半周两个桥臂工作的对称性，以输出电压正半周为例，分析其一个开关周期工作模态。
如图2.2为输出电压正半周的一个开关周期内的电路的主要波形，此时S4工作在常通状态，S2处于关断状态，S1和S3处于互补调制状态。
由于载波的频率远大于输出电压基波频率，在一个开关周期Ts 内近似认为输出电压U保持不变，电感电流的相邻开关周期的瞬时极值不变。
Uge1Uc1Uc3Uge3I 1i L -I 0t 0t 1t 6t 5t 4t 3t 2i ds1i ds3图2.2 ZVS 主要工作波形1、模式A ，从t 0和t 1时刻,对应的电路等效工作模式如图2.3。
图2.3模式A 电路等效工作模式图S1和S4导通，电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加，直到t 1时刻S1关断为止。
电感电流：0()d L fU U i t t L -= （式3-1） 2、模式B,从t 1和t 2时刻，对应的电路等效工作模式如图2.4。
图2.4模式B 电路等效工作模式图 在t 1时刻，S1关断，电感电流从S1中转移到C1和C3支路，给C1充电，同时给C3放电。
由于C1、C3的存在，S1为零电压关断。
在此很短的时间内，可以认为电感电流近似不变，为恒流源，则C1两端电压线性上升，C3两端电压线性下降。
到t 2时刻，C3电压下降到零，S3的体二极管D3自然导通，电路模式B 结束。
11()L I i t =（式3-2）11()2C effI U t t C =（式3-3） 13()2C d effI U t U t C =-（式3-4） 3、模式C,从t 2和t 3时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.6。
图3.6模式C 电路等效工作模式图 D3导通后，开通S3，所以S3为零电压开通。
电流由D3向S3转移，此时S 3工作于同步整流状态，电流基本上由S3流过，电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t3时刻，减小到零。
此期间要保证S3实现ZVS ，则S1关断和S3开通之间需要死区时间1dead t ，并且满足以下要求：112eff ddead C U t I >（式3-5）01()L fU i t I t L =-（式3-6） 4、模式D,从t 3和t 4时刻, 对应的电路等效工作模式如图3.7。
图3.7模式D 电路等效工作模式图在此模式加在滤波电感L f 上的电压为-U 0，则电感电流开始由零向负向增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也相应由零正向增加，到t4时刻S3关断，结束D 模式。
