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uc3844开关电源电路图解
UC3844是一种高性能的单端输出的电流控制型脉宽调制器芯片由美国Unitrode公司生产。
控制脉宽调制开关电源的总电压相比，开关电源组成的集成电路，具有外围电路简单等优点，电压调整率好，良好的频率响应特性，稳定幅度大等等。
具有过电流限制，过电压保护和欠压锁定。
UC3844是一种单端输出电流型控制器，共内部框图如图3所示。
1脚为补偿端子，外接RC网络可补偿识差放大器的频率响应。
2脚是电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与2.5V的基准电压进行比较，产生谈差电压。
3脚为电流检测输入脚，外接过流检测电阻，可构成过流保护电路，当3脚电乐等丁或高T 1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM锁存器，从而关闭输出脉冲。
4脚外接定时电阻和电容，用以确定振荡器的I.。
uc3844开关电源电路图UC3844开关电路设计图 介绍一种采用UC3844集成芯片实现的多路输出单端反激式IGBT驱动电源。
根据设计要求给出了该电路的具体设计步骤及电路参数。
实验结果表明，该电源的可靠性高，稳定性好，输出纹波小，能够适应电网电压10% 和负载20% 的波动。
近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。
单端反激式变换电路由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅助电源或功率开关的驱动电源。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。
为此，应用电流控制型芯片（峰值电流控制）UC3844设计了一种大功率高频开关电源功率开关（例如IGBT）驱动电源，其主要技术指标为：5路输出（各路均为20V/0.5A）；输出电压纹波《±0.5% ；工作频率为40kHz；输入交流电压范围（1±10%）220V。
图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。
为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。
为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。
变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。
uc3844开关电源电路图汇总（反激式变换电路/高频变压器/电流反馈电路）uc3844应用电路图（一）主电路图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。
为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。
为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD缓冲电路。
UC3844外围电路设计UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器（用来精确地控制占空比调节）、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET 的大电流推挽输出电路等构成。
UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为10uF。
开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。
原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
脚4接振荡电路，产生所需频率的锯齿波，工作频率为=1.8/CTRT，振荡电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。
脚8是其内部基准电压（5V），给光耦副边的三极管提供偏压。
脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个15kΩ的电阻构成比例调节器，这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。
脚6是输出端，经一个限流电阻（22Ω/0.25w）限流后驱动功率MOSFET（IRF840（＄0.6202）），为保护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
基于UC3844的多通道输出开关电源的设计刘俊;孙胜麟;李世军【摘要】设计了一种新型的基于UC3844芯片的多通道输出开关电源.详细给出了反馈电路、启动电路、漏感消除电路和变压器的设计过程.实验结果表明,该电源具有良好的性能,如电压稳定性好,输出电压纹波小,负载调整率高等.因此可用于电机控制,并具有较高的实用价值.【期刊名称】《湖南工程学院学报（自然科学版）》【年(卷),期】2013(023)003【总页数】4页(P9-11,27)【关键词】UC3844;电流型PWM;反激式开关电源【作者】刘俊;孙胜麟;李世军【作者单位】湖南工程学院电气信息学院,湘潭411101;湖南工程学院电气信息学院,湘潭411101;湖南工程学院电气信息学院,湘潭411101【正文语种】中文【中图分类】TN4920 引言随着电力电子技术的不断发展，开关电源也进入了一个快速发展的阶段，具体的发展趋势可以概括为以下几个方面：①高频化；②数字化；③模块化；④软开关技术；⑤非隔离DC－DC技术；⑥有源功率因数校正技术.在建设资源节约型和环境友好型社会的背景下，开关电源因为具有安全环保、高效节能和短小轻薄等优点，已经成为本学科一个主要的研究重点.本文设计了一种新型的反激式开关电源，该电源具有多个输出端，能同时提供24V／1A、12V／0.2A、±15V／0.5A、5V／2A等多个电压输出.实验结果表明，该电源具有良好的性能.因此，该开关电源的工程应用前景良好，实用价值也较高.同时，本设计也为其它开关电源的开发提供了一定的借鉴和参考作用.1 电流型PWM控制系统分析控制系统框图如图1所示.该系统采用电流电压双闭环串级控制结构，内环是电流环，外环是电压环，控制原理是：给定的电压Ug与从输出反馈回的电压Ur进行比较，得到的电压误差经电压调节器输出作为另一个给定的电压信号Ue，该信号与经电阻采样反映电流变化的信号Us进行比较，输出一个占空比可调节的PWM 脉冲信号，从而使得输出的电压信号V0保持恒定［1］.图1 控制系统框图2 UC3844芯片简介UC3844是电流型PWM控制芯片，内部结构和引脚如图2所示.脚1为误差放大器补偿端，脚2接电压反馈信号，脚3接电流检测信号，脚4外接时间电阻RT及CT用来设置振荡器的频率，脚5为接地端，脚6为推挽输出端，可提供大电流图腾柱输出，脚7接芯片工作电压，脚8提供5V的基准电压［2］.UC3844芯片工作原理：误差放大器将反馈电压与基准电压之差放大后作为阈值电压，再与反馈电流采样电压一起送至电流检测比较器.当采样电压大于阈值电压时，比较器输出一个高电平来触发RS触发器.当或非门输出低电平时，功率管关闭.此状态一直要保持到振荡器的输出脉冲再次送到或非门和触发器，持续时间是由振荡器输出脉冲的宽度决定.振荡器控制了脉冲信号的上升沿，输出电压与功率开关管电流联合控制了脉冲信号的下降沿.反转触发器限制PWM的占空比调节范围为0～50%.图2 UC3844内部结构框图和引脚图3 反激式开关电源参数设计图3为设计的反激式开关电源原理图.输入的220V交流经过整流、滤波后提供给主电路.图中12 V／0.2A、24V／1A、±15V／0.5A 输出端为UC3844芯片、继电器和其它模拟电路供电，5V／2 A输出端组除了为电机控制用的数字板供电外，还有稳压作用.图3 由UC3844构成的开关电源原理图3.1 电压反馈电路PWM控制系统中，电压环的作用是在输入电压或负载扰动的情况下，保持输出稳定.如图3所示，开关电源5V／2A输出端电压通过元件TL431和H11A1反馈到了UC3844芯片的2引脚上.正常工作时，流入TL431的电流为0，①脚的输出电压为2.5V，H11A1上的电压为1.2V，电流由公式（1）、（2）、（3）：由公式（4）可知，在R7、R8、R9 阻值确定的情况下，当5V／2A输出端电压大于5V时，电流ID会增加，R11上（即芯片2引脚上）的电压也相应的增加，引起误差放大器输出电压降低，占空比减小，峰值电流也随之减小，从而达到降低输出电压的目的.当5 V／2A输出端电压小于5V时，情况正好相反.3.2 UC3844芯片的启动和开关脉冲的生成UC3844启动电压为16V，R3是启动电阻.芯片正常工作时，由D5、D6、D7、C26、C23、C24等元件构成的电路提供电压.开关脉冲由R12、C33等元件构成的电路产生.8引脚的5V基准电压经R12给C33充电，C33在充放电过程中产生自激振荡，频率3.3 电流的检测与限制正常工作时，误差放大器决定了采样电阻R17上的峰值电压.流经R17上的检测电流，式中，Ue是误差放大器的输出电压.芯片的电流比较器反向端箝位电压为1V，最大限制电流为当开关管导通时，R17上的电压会增加，并通过R13反馈到芯片3引脚上.由电流比较器进行比较，当超过一定值时，开关管就会截止.同时，开关管导通时会产生尖峰电流.为此专门设计了由R13、C32等元件组成的滤波器来抑制.3.4 漏感消除电路（1）RCD吸收回路为了消除漏感，本文设计了由R18、C36、D15等元件构成的无源箝位电路.该电路简单方便，抑制漏感效果良好.开关管断开时，漏感被转移至C36、R18上.开关管导通时，C36没有放电到零.在开关管漏源电压上升时间内，电容将不起作用，这有利于反激过冲.（2）开关管保护电路保护电路由R16、D14、C35等元件构成，其中续流二极管D14选择肖特基二极管.开关管的漏源间电压波形如图4所示.漏极电压在Toff（开关管关断时间）内上升到2Vi（变压器原边输入电压），电流也由IP／2（设一半的电流流过C35）减到0.因此有在开关管关断时，为了使C35上电压为0.在Ton这段时间内，C35应对R16放电到总电荷的5%以内，所以有：图4 开关管漏源间电压波形图3.5 变压器参数设计（1）磁心的选择磁心有效截面积可由公式计算出，式中pt约为变压器直流功率P0的85%.将参数值带入计算得Ae≈1.2cm2.选用EI40型磁心.（2）输入和5V输出端组匝数比匝数比式中α取35%，Up1取300V，Up2取6.1V，计算出n≈26.（3）初级电感变压器临界电感，式中T是UC3844芯片的工作周期.正常情况下，变压器初级电感Lp1≥Lmin.（4）气隙长度磁芯气隙长度，式中ΔBm（5）初次级绕组匝数初级绕组匝数，算出 N1为109匝.5V绕组匝数算出4匝，每匝电压其它绕组匝数可由Ni＝（6）绕组线径绕组导线直径式中，Ii是绕组上的有效电流.在设计过程中，还应考虑趋肤效应的影响.初级绕组上，次级绕组上Ii分别为1A／24V、0.5A／±15V、0.2A／12V、2A／5V.4 实验结果对设计的开关电源进行测试，并得出了测试数据和实验波形.表1和表2分别是该开关电源空载和带负载时的测试数据，其中5V输出端带负载3Ω，±15V输出端带负载30Ω，24V输出端带负载15Ω.图5是该开关电源5V输出端的电压波形，测得峰值电压约为30mV.实验表明该开关电源具有良好的稳压效果，其输出电压纹波小，负载调整率高.表1 实测数据1（空载）输出要求（V）实测数据（V）调整率5 5.03 0.6%12 12.03 0.25%15 15.03 0.2%－15 －15.02 0.14%24 24.05 0.21%表2 实测数据2（带负载）输出要求（V）实测数据（V）调整率5 4.98 0.4%12 12.01 0.08%15 14.98 0.13%－15 －14.99 0.07%24 23.96 0.17%图5 5V输出纹波图参考文献【相关文献】［1］刘俊，楚君，等.基于UC3842的多输出开关电源设计［J］.微计算机信息，2009，13：189－191.［2］刘俊，楚君，等.一种双环控制多输出电源的设计与应用［J］.微计算机信息，2008（7）：127－129.［3］何希才.新型开关电源设计与应用［M］.北京：科学出版社，2001.。
基于UC3844的反激开关电源设计引言随着现代科技的飞速发展，开关电源正朝着小、轻、薄的方向发展。
反激变换器因具有电路拓扑简单、输入电压范围宽、输入输出电气隔离、体积重量小、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点，被广泛应用于实际变换器设计中。
以前大多数开关电源采用离线式结构，一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样，该反馈方式电路简单，但由于反馈不是直接从输出电压取样，没有与输入隔离，抗干扰能力也差，下面的设计采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦构成反馈回路，达到了更好的稳压效果。
1 UC3844芯片的介绍UC3844是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。
其内部电路结构如图1所示。
该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2.0％的基准电压为5.00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。
内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式（1）所列，即其内部带锁定的PWM（Pulse Width Modulation），可以实现逐个脉冲的电流限制；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。
2 电源的设计及稳压工作原理单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中。
图2中MOSFET功率开关管的源极所接的R12是电流取样电阻，变压器原边电感电流流经该电阻产生的电压经滤波后送入UC3844的脚3，构成电流控制闭环。
作者简介：车保川（1985—），女，山西长治人，江苏城市职业学院讲师。
2012年12月第6期（总第95期）济南职业学院学报Journal of Jinan Vocational College Dec．2012No．6（Serial No．95）基于UC3844多路输出开关电源的设计车保川（江苏城市职业学院，江苏常州213001）摘要：阐述了一种采用UC3844集成芯片实现的单端反激式开关电源。
通过阐述主电路以及控制电路的工作原理，提供了完整的多路输出开关电源设计方案。
经测试表明按此方法设计的开关稳压电源可输出5V ，12V ，+15V ，－15V ，24V ，该电路实现简单，效率高，可靠性高。
关键词：UC3844；单端反激电路；多路输出；开关电源中图分类号：TN86文献标识码：B文章编号：1673－4270（2012）06－0088－031引言在工业电子设备中，通常会用到多种电位的电源，所以研制多路输出开关电源是非常有实际意义的。
多路输出开关电源可以减小电源的体积，减轻重量，节省成本，具有较强的实用价值。
本设计在参考各种开关电源的基础上，采用单端反激作为电源的主电路，控制芯片采用电流型控制芯片UC3844，开关管选择频率较高的IGBT ，为节省变压器体积，频率定位100KHz 。
为使其适用于多种场合，采用多个绕组的脉冲变压器以输出多种常用的输出电压，以输出功率定为50W ，可满足大多控制电路需要。
2主电路设计本设计主电路的选取单端反激电路，单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。
单端反激电路如图1所示。
图1单端反激电路其工作原理是：起始时开关K 合上，电源给变压器供能，并以磁能的形式储存于变压器中。
N1的极性为上正下负，N2的为上负下正，二极管截止，次边无电流。
然后开关K 断开，由于次边无电流输出，在N1自感作用下，N1下端电压超出电源，电感内储蓄了较高的磁能，此时N1极性变为下正上负，由于互感的作用N2的极性变为上正下负，二极管导通，变压器的磁能由N2线圈释放出来，N1线圈的下端电压开始回落。
基于UC3844的多路输出电源设计详解1. 引言现代电子设备的发展越来越依赖于电源技术，尤其是高效、低噪音、小体积、高可靠的电源技术，这是实现很多高性能电子设备的重要因素，同时也促进了电力电子技术的飞速发展。
UC3844是一种高性能、低成本、多功能的控制IC，被广泛应用于开关电源设计中。
在本文中，我们将讲解如何基于UC3844设计多路输出电源。
2. UC3844概述UC3844是一种高性能的PWM控制器，它能够实现高效率、高精度的电源控制，并具有多种保护功能。
UC3844具有以下特点：•工作频率可调•内部参考电压可调•可以实现电源快速启动•具有过流保护、过压保护、欠压保护等多种保护功能3. 多路输出电源设计多路输出电源是指在同一电源下提供多个输出电压。
在某些电子系统中，需要多个不同电压的电源供电，例如FPGA/CPLD、模拟电路、显示器和各种传感器等。
一个多路输出电源可以集成多个不同的电源，同时降低成本和体积。
3.1 多路输出电源原理图我们采用基于UC3844的多路输出电源电路设计，如下所示：+Vcc R1| |----- || | || | |C1 --- -----| | | || | | |----- C5 | || | | || | | |C2 --- | Q3 || | | || | | |----- C6 | || | | || | | |C3 --- | Q4 || | | || | | |----- C7 | || | | || | | |C4 --- | Q5 | +Vout5| | | | || | | | |----- ------- || | | | || | | | |C8 --- | Q6 | || | | | || | | | |----- ------- -| | | || | | |----- C10 | Q2 | +Vout2| | | | || | | | |C9 --- | / || | | / || | | / |----- |/ || | |\\ || | |\\ |C11 --- | \\ Q1 || | | \\ | +Vout1 | | | \\ | |----- | Q7 | || | |--------- ------------|Gnd上面的电路表示了一个基于UC3844的多路输出电源设计，其中包含七个输出电压。
要：介绍一种采用UC3844集成芯片实现的多路输出单端反激式IGBT驱动电源。
根据设计要求给出了该电路的具体设计步骤及电路参数。
实验结果表明，该电源的可靠性高，稳定性好，输出纹波小，能够适应电网电压10% 和负载20% 的波动。
近年来，随着电力电子技术的发展，各个应用领域对电源的体积、重量、效率等方面提出了越来越高的要求。
单端反激式变换电路由于具有体积小、重量轻、效率高、线路简洁、可靠性高以及具有较强的自动均衡各路输出负载的能力等优点，非常适合用于设计大功率高频开关电源的辅助电源或功率开关的驱动电源。
开关电源的控制电路可以分为电压控制型和电流控制型，前者是一个单闭环电压控制系统，在其控制过程中，电源电路中的电感电流未参与控制，是独立变量，开关变换器为二阶系统，而二阶系统是一个有条件的稳定系统；后者是一个电压、电流双闭环控制系统，电感电流不再是一个独立变量，从而使开关变换器成为一个一阶无条件的稳定系统，因而很容易不受约束地得到大的开环增益和完善的小信号、大信号特性。
为此，应用电流控制型芯片(峰值电流控制)UC3844设计了一种大功率高频开关电源功率开关(例如IGBT)驱动电源，其主要技术指标为：5路输出(各路均为20V/0.5A)；输出电压纹波<±0.5% ；工作频率为40kHz；输入交流电压范围(1±10%)220V。
1 主电路设计1.1 主电路拓扑图1是所设计电源的原理图，主电路采用单端反激式变换电路，220 V交流输入电压经桥式整流、电容滤波变为直流后，供给单端反激式变换电路，并通过电阻R1、C2为UC3844提供初始工作电压。
为提高电源的开关频率，采用功率MOSFET作为功率开关管，在UC3844的控制下，将能量传递到输出侧。
为抑制电压尖峰，在高频变压器原边设置了RCD 缓冲电路。
1.2 变压器设计变压器是开关电源的重要组成部分，它对电源的效率和工作可靠性，以及输出电气性能都起着非常重要的作用。
在设计时要充分考虑转换功率容量、工作频率、主电路形式、输入和输出电压等级和变化范围、铁芯材料和形状、绕组绕制方式、散热条件、工作环境和成本等各方面的因素。
而单端反激式变换电路中的变压器既有电抗器的功能又有变压器的工作特性，因而它的设计方法有它的特殊性。
如图1所示，当功率开关管受PWM脉冲激励而导通时，直流输入电压施加到高频变压器的原边绕组上，在变压器次级绕组上感应出的电压使整流二极管反向偏置而阻断，此时电源能量以磁能形式存储在电感中；当开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，副边绕组上的电压极性颠倒，使输出端的整流二极管导通，储存在变压器中的能量释放给负载。
根据技术指标的要求，输入功率约为62.5W，则原边峰值电流为:I pk=2P o/(V in(max)D max)=0.69A (1)式中：Po为输出功率，50W；V in(max)为交流电压的最大值(取240V)经过整流后得到的直流电压的数值，取288V；D max为最大占空比，取0.5。
变压器的初级电感量为:Lp=V in(max)×D max/(I pk×f)=4.02 mH (2)式中：Vin(max)为交流电压的最小值(取185V)经过整流后得到的直流电压的数值，取222V；Dmax为最大占空比，取0.5；f为工作频率，40 kHz。
利用AP法选择最小尺寸的磁芯Ae×Ac=Lp×Lpk×106/(j×K e×K c×△B max ) = 15.7×103mm4(3)式中：Lp为前面计算的变压器初级电感量；Ipk为原边峰值电流；j为电流密度(A/mm2 )，这里取为3；Ke为铁芯截面有效系数，选用铁氧体铁芯，Ke=0.98；Kc为铁芯窗口的有效利用系数，取0.3；△B max为磁通密度的最大变化量，取0.2据此可选EI33型磁芯，其Ae=9.7×12.7=123.19mm2,Ac=7.3×19.2=140.16mm2(其Ae×Ac=17.3×103mm4)导线截面积为Sx=I in(max)/j=0.28/3=0.09 mm2(4)可选择直径为0.41 mm的漆包线。
初级匝数为:Np= Vs×ton/(△Bac×Ae)=123 (5)式中：Vs为原边所加的直流电压的平均值，取264V；ton为最大占空比下的开通时间，为1.2×12.5×10-6s。
次级匝数为Ns=Np×U2/U1=24.6，取25。
式中：U2/U1为变压器原副边的电压比，根据经验数值以及所选开关管的耐压值(500 V)，设定原副边的电压比为5：1)。
1.3 变压器原边缓冲电路设计每当开关管由导通变为截止时，在变压器的一次绕组上就会产生尖峰电压和感应电压。
其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成的，它与直流高压和感应电压叠加后很容易损坏开关管。
为此，加入RCD缓冲电路，对尖峰电压进行箝位或吸收。
缓冲电容要满足当开关管集电极电流达到0时，其集电极电压不能超过Vceo的70% ，即C=1/2×I ptf/0.7Vceo =8nF，取10nF/400V (6)式中：Ip是原边电流(0.28A)；tf是集电极电流下降时间(20us)；Vceo是所用晶体管的Vceo额定值(500V)。
按在Tr最小导通时间里电容能充分放电来选择缓冲器放电电阻(R)。
最小导通时间在最大输人电压Vsmax、最小负载电流Iomin时发生。
为使C在ton时能完全充分放电，电阻不能过大。
因此，按RC时间常数等于0.5 toff(min)(toff(min)取2.5us)来计算R值，即R=0.5toff(min)/C×102=12.5 kΩ，取15 kΩ(7)电阻上消耗的功率为：P=1/5CV c2f=2.79W (8)式中：Vc为整流后的直流电压264V；f为工作频率40 kHz。
为保证此电源能长时间工作，电阻的额定功率应留有一定余量，故选用5w 的功率电阻。
2 控制电路设计2.1 UC3844外围电路设计UC3844内部主要由5.0V基准电压源、振荡器(用来精确地控制占空比调节)、降压器、电流测定比较器、PWM锁存器、高增益E/A误差放大器和适用于驱动功率MOSFET的大电流推挽输出电路等构成。
UC3844的典型外围电路如图2所示，图中脚7是其电源端，芯片工作的开启电压为16V，欠压锁定电压为10V，上限为34V，这里设定20V给它供电，用稳压二极管稳压，同时并联电解电容滤波，其值为10uF。
开始时由原边主电路向其供电，电路正常工作以后由副边供电。
原边主电路向其供电时需加限流电阻，考虑发热及散热条件，其值取为62kΩ/5W，为了防止输出电压不稳定时较高的电压直接灌人稳压二极管，导致其过压烧坏，在输出端给UC3844供电的线路与稳压管相连接处串入一只二极管。
脚4接振荡电路，产生所需频率的锯齿波，工作频率为=1.8/CTRT，振荡电阻RT和电容CT的值分别为100kΩ、200pF。
脚8是其内部基准电压(5V)，给光耦副边的三极管提供偏压。
脚2及脚1为内部电压比较器的反相输入端和输出端，它们之间接一个15 kΩ的电阻构成比例调节器，这里采用比例调节而不用PI调节的目的是为了保证反馈回路的响应速度。
脚6是输出端，经一个限流电阻(22Ω/0.25 w)限流后驱动功率MOSFET(IRF840)，为保护功率MOSFET，在脚6并联一支15V的稳压二极管。
2.2 电流反馈电路设计UC3844采用的是峰值电流控制模式，脚3是电流比较器同相输入端，接电流取样信号输入，即电流内环，由R3，Rf以及脚3组成。
如图2所示，从脚3引入的电流反馈信号与脚1的电压误差信号比较，产生一个PWM(脉宽调制)波，由于电流比较器输入端设置了1V的电流阈值，当电流过大而使电阻R3上的电压超过1 V(即脚3电平大于1V)时，将关断PWM脉冲，反之，则保持此脉冲。
由于电阻R3检测出的是峰值电流，因此它可以精确地限制最大输出电流，被检测的峰值电流为imax=1/R3。
这里上端采样电阻Rf取为1kΩ)，下端电流检测电阻R3，取为0.55Ω。
滤波电容取为470pF/1.2V的电解电容。
2.3 电压反馈电路设计采用三端可控基准源TL431反馈误差电压，并将误差电压放大，驱动线性光耦PC817的原边发光二极管，而处在电源高压端的光耦副边三极管得到反馈电压，输入到UC3844的内部误差放大器(脚1和脚2)，进而调整开关管的开通、关断时间。
TL431的参考端(REF)和阳极(ANODE)间是稳定的2.5V基准电压，它将取样电阻上的电压稳在2.5V。
当输出电压增大，经R10，R11分压后得到的取样电压(即R-A间的电压)大于2.5V时，流过TL431的电流增大，其阴极电压下降，光耦原边二极管发光，传递到副边三极管，进而使得开关管的导通时间减少，从而降低输出电压。
基于上述分析，TL431下端采样电阻为R=2.5V/1mA=2.5 kΩ 。
实际的检测电流为I=2.5V/2.7kΩ=0.96mA。
TL431分压网络上端的电阻值为R=(20-2.5)/0.96×10-3=18.22 kΩ (取18 kΩ)另外，为降低误差放大器的高频增益，TL431的R—C间接入一个22 nF的CBB电容。
同时在LED原边二极管两侧并联一个1 kΩ的电阻，它的作用是保证LED导通时电流从零开始增加。
3 实验分析实验电路主要参数为：5路输出，总的输出功率50 w，每路20 V/0.5 A，开关频率40 kHz，变压器原副边变比5：1，变压器原边电感量3.76 mH，主开关管为IRF840。
分别在轻载150Ω和满载100Ω情况下考核了此电路，下面分别就这两种情况给出说明。
图3为开关管的驱动波形，从图2中可以看出，上升沿和下降沿比较陡峭，驱动电平适中，符合要求，有良好的驱动能力；轻载时占空比非常小，满载时稍大，但均远小于50% ，保证了电路工作在完全能量转换方式。
图4为开关管的漏源电压波形，从图3中可以看出，电压尖峰很小，但有一定的过冲，保证了响应速度，说明缓冲电路的设计是合理的；电流断续，当变压器原边电压在理论上降为零时，实际情况是发生振荡，其原因是变压器释放完了所有能量，开关管的漏源电压从较高的值下降到等于输入电压的值的电平上，这一转变激发了谐振回路，它由杂散电容和原边电感构成，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管再次导通为止。
另一方面，从图4中还可明显地看出，电路不论轻载还是满载均工作在完全能量转换方式，而且轻载时的断续时间较满载时的断续时间长，符合反激式变换器的工作原理。
