H桥级联型多电平逆变器的研究

上海交通大学工程硕士学位论文

- 1 -第1章 绪论

1.1 课题背景及意义

随着社会工农业生产规模的不断扩大，对能源的需求量也越来越大，对

于现有的有限能源，如何合理利用，是各国政府关心的问题。我国政府制定

的“十一五”规划，把节能减排定为规划纲要，以保证我国经济和社会的可

持续发展[1]。电动机作为工业、农业、市政等领域的主动力源，是能源消耗

的大户，根据国家权威部门统计，我国的发电量有60%左右被电动机消

耗，而其中的90%被交流电动机消耗[2,3]。

因此，对于交流电动机的变频调速研究，存在着巨大的节能空间。对于

广泛应用的高压大功率风机、泵类的高压电机，由于传统的工作方式为电网

电压直接驱动，存在电机转速不能根据实际工况进行有效地调节，造成了很

大的电能损失。而高压变频技术正是能够解决这个问题的关键技术，但现有

的功率开关受耐压等级的制约，传统的两电平逆变器无法有效应用于高压变

频调速领域，即使是采用功率器件直接串联的两电平逆变器，也存在动、静

态均压问题，并且dv/dt较大，会产生难以处理的电磁干扰问题[4]。

为此，有学者提出一种多电平功率变换技术，旨在解决功率开关耐压不

足与高压大功率驱动之间的矛盾，并且可以有效减小dv/dt，降低输出电压

的谐波含量，已成为高压大功率驱动场合的发展趋势[5]。

多电平变换技术的思想最早是在1980年IAS年会上，由日本长岗科技

大学的A. Nabae等人提出的[6]。该电路用两个串联的电容将直流母线电压

分为三个电平，每个桥臂用四个开关管串联，用一对串联箝位二极管和内侧

开关管并联，其中心抽头和第三电平连接，实现中点箱位，形成所谓中点箱

位变换器(NPC-Neutral Point Clamped)。在这个电路中，主功率开关关断

时，仅仅承受直流母线电压的一半，所以特别适合高压大功率应用场合。

1983年，Bhagwat等人在此基础上，将三电平电路推广到任意N电平，对

NPC电路及其统一结构作了进一步的研究[7]。

这些工作为高压大功率变换器的研究提供了一条崭新的思路。八十年代

末，随着GTO，IGBT等大功率可控器件容量等级的不断提高，以及以DSP

为代表的控制芯片的迅速普及，关于多电平变换器的研究和应用才有了迅猛上海交通大学工程硕士学位论文

- 2 -的发展，不仅在电路拓扑、PWM控制方法和软开关技术等方面形成了许多

分支，而且应用领域从最初的DC-AC变换，如大功率电机驱动，拓展到电

力系统无功补偿和柔性交流输变电，再到近期的高压直流输电[8-10]。

现有的多电平功率变换拓扑主要有以下三种

-

]：

(1)二极管箝位型多电平逆变器；

(2)飞跨电容型多电平逆变器；

(3)级联型多电平逆变器；

由这三种基本拓扑结构又派生出了很多拓扑结构，主要有以下两种：

(4)混合型多电平逆变器；

(5)通用型多电平逆变器。

伴随着多电平逆变器的发展，其控制策略也得到了迅猛的发展。多电平

PWM方法，受到了国内外学者的广泛关注，并取得了大量研究成果。在各

种多电平PWM方法中，CPS-SPWM方法因其基于SPWM原理，原理简

单，实现相对容易，可实现多电平逆变器的阶梯波电压波形输出，有效降低

电压变化率应力，减小输出电压的高次谐波含量。基于上述优点，对H桥

级联型多电平逆变器的载波相移SPWM调制策略的实现进行研究具有一定

的工程应用价值。

1.2 多电平逆变器研究现状

多电平逆变器作为一种新型的高压大功率逆变器，从电路拓扑结构入

手，在得到高质量的输出波形的同时，克服两电平电路的诸多缺点：无需输

出变压器和动态均压电路，开关频率低，因而开关器件应力小，系统效率高,

对电网污染少等。多电平逆变器的思想从提出至今，出现了很多拓扑，但归

纳起来主要有三种：二极管箝位型，飞跨电容型，以及具有独立电源的级联

型逆变器，他们具有共同的优点：(1)电平数越高，输出电压谐波含量越

低；(2)器件开关频率低，开关损耗小；(3)器件应力小，无需动态均压。

1.2.1 二极管箝位型多电平逆变器

1977年德国学者Holtz首次提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平

逆变器主电路，1980年日本的A Nabae等人对其进行了发展，提出了二极上海交通大学工程硕士学位论文

- 3 -管箱位式逆变电路。图1-1为单相二极管箱位逆变电路，它具有2个电容，

能输出3电平的电压。

Bhagwat和Stefanovic在1983年进一步将三电平推广到多电平的结

构。二极管箝位式多电平变换电路的特点是采用多个二极管对相应的开关器

件进行箝位，同时利用不同的开关组合输出所需的不同电平。对于N电平

三相二极管箝位型电路，直流侧需N-1个电容，能输出N电平的相电压，

线电压为(2N-1)电平。显然输出电平越多、其输出电压和输出电流的总谐波

畸变率越小。二极管箝位结构的显著优点：就是利用二极管箝位解决了功率

器件串联的均压问题，适于高电压场合。

1D

2D1C

2C1S

2S

'1S

'2SEE/2

-E/2na

图1 二极管箝位型三电平逆变器拓扑

Fig.1 Topology of diode-clamped 3-level inverter

在图1中，通过两个串联的大电容C1和C2将直流母线电压分成三个电

平，即可E/2，0和-E/2(以两个电容的中点定义为中性点)。稍加分析就可以

发现，不论在表1的哪一种工况，二极管D1，D2都将每个开关器件的电压

箝位到直流母线电压的一半。例如，当S1，S2同为导通时，二极管D2平衡

了开关器件S1’，S2’上的电压分配。

若要得到更多电平数，如N电平，只需将直流分压电容改为(N-1)个串

联，每桥臂主开关器件改为2(N-1)个串联，每桥臂的箝位二极管数量改为

(N-1)(N-2)个，每(N-1)个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进

行箝位，再根据与三电平类似的控制方法进行控制即可。 上海交通大学工程硕士学位论文

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表1 二极管箝位型三电平逆变器工况 Tab.1 Operation states of diode-clamped 3-level inverter

开关状态 输出电平 工况序号 S1 S2 S1 ‘ S2 ‘ Uan 1 1 1 0 0 E/2

2 0 1 1 0 0

3 0 0 1 1 -E/2

由于没有两电平逆变器中两个串联器件同时导通和同时关断的问题，所

以该拓扑对器件的动态性能要求低，器件受到的电压应力小，系统可靠性有

所提高。在输出性能上也拥有多电平逆变器所固有的优点，如电压畸变小，

du/dt小，对电机负载的冲击小等。

但是二极管箝位型多电平逆变器拓扑结构仍然有其固有不足：虽然开关

器件被箝位在E/(N-1)电压上，但是二极管却要承受不同倍数的E/(N-1)反向

耐压；如果使二极管的反向耐压与开关器件相同，则需要多管串联，当串联

数目很大时，增加了实际系统实现的难度。当逆变器传输有功功率时，由于

各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。

1.2.2 飞跨电容型多电平逆变器

1992年，T.A.Maynard和H.Foch提出了如图2所示结构的飞跨电容箝

位型逆变电路，其特点是用箝位电容代替图1中所述的箝位二极管，直流侧

电容不变，其工作原理与二极管箝位型逆变器相似。若要输出更多的电平，

须按照层叠接法进行扩展。因此也称为多单元层叠型逆变器(Imbricated Cell

Multi-level Inverter)。同样对于三相N电平逆变器可输出N电平相电压，

(2N-1)电平的线电压。 上海交通大学工程硕士学位论文

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1C2C1S

2S

'1S

'2SEE/2

-E/2na

3C

图2 飞跨电容型三电平逆变器拓扑

Fig.2 Topology of flying-capacitor 3-level inverter

对于三电平电容箝位型拓扑，如图2所示，当S1，S2同时导通时，

Uan=E/2，而S1’，S2’同时导通时，输出Uan=-E/2。但是对于输出Uan为0电

平时，导通的开关既可以是S1 ，S1’，又可以是S2’，S2。这个电路的要点

是维持箝位电容C1的端电压等于E/2；该电容器在S1，S1’闭合时充电，在

S2，S2’闭合时放电。适当地选取0电平的开关组合，C1上的充电和放电的

电荷可以达到平衡。表2给出了二电平电容箝位型电路拓扑的常用工况。

表2 飞跨电容箝位型三电平逆变器工况 Tab.2 Operation states of flying-capacitor 3-level inverter

开关状态 输出电平 工况序号 S1 S2 S1 ‘ S2 ‘ Uan 1 1 1 0 0 E/2

2 0 1 0 1

3 1 0 1 0 0

4 0 0 1 1 -E/2

但由于该结构需要大量的箝位电容，对于N电平的逆变器，其所需的

悬浮电容需要(N-1)(N-2)/2个。而且在运行过程中必须严格控制悬浮电容电

压的平衡以保证逆变器的运行安全，而电容器件本身存在可靠性较差，寿命

较短的问题，所以导致逆变器可靠性差。对于电容电压平衡的问题，可以在

输出相同电平时采用不同的开关组合对电容进行充放电来解决，但因电容太

多，如何选择开关组合将非常复杂，并要求较高的切换频率。因此，对于逆

变器的控制算法要求太高。鉴于此，对于该拓扑的应用性研究，近年来已经上海交通大学工程硕士学位论文

- 6 -相对较少。

飞跨电容型逆变器相对于二极管箱位型逆变器，具有以下优点：

(1)在电压合成方面，开关状态的选择具有更大的灵活性；

(2)由于电容的引进，可通过在同一电平上不同开关的组合，使直流侧

电容电压保持均衡；

(3)可以控制有功功率和无功功率的流量，因此可用于高压直流输电。

缺点是：逆变器每个桥臂需要的电容数量随输出电平数增加而增加，再

加上直流侧的大量电容使得系统成本高且封装困难。其次控制方法非常复

杂，实现起来很困难，并且还存在电容的电压不平衡问题。

1.2.3 级联型多电平逆变器

1975年P. Hammond提出了多个H桥采用隔离的直流电源作输入，输

出端串联的结构。田纳西大学的F．Z．Peng等人于1996年系统地提出了

级联型H桥型变流器的拓扑结构，并用于无功补偿。

级联型H桥逆变器由若干功率单元级联而成，每个单元有其独立的直

流电源。其主电路拓扑结构如图3所示，该电路为单相N单元级联型逆变

器，其输出波形所含电平数为2N+1，所含电平数越多，则谐波含量越低，

开关所承受的电压应力越低。

4S′3S′

2S′1S ′1S

2S3S

4SE

Ea

b

图3 级联型逆变器拓扑

Fig.3 Topology of a cascaded inverter