高频FLYBACK 变压器之最佳设计

FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。

FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。

FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。

变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。

当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。

通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。

FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。

输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。

例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。

您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。

第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。

变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。

开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。

二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。

第三步是设计控制电路。

控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。

一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。

它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。

误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。

比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。

最后一步是进行性能和稳定性分析。

您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。

这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。

总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。

通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。

反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。

它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。

本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。

一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。

其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。

1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。

在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。

通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。

二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。

2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。

2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。

4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

Orlando文檔高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司△.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.△.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必須注意到的:(1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必須遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:Vo,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:△Duty on (初級測導通的比例)△Duty off (次級測導通的比例)△初級交流電流值(ΔIpp)△初級電流Peak 值(Ip(peak))△初級電流RMS值(Irms)Orlando 文檔,則操作於CCM 1>+off on D D 以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3.變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必須注意與了解的:i.core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii.當銅損=鐵損時,效率最高.iii.變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必須清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv.符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v.選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4.變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當PCu(銅損)=PFe(鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Orlando Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料式:N M Fe f B K P )(∆=△B:磁通密度變化量, 810⨯=∆fA N D VB c p on in ;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = PFe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關,各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準流集膚效應所產生的繞線電阻增量. rms Cu I P =W : Layer width 當算出Total Loss = core loss + couple loss 符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高s Loss Total A P T ⋅⨯≈∆800w c s A A A 34≈As :散熱表面積2cm 一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去在一開始就得決定加不加法拉第銅環.Orlando 文檔2.理論計算:由設計理論可以算出下列的值:Duty on (初級測導通的比例) =0.464Duty off (次級測導通的比例) =0.536初級交流電流值 (ΔIpp) = 2.321A 初級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(Ip(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs) = 0.680 mm 集膚深度mm 22.0=δ所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw)= 1147.34mm 3.core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.56,4mm core loss 在接近100 °C 時最低.Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 G Ac = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm 平均每匝長度MLT = 43.1mm4.變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km 工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合Ac*Aw<1258.56的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:4mm當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56core loss = 0.288couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升06.12=≈w c s A A A 34,C A P T s Loss Total ︒=⨯≈∆⋅.980042取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞△.結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必須注意到為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,。

高頻FLYBACK 變壓器(偶合電感器)最佳之設計莊榮源飛瑞股份有限公司一.前言:由於市場日益競爭,如何將產品的價格降低,體積縮小,品質提高變成現今大家所共同努力的目標.而在Switch Power Supply 的領域裡,變壓器是非常重要的一部份,而Flyback 變壓器更在其中佔了舉足輕重的地位.如何將變壓器最佳化,就顯得額外的重要.我們可以從很多SPS書籍中獲得Flyback 變壓器的設計方法,雖然不盡相同,卻是大同小異.就一個設計者的角度來說,設計一個Flyback變壓器並不難,只要將設計的參數訂定,依照書上所寫的設計步驟,一個變壓器就誕生了,在這變壓器誕生的同時,你難道不會懷疑,這變壓器是否為最佳的變壓器呢?因為在這設計的參數裡還隱藏了不確定的因數.例如Flyback 變壓器初級測電感值參數的訂定,你如何能確定你剛開始設計所選定的感值對這顆變壓器是最佳感值呢?本文將針對設計參數做進一步的探討,以達到變壓器的最佳化.二.變壓器設計:在實際設計變壓器時,有兩個原則是必頇注意到的: (1)溫升:這是設計變壓器最主要的項目和目的,安規裡有規定變壓器的最高溫升,變壓器的溫升需在安規的限制範圍內.例如: class A 的絕對溫度不能超過90°C ; class B 不能超過110°C 等等,這都是我們設計必頇遵循的準則.(2)經濟:想在這市場上與人競爭,經濟考量是不可或缺的,尤其是變壓器往往是機器COST中的主要部分之一,所以如何將變壓器的價格,體積,品質掌握到最佳,就是我們所努力的方向.1.設計步驟:要將變壓器最佳化,需將不同的參數重複代入計算,如果利用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,這樣將變得很簡單,只要改變參數就可得到結果.(1).參數的訂定:在設計變壓器之前,需先預定一些參數,很多書籍上這些參數都不同,不同的設計參數,設計流程亦不同,現在針對Flyback變壓器最常用的設計參數:輸入電壓:Vin,輸入的頻率:fs,最大Duty cycle : Dmax,初級與次級圈數比: N,初級電感值: Lp,輸出電壓:V o,輸出最大:Wo.線圈的電流密度:J, 最大磁通密度: Bmax, 最大繞線因數:Kw(2)由這些設計參數算出:◆Duty on (初級測導通的比例)◆Duty off (次級測導通的比例)◆初級交流電流值(ΔI pp)◆初級電流Peak 值(I p(peak))◆初級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φp)◆次級電流Peak 值(I p(peak))◆次級電流RMS值(Irms)◆初級線圈的線徑(Φs)◆有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) 在由Aw*Ac 選擇適當的鐵心.設計參數裡有些是定死的,例如:Vin,fs(IC操作頻率) , Dmax(IC max duty cycle),V o ,Wo.有些是依經驗所定的,例如:電流密度:J(classA 自然散熱< 500 A/cm, class B < 700 A/cm); 最大磁通密度Bmax (100°C 飽和磁通密度的80% ); 最大繞線因數Kw(若將漆包線的絕緣厚度算入與減掉安規間距, EE 與EI core< 0.4).有些是可變的,也是最不確定設計參數,例如: 初級與次級圈數比 N,初級電感值Lp;N 的決定條件為:即使再最低壓時,亦能提供穩定的輸出電壓和能量.因N 直接影響到Duty cycle 的大小,N 愈大,Duty on 愈大, Ip(rms)愈小,銅損愈小, Aw*Ac 愈小所以IC 的Duty max 就是選定N 的限制,可以從下式訂定N 值.DV D V NN ⨯⨯≤.至於感值Lp 的選定直接影響core 的大小和操作的模式(CCM or DCM) ,也是我們所要探討的目標.2. 設計理論:在剛開始不知道系統操作於何種模式下時,分別對CCM 與DCM 不同操作模式下做理論推導. (1) 操作於CCM 模式時 由N D V N D V )1(-=⨯將初級與次級圈數比NN N = 代入→V N V VN D⨯+⨯=; D D-=1 (I)由TILV ∆∆=,將fDT =∆代入→ fL D V I⨯⨯=∆ (II)若不考慮效率問題,則fIIIL P ⨯∆--⨯⨯=))((212)(2)(將(II)代入→2I DVP I∆+⨯= (III))(3b b a aDI+⨯+⨯=)(peak p I a = ;pp I b ∆= ……(Ⅳ) 由磁通連續定則→I N IN ⨯=⨯→I N I⨯=)( (Ⅴ))(322)(bb a a DI+⨯+⨯=)(Ia =; I N Ib ∆⨯-= (VI)2⨯⨯=ΦJIπ (Ⅶ)2)(⨯⨯=ΦJIπ (Ⅷ)由A N A N A K +=A :初級導線面積 ; A:次級導線面積若不將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去, 則 JINJINA K )()(+= (Ⅸ)由10⨯=ANI L B(gauss)→ 8)(10⨯=BNI L A (cm) 乘以 IX→)1()()()(I NIJBK I L A A +⨯= (X)若將安規間距與漆包線的絕緣厚度考慮進去(如此的做法比較不會因考慮集膚效應採用多股線而產生誤差)在不考慮溫度效應下,集膚深度f61.6=δ (cm) 選擇半徑小於集膚深度的線徑. 則AN A N AAK +=-)()(A :初級導線總面積 ; A :次級導線總面積)(A: 安規間距(margin tape)所佔的面積→)A (A )(ws1wp1)()(NBK IL AA A +⨯=- (2) 操作於DCM 模式下f I L P ⨯⨯⨯=2)(21→fL P I⨯=2)( (i)由TILV ∆∆=,將I 代入→VIL D⨯= (ii)由法拉第定律→ND V N DV ⨯=⨯→ N VD V D⨯⨯= (iii)I DI⨯=3)( (iv)→ I N I⨯=)( (v)ID I⨯=3)( (vi)之後則同CCM (vii)將以上公式用Excel 的方程式或利用程式語言將公式寫下來,將設計參數代入後,用DCM 算出其Duty on 與Duty off ,若1<+D D ,則操作於DCM1=+D D ,則操作於Boundary 1>+D D ,則操作於CCM以此作為分隔CCM 與DCM.若只改變Lp 的值,其餘預定參數固定,將得到一Lp 與AcAw 的關係如下.感值愈大,所需的變壓器愈大.3. 變壓器core 的選擇:再選擇core 之前,有幾點是必頇注意與了解的: i. core loss 的溫度特性: 依據機器所規定的周溫,當core 的溫度上升時,我們希望其core loss 是隨著溫度而下降,如此才比較不會有熱跑脫的現象發生.ii. 當銅損=鐵損時,效率最高.iii. 變壓器的大小直接影響到系統的操作模式,所以必頇清楚DCM 與CCM 的優缺點,才能選擇到最適合需求的core.iv. 符合最經濟的原則:也就是說10元能符合規格與需求決不多花1毛錢.v. 選擇的core 愈大,效率不一定愈高,但散熱面積愈大,溫升會愈低.若了解以上幾點後,依據需求選定變壓器的core. 例如:若在乎的是散熱問題,可選擇大一點的core 和core loss 較小的core(如: MPP core ); 若在乎的是體積和價格,可以選擇較小與市場上價格較低的core(如: PC30 , PC40 ,MZ4 ,EE ,EI core )若core 的大小不知如何選擇,建議先選擇符合2 倍Boundary 感值計算出來Ac*Aw 的core.4. 變壓器最佳化:當你選定core 之後,可得知其Ac*Aw 的值.在小於Ac*Aw 的原則下變動預設參數感值Lp 與電流密度,也就是等於改變銅損與鐵損之間的關係.可以得到Lp 與Loss 之間的關係圖如下.當P Cu (銅損)=P Fe (鐵損) 時,Total Loss 接近最低值.此感值正是最佳的選擇.Core Loss (鐵損)與材料特性有關,製造商會提供單位鐵損的相關資料,有的是對照圖,有的是以下的公式:fB K P )(∆=△B:磁通密度變化量,10⨯=∆fA N DV B;M 和N 依材質不同而異.Core Loss = P Fe * Ve Ve : Core 的體積Couple Loss(銅損)與操作頻率和使用線徑有關, 各種線徑的線材都會提供單位長度的直流電阻值,但除了線徑中的標準值流電阻外,還存在著由於交流電流集膚效應所產生的繞線電阻增量.RR RIP ⨯⨯=2)]20(00393.01)[20()(-+︒=︒T C R C T R為了減少集膚效應所帶來的損失,可以使用多股線,但多股線的線徑並非愈小愈好,太多的導線,層數太多,鄰近效應所造成的損失會增大,甚至大過用多股線所降低的損失.由下列公式可得知.RF R ⨯=F :因鄰近磁場切割所造成的增量其P, X ,F R 關係如下圖,其中wd N dx ⨯⨯⨯=δ0.866P : Number of layer N : Number of turns d : Wire diameter δ: Skin depthW : Layer width當算出Total Loss = core loss + couple loss 可以先藉由以下公式,算出慨略的溫升,以判定是否符合安規的標準.當溫升過高時,表示選的core 太小,散熱面積不夠;若溫升很低,表示可以再將core 縮小以達到最經濟之原則.( 實際的溫升會比此公式算出的溫升高)APT ⋅⨯≈∆800A A A 34≈As :散熱表面積2cm一切都決定後,就剩下繞線的方法.若要降低漏感,最好是用三明治繞法,而且繞線密度要平均.若要防止EMI 則可加入法拉第銅環.(它可降低一,二次測的雜散電容值,讓Common mode noise 與Differential mode noise 不易經由變壓器的雜散電容傳導出去),此方法會降低繞線因素Kw,因此在一開始就得決定加不加法拉第銅環. 三. 實例設計:1. 參數的訂定:有一輸出Po = 20W ,Vo = 12V 的直流轉換器,輸入電壓範圍為18 ~ 60Vdc , fs = 100KHz , 需符合安規class B , J = 6.5 A/mm ,一二測無頇安規間距,不加法拉第銅環, Kw =0.3, Bmax =2500 G, Dmax = 0.48由Vin =18V ,Dmax =0.48 → N 選定為1.3Boundary 感值為 19.4 uH → Lp 選定為 40 uH2. 理論計算:由設計理論可以算出下列的值: Duty on (初級測導通的比例) =0.464 Duty off (次級測導通的比例) =0.536 初級交流電流值 (ΔI pp ) = 2.321A 初級電流 Peak 值(I p(peak)) = 3.554 A 初級電流RMS 值 (Irms) = 1.693 A 初級線圈的線徑 (Φp ) = 0.576 mm 次級電流 Peak 值(I p(peak)) = 4.620 A 次級電流RMS 值 (Irms) = 2.365 A 初級線圈的線徑 (Φs ) = 0.680 mm 集膚深度22.0=δmm所以選擇線徑< 0.44 mm 的線徑0.2mm 多股並繞,N1用8條,N2 用12條0.22mm 線徑並繞.JIS 2種 線材0.2mm 線徑最大完成外徑為0.22mm →有效磁路面積與鐵心可繞面積的乘積(Ac*Aw) = 1147.34mm3. core 的選擇選擇core EE19 ,材質PC40 ,其Ac*Aw=1258.564mm , core loss 在接近100 °C 時最低. Bsat (25°C) = 5100 G Bsat (60°C) = 4500 G Bsat (100°C) = 3900 G Bsat (120°C) = 3500 GAc = 22.8 2mm Aw = 55.2 2mm Ve = 889.5 3mm平均每匝長度MLT = 43.1mm 4. 變壓器的最佳化:JIS 2種線材0.2mm 線徑最大導體電阻=577.2 ohm/Km工作溫度90°C 時, 最大導體電阻=736 ohm/Km 代入變壓器正常操作下的輸入電壓27.5V,在符合 Ac*Aw<1258.564mm 的條件下,改變Lp 與J 可求得下列關係圖:當Lp 感值=40uH, N1=22.83 ,7.86條並繞 , N2=17.56, 13.56條並繞時. core loss = 0.288 couple loss =0.358 ,Total Loss 最低= 0.646W,代入下式,算出其慨略溫升.06.12=≈AA A 34CAPT ︒=⨯≈∆⋅.980042,取感值Lp = 40uH, N1 =22 ,0.2mm 8條並繞, N2 =17 , 0.2 mm 14條並繞.四. 結論:在實際設計上,用常態電壓去做變壓器最佳的設計必頇注意到,Bmax 的設定,因為當輸入電壓降低,Ip,為提供足夠的能量,電流會往上升,若預定的Bmax 值太高,在最低壓時需注意到是否會飽和的問題.以上面的實例設計為例,最低壓時, Ip= 3.44A ,Bmax = 2741Gauss,還不會有飽和的問題.當改變預定參數Bmax 時,最佳的感值Lp 會隨著改變,Bmax 愈大,最佳的感值Lp亦愈大,且Total Loss 愈低,這時只要注意低壓飽和問題即可.五.參考文件:1.轉換市電源供給器設計技術……簡章華2.高頻交換式電源供應器原理與設計……梁適安3.最新交換式電源技術……溫坤裡,張鴻林4.Introduction to power electronics ……Daniel W.HART5.電力電子學……王順忠6.電力電子論與實作……楊宗銘。

flyback电路的反馈回路设计
Flyback变换器是一种常见的开关电源拓扑，其反馈回路的设计是其中的关键部分。

以下是Flyback变换器反馈回路的设计：
1. 反馈电压源：在Flyback变换器中，通常使用一个电压源作为反馈电压。

这个电压源可以是线性调节器，也可以是脉冲宽度调制（PWM）调节器。

线性调节器可以提供连续的输出电压控制，而PWM调节器则可以提供更快的响应速度。

2. 反馈电阻和电容：反馈电阻和电容用于形成反馈回路。

电阻用于提供反馈电流，电容则用于存储和释放能量。

电阻和电容的选择需要考虑到电路的稳定性、响应速度以及功耗等因素。

3. 反馈电流检测：在Flyback变换器中，通常使用一个电流检测电阻来检测反馈电流。

这个电流检测电阻的两端电压可以直接反馈到调节器，从而实现对输出电压的控制。

4. 调节器：调节器是反馈回路的核心部分，它根据反馈信号来调整开关电源的工作状态，从而实现对输出电压的控制。

调节器的选择需要考虑到电路的性能、功耗以及成本等因素。

以上就是Flyback变换器反馈回路的设计，具体的设计需要根据电路的性能要求以及成本限制来进行。

flyback报告讲解实验报告课程名称：开关电源设计_ 指导老师：谌平平，张军明成绩：_______________ 实验名称：反激电源实验类型：同组学生姓名：常垚一、Flyback 设计要求输入：单相AC85V ～230V rms ；输出：DC12V/1A& 5V/1A 与输入电气隔离 ? 稳压精度：1%输出电压纹波：<2% ；负载调整率：<1% (反馈输出）? 输入调整率：1% ? 控制器：UC3845开关频率：自行设定。

本电路采用100kHz 的开关频率满载情况下，CCM 或DCM 均可以。

本电路采用DCM 模式二、反激变换器工作原理反激变化器有两种工作模式，分别为电流连续工作模式（CCM ）和电流断续工作模式（DCM ）。

在电流连续工作模式中，电路的工作状态可以分为2种情况。

1）开关管导通时，加在变压器原边线圈的电压1L d U U =g，因此根据变压器原副边感应电压的关系1212L L U U N N =gg得到变压器副边感应电压为222111L L d N N U U U N N ==gg 注：假设原副边感应电压的方向如图1所示。

根据基尔霍夫定律，开关管1D 两端的电压为1222111()()D L o L o d o N NU U U U U U U N N =-+=-+=--ggg专业：电子信息工程姓名：陈发毅学号： 3100103074 日期：2013.7.20 地点：教二-125因此二极管1D 截止。

开关管导通时的等效电路如图2所示。

2）开关管关断时，变压器原边电流无法突变。

原边有一个方向与参考电压反向的感应电压存在。

根据安匝平衡原理，二极管导通。

此次二极管两端的电压为其导通电压1D on V ，约为0.7V 。

因此副边电压为：210.7L o D on o U U U U V =--≈--g原边电压为：2212111()L L o D on N N U U U U N N ==--gg此时的电路等效模型如图3所示。

FLYBACK TX设计实例设计目标：Array 4K 的SPS TX设计原则：变压器在最恶劣了条件下也不饱和，变压器损耗（温升）在可接受范围内。

设定条件：1．输入电压范围（电池电压）90～141Vdc2．设计输出电压(+12V，+/-15V，HF.POWER)，其中+12V为反馈电压，设计值为12.7V3．最大输出功率为Pout=40W4．效率约为Eff=0.85．变压器工作在不连续模式（功率较小，设计在不连续模式可以缩小体积）6．IC选择UC3845，所以最大占空比Dmax=0.45设计过程：1．选用铁芯材质选用铁氧体材质TDK PC40，该材质的饱和磁通约为3900Gauss@100℃，但线性较好的区域只到3000Gauss，而且需留一定的裕量，所以设计中最大磁通最好在2300Gauss以内（Bmax<2300Gauss）。

2．决定铁芯尺寸根据经验，EE25磁芯在fs=120KHz左右基本可以满足该功率要求。

开关频率越高，传送相同的功率所需的体积越小，但损耗越大，同时，也要注意电路中其他元件（开关管、整流二极管、驱动元件等）是否可以承受该开关频率。

EE25参数：Ae=40mm2(0.4cm2)3．计算输入功率及输入电流Pin=Pout/Eff=40/0.8=50WIin=Pin/Vi=50/90=0.56A4．计算原边电感值在最小输入电压（90V）时，工作在不连续模式的临界状态（这样既可以保证电路在任何时候都工作在不连续模式，又能最大地利用占空比），此时D=0.45（最大duty）。

△I=Iin*2/D=0.56*2/0.45=2.48AL=Vi*D/△I*fs=90*0.45/2.48*120*10e3=136uH5．计算Rs（Rs：检流电阻）在最小输入电压时，D=0.45Rs=1V/2.48A=0.403 OHM（1V为3845电流比较PIN饱和电压）6．决定Np在最大输入电压141V时D=L*fs/Vin*Rs=136*10e-6*120*10e3/141*0.403=0.287由E=NBA/D => Np=D*Vi/（B*Ae*fs*10e-8）Np=0.287*141/(2300*0.4*10e-8*120*10e3)=36.65Ts7．决定Ns（Ns：反馈绕组圈数）V out=12.7V+Vdiode=12.7+0.8=13.5V（实际计算的输出电压要将整流二极管的压降考虑在内）根据变压器原副边伏秒平衡规律Vin*D=(Np/Ns)*Vout*(1-D) => Np/Ns=Vin*D/V out*(1-D)=90*0.45/13.5V*0.55=5.45Ns=36.65/5.45=6.72Ts因计算值不为整数，需重整，取Ns=7Ts，Np=5.45*7=38.15->38Ts其他绕组圈数根据其与反馈绕组的电压比来确定Ns1(+15V)=(19/13.5)*7=9.85->10Ts （+15V由7815产生，7815输入要>18V才能保证输出15V）Ns2(-15V)= Ns1(+15V)=10TsNs3(HF.POWER)=(15/13.5)*7=7.78->8Ts8．计算气隙1/2Lipp2=(1/2BmaxHVg)10E8 Vg=lg*Ae =>lg=0.4*pi*L*Ipp2/Ae*Bmax2=0.4*3.14*136*10e-6*2.48*2.48*10e8/0.4*2300*2300=0.5mm（合理）气隙长度为衡量设计是否有效的一个重要指标，一般而言，设计气隙以不超过1mm为宜，超过之会导致漏感太大，对开关管SPIKE和EMI都极为不利。

反激式变压器的设计反激式变压器（Flyback Transformer）是一种常见的开关电源变压器，具有简单的结构、低成本和高效率等优点，被广泛应用于各种电子设备中。

在进行反激式变压器的设计时，需要确定变压器的参数，包括输入输出电压、功率容量、工作频率等。

本文将详细介绍反激式变压器设计的步骤和注意事项。

设计步骤如下：1.确定输入输出电压：根据电子设备的要求和规格，确定变压器的输入和输出电压。

输入电压一般为交流电压，输出电压可以是直流电压或交流电压。

2.确定功率容量：根据电子设备的功率需求，确定变压器的功率容量。

功率容量是指变压器能够输出的最大功率，它与变压器的尺寸和导线截面积有关。

3.确定工作频率：反激式变压器通常工作在几十千赫兹到数百千赫兹的频率范围内。

选择合适的工作频率可以提高变压器的效率和稳定性。

4.计算变比：根据输入输出电压的比例关系，计算变压器的变比。

变比是指变压器的一次匝数与二次匝数之间的比例关系，它决定了输入输出电压的变换比例。

5.选择磁芯材料：磁芯是变压器的重要组成部分，它决定了变压器的性能和效率。

选择合适的磁芯材料可以提高变压器的磁耦合效果和磁导率。

6.计算匝数：根据输入输出电压的变比和磁芯的尺寸，计算一次匝数和二次匝数。

匝数决定了变压器的输入输出电压和电流。

7.计算绕线参数：根据匝数和导线截面积，计算变压器的绕线电阻和电感。

绕线电阻决定了变压器的功率损耗和温升，电感决定了变压器的高频特性和耦合效果。

8.确定绝缘等级：根据输入输出电压的大小和工作环境的要求，确定变压器的绝缘等级。

绝缘等级决定了变压器的安全性和可靠性。

9.进行结构设计：根据变压器的参数和要求，进行变压器的结构设计。

包括磁芯的形状、绕线的布局和绝缘的设计等。

10.进行实验验证：根据设计的参数和要求，制作样品变压器进行实验验证。

通过实验数据的分析和比较，优化设计参数和结构，最终得到满足要求的变压器。

设计反激式变压器时需要注意以下几点：1.磁芯损耗：磁芯材料有磁滞损耗和涡流损耗，在高频工作下会产生较大的损耗。

输出功率输出电压输入电压最大输入最小输入200W 12.5V 48V~80V 125V 24V 100Khz 1.5倍希望80V满载时电感电流连续（1.5倍最大电感电流）
计算步骤
5：2
最大占空比为0.58；计算方法公式一3.1uH 计算方法参考公式二。

47A 计算方法参考公式三
2预设值，根据匝比选择，并根据最终计算结果做修正196
毫米平方，计算方法参考公式四选择TDK PC44PQ35/35Z-12
0.2计算48V输入电压下的值,参考公式五1.4通过TDK磁芯材料datasheet，可以计算出计算出最优铜损，参考公式六0.3
参考公式七
总结从铜损和铁损数值可知，磁芯体积可以减小，增加匝数。

减小铁损，增加铜损。

计算ΔB 副边励磁电感ΔI
计算铁损原副边绕组比例
总铜损
电感电流最大值选择副边匝数Ns 磁芯有效截面积Ae
选择磁芯已知值
设定值
原副边匝比副边励磁电感量开关频率设定由模块的体积决定，与模块开关频率
最大占空比0.62、希望用200V的mosfet，那么主管最高电压
1、当输入为24V时，占空比不超过0.6，从而
最大电感电流）；会影响电流有效值和电容选择
据最终计算结果做修正
疑问1：磁芯的形状选择
疑问2：Ae和Aw是否已由厂家决定
可以计算出
小铁损，增加铜损。

与模块的体积成反比
高电压值为150V，同样可以计算出匝比，从而计算出变压器匝比。

反激变压器设计（DCM 模式）Flyback transformer design （DCM Mode ）Illustration ：Step 1：The turns ratio of primary and secondaryWhen Q is on, the dropped voltage across the primary is 1-=I L V V . From the ohms-lawdtt di LV V I L )(=-=1 So, the )(t i can be described as )()(01i t LV t i I +-=IF the flyback is operated at discontinuous mode, 00=)(i . So,t L V t i I 1-=)(. It leads to on P I P T L V I 1-=(m i n )When Q is off state, the diode at secondary side is turn on and the mirror voltage will reflect to the primary sideS S P P V N N V = . The voltage 1+=o S V V . That is )(1+=o S P P V N NV .So, the transistor is sustained the voltage stress ms V)((m ax)1++=+=o SPI P I ms V N N V V V V The turn ratio of 1+-=o I ms S P V V V N N (m ax)Step 2：The core must be guaranteed not to saturated. The voltage-time product of“on-time ” must be equal to “off-time ”. That is()r S Poon i T N N V T V 1+=(m i n ) and the circuit must be remained in discontinuous mode.T T T T td r on =++ T T T r on 80.=+⇒()TN N V T N N V V T T N N V T V S Po on S P o I on SPo on I 801118011.))(().()()((m i n )(m i n )+=++--+=-⇒so, SPo I SPo on N N V V T N N V T )(.)((m i n )11801++-+=step 3: Determine the inductance P L of primaryWhen the transistor is “on ”, the energy storage in the primary is equal tojoules 212P P I L W =. So, the input power 221PP in I L T T W P == now, the efficiency is assumed to 80%, we have2222212112121251on P I P on P I P P P o in T L V L T T L V L T I L T P P )(.(m i n )(m i n )-=⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛-=== That is TP T V L o onI P 5.2)1(22(min)-=Step 4： The primary wire turns8101-=-=on e P I P T B A N V V ∆(m ax) ()8101B A T V N e on I P ∆-=(m ax) Step 5: The secondary wire turnsSPo I N N V V =+-11(m ax)Step 6：The primary rms current and wire size must be calculated. From the rms formula of the primary is TT I dt t i T I on P prms 3)(12==and the rms formula of the secondary is s p on P srmsN N T T T I dt t i T I -==3)(12And wire size is specified by 300~500 circular miles per rms ampereTT I onP P 3300=ΦS Pon P S N N T T T I -=Φ8.03300step 5: considered the skin effect. skin depth fS 2837=. So, when the primary and secondary wire miles are larger than skin depth, more wire numbers will be better a single larger wire size The parallel of primary wire numbers are )(1s ss fix n ΦΦ=and the secondary wire numbers are )(1s ss fix n ΦΦ=。

反激式高频变压器（Flyback type high frequency transformer）Design of flyback transformer for switching mode power supply1] introduction of flyback transformer designOne of the key factors in the design of flyback converter is the design of transformer. The transformer we're talking about is not really a transformer, but more of an energy storage device. During the primary conduction of the transformer, the energy is stored in the air gap of the magnetic core, and the stored energy is delivered to the output during the shutdown. The primary current does not flow at the same time. Therefore, it is more considered as an inductor with secondary windings.The main advantage of flyback circuit is cost, simple and easy to get multiple outputs. The flyback topology is practical and inexpensive for systems within 100W. More than 100W system due to focus on reducing the voltage and current of other devices, such as forward converter is more effective.Flyback transformer design is a repeated process, because it is related to the number of variables, but it is not very difficult, and a little experience can be fast and easy to handle. Before the transformer design, the key point is to define the power parameters, such as input voltage, output power, minimum operating frequency, maximum duty cycle, etc.. Based on these, we can calculate the parameters of the transformer and select the appropriate magnetic core. If the calculation parameters do not fall within the design range, repeated calculations are necessary. You can easily handle these steps with EXCEL spreadsheets on your web site.The IR40xx family of ISMPS IC was originally designed for quasi resonant modes, which means that the transformer operates in discontinuous mode (discontinuous magnetic field, when the energy in the transformer passes to the secondary side, and the magnetic field goes back to zero). The transformer in PRC mode usually works in discontinuous state, and the working frequency is very low when it is working in continuous state (usually not practical when it is about 20KHZ, because it needs larger size magnetic core). Therefore, the application manual only contains examples of discontinuous design. 2) the standards required for power supply designBefore starting the transformer design, some parameters must be defined according to the power supply specification:1 minimum working frequency Fmin2 is the efficiency of the power - ETA = 0.85~0.9 (high output), 0.75~0.85 (low voltage)3 minimum DC bus voltage Vmin such as the minimum input voltage of 85Vac 110V, a 10V jitter)4) maximum duty cycle Dm (recommended maximum value is 0.5)5) series resonant capacitor value Cres, recommended ranges from 100pf~1.5nf, see Figure 1.3) transformer design stepsFirstly, the total output power is calculated, which includes all secondary output power, auxiliary output power and output diode voltage drop. Usually the main output current is larger than 1A, using Schottky diode, less than 1A using fast recovery diode, when the small current output, auxiliary winding can be 1N4148 rectifier (recommended auxiliary voltage is 18V, current is 30mA)The output power (Po) is calculated as the total output power.According to the primary inductance of the Po transformer, it can be calculated by the lower form.The next step is to calculate the ratio of primary, secondary and auxiliary windings. Formulas for calculating the ratio of primary (Np) and secondary (Ns) ratios are given:The Vo is the secondary output voltage, and the VD is the forward voltage drop of the secondary output rectifier. A good way is to calculate the secondaryAccording to the number of turns of the volt, the number of primary turns can be calculated. The number of turns of auxiliary winding NB can be calculated according to the following formula.For multiple output power, it needs repeated calculation to find the best ratio, and the output voltage needs to be compromised to ensure that the turns are integer and there is no half turn. It is now possible to calculate the effective inductance of the air gap core. It is necessary to obtain theAlg value of the air gap magnetic core from the magnetic core manufacturerOr by using the standard magnetic core, the required Alg value is obtained by grinding the intermediate section, and it can also be calculated by the primary inductance Lp (H) and the primary turn number Np.The primary Iav by assuming the average current efficiency, the total output power of Po and Vmin to calculate the minimum DC bus voltage.The primary peak current Ip can be calculated by the following formulaFigure 2 gives the primary waveforms of discontinuous modes.It can be seen that there is a ramp current during the T1 turn-on, and the rise slope is controlled by the DC bus voltage and the primary inductance Lp, and finally reaches the peak current value Ip. There is no primary current flow during the T2 turn off. Peak flux at I=Ip. Since IR40xx is a self quasi resonant circuit, the conversion between T1 and T2 depends on the output load and the input voltage. We can use the lowest frequency, the lowest DC bus voltage and the maximum load when the transformer is in the worst case.According to the primary RMS current I RMS, the required wire diameter can be calculated.The next step is to calculate the required core size and airgap. First, the size of the core is selected, and the appropriate power level can be selected by using the type and size of the magnetic cores given in the fifth part. According to the formula, the effective cross sectional area Ae (cm2) is calculated.The maximum flux density Bm is chosen as the basis of the magnetic core (Bm should be between 2000~3000 Gauss, less than 2000 magnetic core is not fully utilized, higher than 3000 may be saturated according to the ferrite material used).An optional method is to calculate the minimum Ae. of the required core by Bm (such as 2500).By changing the number of secondary turns (Ns), the Bm can be changed within the required range, and the primary turn number (Np) can also be changed directly. For special magnetic cores, the number of secondary turns will decrease by Bm, and conversely, the number of secondary turns will increase by Bm.The application of AC magneto density BAC can be based on the core loss curve provided by the manufacturer. It gives the AC component of the flux rather than the peak value. The design of the discontinuous transformer can be conveniently calculated by the lower form.The next step is to calculate the required air gap. This means that the first to calculate the relative permeability of the magnetic core without R, it can be the core parameters (Ae cm2, Le effective area) (path length cm2), AL (inductance nH/ turns 2) calculated.Now you can calculate the thickness of the air gap. Only in the middle part of the air gap grinding core, this will help prevent the magnetic flux leakage EMI edge noise on the surrounding elements (but for the development of medium or small products with insulating material pad to obtain the required air gap can be received in the outer core. But it must be remembered that the outer air gap is half of the calculated value. The minimum Ig is 0.051mm, which is the constraint and grinding tolerance of Alg.As the parameters are calculated and determined, we now need to calculate the appropriate wire specifications. Firstly, according to the actual needs of the skeleton width (BW) calculation of available skeleton width (BWA), the primary winding (L) layer, the remaining width (M). Primary winding 1, 2 or 3 layers, but to minimize the number of layers to reduce the primary winding capacitance (also insulation tape can effectively reduce the winding capacitor) and leakage inductance. The remaining size depends on the input voltage is determined by the system and safe handling required insulation level (see the fourth part of the transformer structure). Another possible approach is the secondary secondary winding, which can reduce the number of pins required by the skeleton by connecting the outputs to the connection ends. The two secondary winding arrangements are shown in figure 3.In the example shown in Fig. 3, the secondary S1 conducts S1, S2, S3, and current, secondary S2 conducts S2, S3 and current, so the specifications of the wires must be adapted. The formula of Ispx is changed to the lower form:The sigma Pox is the sum of the power of each winding, for example, in Figure 3 B, the S1 + S2 + S3 is the S3 winding, and the S1 + S2 is the S2 winding. S3 still carries its own current, and the calculations are simple. Now the secondary RMS current (Isrms) can be calculated in the lower form:Figure 4 gives IR40xx drain voltage, primary current, transformer secondary voltage and secondary current. From this we can see the relationship between the initial and the secondary, how the primary and secondary currents do not flow at the same time.According to the calculated secondary RMS current (Isxrms), the required secondary wire specifications are obtained. Formula is as follows:Note that the primary CMA used in this calculation (current capacity) should be matched with the primary and secondary current capacities. The appropriate traverse is selected from the wire specification table from the calculated CM value. If possible, the value is always close to the AWG number at the adjacent low point (which is the size of the adjacent larger conductor).Secondary wire size is larger than 26AWG when the proposed single conductor is not used, the reason in front of about the primary wire size has been referred to, so you need to use the small size of the winding wire or strand (it is usually multi wire woven wire is the custom, the price is expensive, but its use effect is good) used in parallel. When using a paralleltraverse, be sure that all the CM values are within 10% of the previous calculation. The same method can be used to calculate the auxiliary winding required wire specifications.In order to have the strongest coupling between the primary and secondary, the secondary winding should be full of the skeleton width. Because the secondary winding usually has very few turns, it can be connected in parallel to achieve this purpose.。

单端反激开关电源变压器设计单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。

下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。

1、已知的参数这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。

2、计算在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压，同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。

反激电压由下式确定：V f=V Mos-V inDCMax-150V反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。

所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。

N p/N s=V f/V out另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式：V inDCMin・D Max=V f・(1-D Max)设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I p1，当开关管关断时，原边电流上升到I p2。

若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。

由能量守恒，我们有下式：1/2・(I p1+I p2)・D Max・V inDCMin=P out/η一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量：L p= D Max・V inDCMin/f s・ΔI p对于连续模式，ΔI p=I p2-I p1=2I p1；对于断续模式，ΔI p=I p2 。

可由A w A e法求出所要铁芯：A w A e=(L p・I p22・104/B w・K0・K j)1.14在上式中，A w为磁芯窗口面积，单位为cm2A e为磁芯截面积，单位为cm2L p为原边电感量，单位为HI p2为原边峰值电流，单位为AB w为磁芯工作磁感应强度，单位为TK0为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4K j为电流密度系数，一般取395A/cm2根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。

"Flyback" 是一种常见的开关电源拓扑，通常用于变换器和逆变器电路中。

它是一种离散型电源电路，通过将能量储存在一个磁性元件（如变压器）中，然后传送到输出端。

在设计和分析电源系统时，了解 flyback 变换器的效率曲线是很重要的。

效率曲线显示了系统在不同负载条件下的电源转换效率。

以下是影响 flyback 变换器效率曲线的一些关键因素：
1.开关频率：开关频率越高，变压器的磁芯尺寸越小，但开关损耗也可能增
加。

选择适当的开关频率是在效率和尺寸之间进行权衡的重要因素。

2.输入电压范围：效率曲线应考虑输入电压的变化范围，以确保在输入电压
变化时系统仍能维持高效率。

3.变压器设计：变压器的设计直接影响了能量传输的效率。

合适的变压器设
计可以降低磁芯损耗和铜损耗。

4.输出电流范围：效率曲线应考虑在不同输出电流下的性能。

负载变化时，
效率曲线会显示出系统在不同负载条件下的效率。

5.电源元件选择：选择高效率的开关器件、二极管和其他电源元件对系统整
体效率也有重要影响。

6.控制策略：控制策略的选择对效率曲线也有影响。

常见的控制策略包括恒
定开关频率、恒定占空比等。

在实际设计中，通过进行仿真、实验和优化，工程师可以获得特定 flyback 变换器设计的效率曲线。

这些曲线通常在设计规格中进行评估，以确保系统在不同工作条件下都能满足性能和效率的要求。