RCD代替RC吸收-Flyback的次级侧整流二极管的RC尖峰吸收问题

rcd尖峰吸收电路设计详解一、前言RCd尖峰吸收电路是一种常见的电路，它主要用于保护电路中的元器件，防止过压和过流等问题。

在设计RCd尖峰吸收电路时，需要考虑多个因素，如元器件的选择、电路拓扑结构的设计等。

本文将详细介绍RCd尖峰吸收电路的设计原理和实现方法。

二、RCd尖峰吸收电路原理1. RCd尖峰吸收电路概述RCd尖峰吸收电路是一种基于RC滤波器和二极管的保护电路。

它利用了二极管的导通特性，在过压或过流时将多余的能量引入到一个或多个并联的分流通道中，以保护被保护元器件。

2. RC滤波器原理RC滤波器是一种常见的滤波器，它由一个电阻和一个电容组成。

当输入信号经过RC滤波器时，其频率会受到限制，并且高频信号会被滤掉。

因此，在RCd尖峰吸收电路中使用RC滤波器可以限制输入信号的频率范围，并减小输入信号对被保护元器件的影响。

3. 二极管原理二极管是一种具有单向导电性的半导体器件。

当二极管正向偏置时，其导通电阻很小，可以将多余的能量引入到分流通道中；反之，当二极管反向偏置时，其导通电阻很大，可以起到保护作用。

三、RCd尖峰吸收电路设计方法1. 元器件选择在设计RCd尖峰吸收电路时，需要选择合适的元器件。

其中，电容和电阻的参数应根据被保护元器件的特性来确定。

而二极管的参数则应根据最大反向电压和最大反向漏电流来确定。

2. 电路拓扑结构设计在设计RCd尖峰吸收电路时，需要考虑不同拓扑结构对被保护元器件的影响。

常见的拓扑结构包括单级和多级结构。

其中，单级结构适用于对输入信号进行简单限制和滤波；而多级结构适用于对输入信号进行更复杂的限制和滤波。

3. 仿真测试与调试在完成RCd尖峰吸收电路设计后，需要进行仿真测试和调试。

其中，仿真测试可以帮助设计者验证电路的性能和稳定性，以及发现可能存在的问题；而调试则可以帮助设计者进一步优化电路的性能和稳定性。

四、RCd尖峰吸收电路实现方法1. 单级RCd尖峰吸收电路实现方法单级RCd尖峰吸收电路是一种简单的保护电路，其实现方法如下：（1）选择合适的电容和电阻，并将它们串联起来形成一个RC滤波器；（2）将二极管并联在RC滤波器后面，以形成一个分流通道；（3）将被保护元器件连接到分流通道中。

反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。

2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。

4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。

一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。

-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。

-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。

整流二极管的尖峰抑制的10种方法介绍
 概述副边整流二极管的尖峰
 开关电源产生噪声的主要部位是功率变换和输出整流滤波电路。

包括开关管，整流管，变压器，还有输出扼流线圈，等。

 不采取任何措施时输出电压的峰值可能是输出基波的好多倍。

出现在开关脉冲的上升沿和下降沿。

即开关管的导通和截止，通常导通时尖峰更大一些。

 整流二极管的尖峰抑制的10种方法！
 前沿尖峰的一些抑制方法
 1选用软恢复特性的肖特基二极管，或采用在整流管前串联电感的方法比较有效，或在开关管整流管的磁珠。

磁芯材料选用对高频振荡呈高阻抗衰减特性的铁氧体材料，等。

rcd吸收电路 mos 尖峰电路RCD吸收电路（Resistor-Capacitor-Diode Absorption Circuit）是一种常见的电路结构，用于保护其他电子元件免受电压尖峰的损害。

而MOS尖峰电路（Metal-Oxide-Semiconductor Spike Circuit）则是一种针对MOS（金属氧化物半导体）器件设计的电路，用于抑制尖峰电压。

RCD吸收电路是由电阻、电容和二极管组成的简单电路。

它的作用是通过电阻和电容的组合来吸收电路中的尖峰电压，以保护其他电子元件免受损害。

当电路中发生电压尖峰时，电容会吸收并储存这部分能量，而电阻则通过消耗电流来分散电压。

而二极管则用于防止电压过高，保护电路不会超过其额定电压。

RCD吸收电路的工作原理是这样的：当电路中出现电压尖峰时，电容会迅速充电，将过高的电压吸收和储存起来。

而电阻则通过阻碍电流流动来消散电压，避免电路中其他元件受到过高的电压影响。

二极管则起到限制电压的作用，一旦电压超过二极管的额定电压，二极管就会导通，将多余的电压引流到地，从而保护其他元件不会受到过高的电压冲击。

RCD吸收电路具有以下几个特点和优势：1. 可靠性高：RCD吸收电路采用了简单的电路结构，元件之间的连接简单可靠，不容易出现故障。

2. 成本低：RCD吸收电路所需的元件成本相对较低，适用于大规模生产和应用。

3. 保护效果好：RCD吸收电路能够有效地吸收和消散电路中的尖峰电压，保护其他电子元件免受损害。

4. 响应速度快：RCD吸收电路的响应速度非常快，能够在电压尖峰出现时迅速吸收和消散电压，有效地保护电路。

MOS尖峰电路是一种特殊的电路设计，用于抑制MOS器件中的尖峰电压。

MOS器件是一种常见的半导体器件，广泛应用于集成电路中。

然而，MOS器件对电压尖峰非常敏感，稍有不慎就可能导致器件损坏。

因此，设计MOS尖峰电路能够起到保护MOS器件的作用。

MOS尖峰电路主要由电容和电阻构成，其工作原理类似于RCD吸收电路。

开关电源次级整流尖峰吸收电路
开关电源次级整流尖峰吸收电路
开关电源次级整流电路是电源开关管切换时，产生的电感电流不能立
即断开，造成电能大量反冲回开关管，可能损坏开关管，甚至烧毁开
关管。

解决这个问题的电路是尖峰吸收电路，可以把反冲电能吸收掉，保护开关管。

尖峰吸收电路是由一个大电容和一个小电感组成的电路。

当电源开关
管打开时，电容充电，电感上的电流开始增加，到达峰值时，开关管
发生反相变化，电感上的电流不能立即消失，此时，电容所存储的电
荷会通过电感放电来保护开关管，吸收大部分的反冲电流并把它们存
储在电容器中。

当开关管再次导通，储存的电荷会在电感电流转向时
释放，将电感的电流平滑的恢复到原来的状态。

在实际应用中，尖峰吸收电路的选择很重要。

过小的输入电容会导致
电容电压过高，因此可能会损坏开关管，而过大的电容会延长开关时间，影响电源效率。

此外，过小的电感可能会导致整流峰值电流过大，损坏开关管。

因此，在选择电容和电感时，应该根据电源的工作状态
和开关管的参数进行合理的选型。

恰当的设计能够帮助抵抗电源电压
浪涌、电感电流峰值和开关管的功率，从而保护开关电源。

总之，开关电源次级整流尖峰吸收电路是一种保护开关管的电路。

通过正确的选择电感和电容，可以吸收反冲电流，防止开关管损坏。

这对于开关电源的正常工作来说是非常重要的。

反激拓扑（flyback）浅析施鑫淼 2010年11月目录1、反激变换器的适用范围 (2)2、反激变换器的基本工作原理 (2)3、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) (3)4、反激拓扑的优缺点 (4)5、DCM反激变换器设计实例：变换器要求 (4)6、总体拓扑 (5)7、变压器设计 (6)7.1确定输入整流滤波电容和DC输入范围 (6)7.2确定占空比 (7)7.3确定匝数比和开关管最大耐压 (7)7.4初选磁芯 (9)7.5计算输入电流峰值和原边电感值 (9)7.6计算初级匝数和线径 (10)7.7计算次级匝数和线径 (11)7.8集肤效应的考虑 (11)7.9计算绕组系数 (12)7.10变压器的绕制 (13)8、主要元器件的确定 (13)8.1输入滤波电容 (13)8.2开关mos管 (13)8.3输出二极管 (14)8.4输出电容 (14)8.5启动电阻 (15)9、Snubber设计 (15)9.1输入开关管RCD钳位设计 (15)9.2输出二极管钳位设计 (16)9.3两种钳位方式比较 (17)10、反馈电路设计 (17)11、3843周边线路 (19)12、一些相关问题 (20)12.1漏感的影响 (20)12.2气息的作用 (20)12.3噪音 (21)13、EMI分析 (21)Notice (21)1、反激变换器的适用范围由于不需要接输出滤波电感，使得反激变换器的成本较低、体积较小，所以这种拓扑在输出功率为5－150W的电源中广泛应用。

适用于高电压、低功率场合。

主要应用于小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源。

除了功率以外，一般在选择用反激拓扑时还应考虑以下限制：若输出电流很大，且输出电压纹波要求较高时不适宜用反激拓扑，因为输出滤波电容将会很难选择；若输出多于三组或四组时，最好不要用反激拓扑，因为次级能量输出时是按漏感的大小来进行分配的，如果绕组间漏感不匹配，就会影响到输出调整率，没有直接取反馈的那路的电压容易随负载变化而剧烈变化。

尖峰吸收电路故障尖峰吸收电路是一种保护电路，它可以有效地限制电子设备中高压放电所产生的尖峰电压。

一般来说，尖峰吸收电路是由一个电容和一个瞬态电压抑制二极管组成的，并连接在电路中的负载元件与电源之间。

当电路发生高压放电时，电容可以吸收电流，而瞬态电压抑制二极管可将电压“突波”降低到一个不会破坏设备的值。

但是，当电路发生故障时，尖峰吸收电路也可能会出现故障。

修复尖峰吸收电路故障需要以下步骤：1.检查电容电容是尖峰吸收电路中的重要组件。

如果电容出现故障，可能会导致整个电路无法正常工作。

因此，在检查尖峰吸收电路故障时，需要检查电容是否已经损坏或工作不正常。

2. 检查瞬态电压抑制二极管瞬态电压抑制二极管是另一个重要的组件，它的主要作用是限制电路中尖峰电压的大小。

如果瞬态电压抑制二极管出现故障，则整个电路将无法正常工作。

因此，需要检查二极管是否已经损坏或工作不正常。

3.检查电路布线电路布线也可能是尖峰吸收电路故障的来源。

因此，我们需要检查电路布线是否正确连接。

如果电路布线出现问题，可能会影响整个电路的工作。

4.检查电路元件之间的连接在检查尖峰吸收电路故障时，还需要检查电路元件之间的连接。

如果连接不良，可能会导致电路无法正常工作。

因此，需要确保电路元件之间的连接稳固可靠。

总结：尖峰吸收电路是电子设备中非常重要的保护措施。

它可以有效地限制高压放电产生的尖峰电压。

如果尖峰吸收电路出现故障，我们需要进行逐步排查，并确定具体的故障点。

只要遵循正确的检查步骤，我们就可以轻松地修复尖峰吸收电路故障。

开关电源RCD吸收电路解析RCD电路在电源中能够较大程度的吸收电阻，从而起到降低损耗的作用。

但是开关电源当中的RCD吸收电路较为复杂，如果想要新手在短时间内掌握是比较困难的，所以本文就将对开关电源当中的RCD吸收设计进行讲解，希望能对大家有所帮助。

MOS电压尖峰的吸收电路有很多种，比如RCD，RDTVS，RCD TVS等，但常用的是前两者，所以本文将着重讲一下前面两种形式的参数设计。

即如下图形式：开始设计电路参数之前，我们先定义一下变量含义以便下面描述：Lr：初级漏感电感量：Vcmax、Vcmin、Vcavg、△Vc：RCD中C(如上图1种的C1)两端的峰值电压，谷底电压，平均电压，峰值电压和谷底电压的差值，(由定义有，△Vc=Vcmax-Vcmin：Vcavg=Vcmin △Vc/2)Vtvs：如上图2中的TVS的击穿电压。

f:开关电源的工作频率(已知)Ipk：变压器初级峰值电流(关于Ipk的确定，我们在设计变压器时已定下，当然也要在低压满载情况下实测，某些IC自带限流点则简单点)Vdsmax：主开关管MOS的最大额定电压。

Vor：次级反射到初级的反射电压。

有了以上变量定义，下面我们开始转入正题：1、测量主变压器的初级漏感电感量Lr这两种钳位电路均是为了吸收漏感的能量以降低主开关管的电压应力，既然是吸收漏感的能量，显然我们要知道变压器的漏感能量有多大。

然而，需要知道漏感能量有多大，需要知道漏感多大，因此第一步我们就要测量变压器的漏感Lr。

2、计算漏感能量EE=1/2*Lr*Ipk23、确定Vcmax或Vtvs一般我们至少要给MOS电压应力留有10%的裕量，保守情况留有20%的裕量，尤其是没有软启动切功率相对较大的电源里，这里我们取20%的裕量。

所以就有Vcmax(Vtvs)=80%*Vdsmax-√2*Vinmax。

4、确定△Vc，Vcavg，Vcmin(TVS方案无此步骤)RCD电路中C1两端电压是变化的，主开关关断时漏感能量迅速将其充电至Vcmax，然后通过R慢慢放电到Vcmin。

反激电源的次级整流二极管rc吸收电路设计哎呀，这可是个大问题啊！咱们今天就来聊聊反激电源的次级整流二极管rc吸收电路设计吧！咱们得明白什么是反激电源。

简单来说，就是把直流电变成交流电的过程。

这个过程呢，有点像咱们家里的充电器，对吧？充电器把手机充上电，反激电源则是把变压器里的交流电变成需要的直流电。

次级整流二极管rc吸收电路又是干什么用的呢？别看它名字有点复杂，其实它的功能很简单：就是在反激电源输出的交流电中，把那些不需要的成分去掉，只留下我们需要的正半周和负半周的交流电。

这样一来，我们就可以得到纯净的直流电了。

rc吸收电路应该怎么设计呢？这里就要用到一些基本的电子知识了。

咱们得知道什么是电阻和电容。

电阻是用来阻碍电流流动的，而电容则是用来储存电荷的。

在rc吸收电路中，咱们要用到一个电阻和一个电容，它们的作用是让交流电在正半周和负半周之间来回跳变，从而达到去除不需要成分的目的。

具体来说，rc吸收电路的设计可以分为以下几个步骤：1. 咱们得确定rc吸收电路的参数。

这些参数包括电容的容值、电阻的阻值以及电容和电阻之间的连接方式等等。

这些参数的选择会影响到电路的工作效果，所以咱们要根据实际需求来选择合适的参数。

2. 咱们要把电容和电阻按照指定的方式连接起来。

一般来说，电容会并联在电阻上，这样就可以形成一个RC网络了。

当然啦，具体的连接方式还要根据实际情况来定。

3. 咱们还需要加上一个二极管来控制电容充电和放电的时间。

这样一来，当交流电通过rc吸收电路时，二极管就会让电容在正半周和负半周之间来回跳变，从而达到去除不需要成分的目的。

反激电源的次级整流二极管rc吸收电路设计虽然看起来有点复杂，但只要掌握了其中的原理和方法，咱们就能轻松搞定啦！不过呢，这个过程还是需要一定的电子知识和实践经验的。

所以啊，大家得多多练习，才能真正掌握这个技能哦！。

Application Note AN-4147Design Guidelines for RCD Snubber of Flyback ConvertersAbstractThis article presents some design guidelines for the RCD snubber of flyback converters. When the MOSFET turns off, a high-voltage spike occurs on the drain pin because of a res-onance between the leakage inductor (L lk) of the main trans-former and the output capacitor (C OSS) of the MOSFET. The excessive voltage on the drain pin may lead to an avalanche breakdown and eventually damage the MOSFET. Therefore, it is necessary to add an additional circuit to clamp the volt-age.IntroductionOne of the most simple topologies is a flyback converter. It is derived from a buck-boost converter by replacing filter inductors with coupled inductors, such as gapped core trans-formers. When the main switch turns on, the energy is stored in the transformer as a flux form and is transferred to output during the main switch off-time. Since the transformer needs to store energy during the main switch on-time, the core should be gapped. Since flyback converters need very few components, it is a very popular topology for low- and medium-power applications such as battery chargers, adapt-ers, and DVD players.Figure 1 shows a flyback converter operating in continuous conduction mode (CCM) and discontinuous conduction mode (DCM) with several parasitic components, such as pri-mary and secondary leakage inductors, an output capacitor of MOSFET, and a junction capacitor of a secondary diode.Figure 1. Flyback Converter; (a) Configuration with Parasitic Components, (b) CCM Operation, (c) DCM OperationWhen the MOSFET turns off, the primary current (i d) charges C OSS of the MOSFET in a short time. When the voltage across C OSS (V ds) exceeds the input voltage plus reflected output voltage (V in+nV o), the secondary diode turns on, so that the voltage across the magnetizing inductor (L m) is clamped to nV o. There is, therefore, a resonance between L lk1 and C OSS with high-frequency and high-volt-age surge. This excessive voltage on the MOSFET may cause failure. In the case of the CCM operation, the second-ary diode remains turned on until the MOSFET is gated on. When the MOSFET turns on, a reverse recovery current of the secondary diode is added to the primary current, and there is a large current surge on the primary current at the turn-on instance. Meanwhile, since the secondary current runs dry before the end of one switching period in the case of the DCM operation, there is a resonance between L m and C OSS of the MOSFET.Snubber designThe excessive voltage due to resonance between L lk1 and C OSS should be suppressed to an acceptable level by an addi-tional circuit to protect the main switch. The RCD snubber circuit and key waveforms are shown in Figures 2 and 3. TheRCD snubber circuit absorbs the current in the leakage inductor by turning on the snubber diode (D sn) when V ds exceeds V in+nV o. It is assumed that the snubber capacitance is large enough that its voltage does not change during one switching period.When the MOSFET turns off and V ds is charged to V in+nV o, the primary current flows to C sn through the snubber diode (D sn). The secondary diode turns on at the same time. There-fore, the voltage across L lk1 is V sn-nV o. The slope of i sn is as follows:Figure 2. Flyback Converter with RCD Snubber Figure 3. Key Waveforms of t he Flyback Converter with RCD Snubber in DCM Operationwhere i sn is the current that flows into the snubber circuit, V sn is the voltage across the snubber capacitor C sn, n is the turns ratio of the main transformer, and L lk1 is the leakage inductance of the main transformer. The time t s is obtained by:where i peak is the peak current of the primary current.The snubber capacitor voltage (V sn) should be determined at the minimum input voltage and full-load condition. Once V sn is determined, the power dissipated in the snubber circuit at the minimum input voltage and full-load condition is obtained by:where f s is the switching frequency of the flyback converter. V sn should be 2~2.5 times of nV o. Very small V sn results in a severe loss in the snubber circuit, as shown in the above equation.(1)(2)(3)On the other hand, since the power consumed in the snubber resistor (R sn) is V sn2/R sn, the resistance is obtained by: The snubber resistor with the proper rated power should be chosen based on the power loss. The maximum ripple of the snubber capacitor voltage is obtained as follows:In general, 5~10% ripple is reasonable. Therefore, the snub-ber capacitance is calculated using the above equation. When the converter is designed to operate in CCM, the peak drain current, together with the snubber capacitor voltage, decreases as the input voltage increases. The snubber capaci-tor voltage under maximum input voltage and full-load con-dition is obtained as follows:where f s is the switching frequency of the flyback converter, L lk1 is the primary-side leakage inductance, n is the turns ratio of the transformer, R sn is the snubber resistance, and I peak2 is the primary peak current at the maximum input volt-age and full-load condition. When the converter operates in CCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained as follows:When the converter operates in DCM at the maximum input voltage and full-load condition, the I peak2 is obtained by: where P in is the input power, L m is the magnetizing induc-tance of the transformer, and V DC max is the rectified maxi-mum input voltage in DC value.Verify that the maximum value of V ds is below 90% and 80% of the rated voltage of the MOSFET (BV dss), at the transient period and steady-state period, respectively. The voltage rating of the snubber diode should be higher than BV dss. Usually an ultra-fast diode with 1A current rating is used for the snubber circuit. ExampleAn adapter using FSDM311 has following specifications: 85V ac to 265V ac input voltage range, 10W output power, 5V output voltage, and 67kHz switching frequency. When the RCD snubber uses a 1nF snubber capacitor and 480kΩ snub-ber resistor, Figure 4 shows several waveforms with 265V ac at the instance of the AC switch turn-on.Figure 4. Start-up Waveforms with 1nF Snubber Capacitor and 480kΩ Snubber ResistorIn Figures 4-7, Channel 1 through 4 stand for the drain volt-age (V ds, 200V/div), the supply voltage (V CC, 5V/div), the feedback voltage (V fb, 1V/div), and the drain current (I d, 0.2A/div), respectively. The maximum voltage stress on the internal SenseFET is around 675V, as shown in Figure 4.The voltage rating of FSDM311 is 650V, according to thedatasheet. There are two reasons for the excess of the voltageratings: the wrong transformer design and/or the wrongsnubber design. Figure 5 shows the reason.Figure 5. Steady-State Waveforms with 1nF SnubberCa pacitor and 480kΩ Snubber Resistor(4)(5)(6)(7)(8)For the reliability, the maximum voltage stress at the steady state should be equal to 80% of the rated voltage (650V * 0.8 = 520V). Figure 5 shows the voltage stress on the internal SenseFET is above 570V with V in = 265V ac at steady state. However, the fact that V in+nV o is around 450V (= 375V + 15 * 5V) implies the turns ratio of the transformer is 15, which is a reasonable value. Therefore, the snubber circuit should be redesigned.Let V sn be twice that of nV o, 150V, and L lk1 and i peak is 150µH and 400mA by measuring, respectively. Obtain the snubber resistance as follows:The power emission from R sn is calculated as follows:Let the maximum ripple of the snubber capacitor voltage be 10% and the snubber capacitance is obtained as follows: The results with 14kΩ (3W) and 10nF are shown in Figures 6 and 7.Figure 6. Start-up Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorFigure 7. Steady-State Waveforms with 10nF Snubber Capacitor and 14kΩ Snubber ResistorThe voltage stresses on the internal SenseFET are 593V and 524V at the startup and steady state, respectively. These are around 91.2% and 80.6% of the rated voltage of FSDM311, respectively.(9)(10)(11)DISCLAIMERFAIRCHILD SEMICONDUCTOR RESERVES THE RIGHT TO MAKE CHANGES WITHOUT FURTHER NOTICE TO ANY PRODUCTS HEREIN TO IMPROVE RELIABILITY, FUNCTION, OR DESIGN. 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DFPS Application Group / Fairchild Semiconductor Phone +82-32-680-1327Fax +82-32-680-1317E-mail koogb@fairchildsemi.co.kr。

RCD吸收计算一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型页脚内容1图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。

2.2 钳位电路工作原理页脚内容2引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

页脚内容3实验表明，C越大，这儿就越均是将反射电压吸收了实验表明R或C值越小就会这样，R太小，页脚内容4页脚内容51)若C 值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；2)若C 值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(b)；3)若RC 值太小，C 上电压很快会降到副边反射电压，故在St 开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3(c)：4)如果RC 值取得比较合适，使到S1开通时，C 上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C 上能量恰好可以释放完，见图3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。

RCD吸收电路,RCD吸收电路的原理，设计，与RC电路的比较，影响维库电子通•RCD吸收电路它由电阻Rs、电容Cs和二极管VDs构成。

电阻Rs也可以与二极管VDs并联连接。

RCD吸收电路对过电压的抑制要好于RC吸收电路，与RC电路相比Vce升高的幅度更小。

由于可以取大阻值的吸收电阻，在一定程度上降低了损耗。

目录•RCD吸收电路的原理•RCD吸收电路的设计•RCD吸收电路与RC电路的比较•RCD吸收电路的影响RCD吸收电路的原理•若开关断开，蓄积在寄生电感中能量通过开关的寄生电容充电，开关电压上升。

其电压上升到吸收电容的电压时，吸收二极管导通，开关电压被吸收二极管所嵌位，约为1V左右。

寄生电感中蓄积的能量也对吸收电容充电。

开关接通期间，吸收电容通过电阻放电。

RCD吸收电路的设计•一﹑首先对MOS管的VD进行分段：ⅰ，输入的直流电压VDC；ⅱ，次级反射初级的VOR；ⅲ，主MOS管VD余量VDS；ⅳ，RCD吸收有效电压VRCD1。

二﹑对于以上主MOS管VD的几部分进行计算：ⅰ，输入的直流电压VDC。

在计算VDC时，是依最高输入电压值为准。

如宽电压应选择AC265V，即DC375V。

VDC＝VAC *√2ⅱ，次级反射初级的VOR。

VOR是依在次级输出最高电压,整流二极管压降最大时计算的，如输出电压为：5.0V±5%（依Vo =5.25V计算），二极管VF为0.525V （此值是在1N5822的资料中查找额定电流下VF值）．VOR＝(VF +Vo)*Np/Nsⅲ，主MOS管VD的余量VDS．VDS是依MOS管VD的10%为最小值．如KA05H0165R的VD=650应选择DC65V．VDS＝VD* 10%ⅳ，RCD吸收VRCD．MOS管的VD减去ⅰ，ⅲ三项就剩下VRCD的最大值。

实际选取的VRCD应为最大值的90%（这里主要是考虑到开关电源各个元件的分散性，温度漂移和时间飘移等因素得影响）。

VRCD＝(VD-VDC -VDS)*90%注意：① VRCD是计算出理论值，再通过实验进行调整，使得实际值与理论值相吻合．② VRCD必须大于VOR的1.3倍．（如果小于1.3倍，则主MOS 管的VD值选择就太低了）③ MOS管VD应当小于VDC的2倍．（如果大于2倍，则主MOS管的VD值就过大了）④ 如果VRCD的实测值小于VOR的1.2倍，那么RCD吸收回路就影响电源效率。

开关管尖峰rc吸收开关管尖峰RC吸收技术是一种常见的电子元器件抑制尖峰干扰的方法。

在现代电子设备中，尖峰干扰往往会导致电路工作不稳定，甚至引起系统故障。

因此，了解开关管尖峰RC吸收技术的原理和应用，对于电子工程师和相关行业的从业者来说具有重要的指导意义。

首先，我们来了解一下尖峰干扰的成因。

在电子设备中，当开关管等元器件由关断状态切换到导通状态时，会产生短暂的高电压尖峰。

这是因为开关管的特性导致了电流的突变，进而产生了高电压。

这种尖峰干扰的存在会对电路中其他元器件产生不利影响，甚至可能损坏元器件或导致电路系统工作不正常。

为了解决尖峰干扰问题，开关管尖峰RC吸收技术应运而生。

这种技术通过在开关管的电路中加入RC电路，即电阻和电容的组合，来吸收尖峰。

具体来说，电阻可以消耗掉开关管导通或关断时产生的尖峰能量，从而减小尖峰干扰的幅度；而电容则可以在开关管切换过程中起到缓冲作用，降低尖峰干扰的频率特性，使其更易于被吸收。

开关管尖峰RC吸收技术的应用非常广泛。

例如，在电视、音响等家庭电子产品中，开关管尖峰RC吸收技术常用于电源供电电路，以确保电路工作的稳定性和可靠性。

此外，在工业自动化设备、通信设备、医疗器械等领域，尖峰干扰的抑制也是十分关键的。

通过合理应用开关管尖峰RC吸收技术，不仅可以提高设备的工作效果，还可以节省能源并延长设备的使用寿命。

当然，要正确应用开关管尖峰RC吸收技术，也需要考虑一些因素。

首先是电阻和电容的选择。

合适的电阻和电容数值能够使电路能够准确地吸收尖峰，而过小或过大的数值则可能导致效果不佳甚至适得其反。

其次是电路的布局和连接方式。

良好的布局可以减少尖峰干扰的传导路径，从而提高吸收效果。

此外，还需要注意尖峰RC吸收电路的稳定性和可靠性，以确保长期稳定地抑制尖峰干扰。

总之，开关管尖峰RC吸收技术是一种有效的抑制尖峰干扰的方法。

它通过合理设计和配置电阻和电容，能够使电路系统更加稳定、可靠，提高设备的工作效果和整体性能。

RCD吸收计算一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言单端反激式开关电源具有结构简单、输入输出电气隔离、电压升／降范围宽、易于多路输出、可靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合。

然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必须用钳位电路加以抑制。

由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有实用价值。

1 漏感抑制变压器的漏感是不可消除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小。

设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的。

采用合理的方法，可将漏感控制在初级电感的2％左右。

设计时应综合变压器磁芯的选择和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层。

绕制时绕线要尽量分布得紧凑、均匀，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合效果更好。

初级和次级绕线也要尽量靠得紧密。

2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同理想变压器并联，漏感同励磁电感串联。

励磁电感能量可通过理想变压器耦合到副边，而漏感因为不耦合，能量不能传递到副边，如果不采取措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，还会引起EMI问题，严重时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示。

2.2 钳位电路工作原理引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否则会降低电路效率。

要做到这点必须对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬间充上去，然后D截止，C通过R放电。

就是反射电压实验表明，C越大，这儿就越平滑均是将反射电压吸收了部分实验表明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快充满，小到一定程度就会这样回到零。

1)若C 值较大，C 上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能迅速传递到副边，见图3(a)；2)若C 值特别大，电压峰值小于副边反射电压，则钳位电容上电压将一直保持在副边反射电压附近，即钳位电阻变为死负载，一直在消耗磁芯能量，见图3(b)；3)若RC 值太小，C 上电压很快会降到副边反射电压，故在St 开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3(c)：4)如果RC 值取得比较合适，使到S1开通时，C 上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C 上能量恰好可以释放完，见图3(d)，这种情况钳位效果较好，但电容峰值电压大，器件应力高。

反激电源次级尖峰处理方法
反激电源次级尖峰是指在反激电源的次级电路中，由于变压器漏
感和开关管的寄生电容等因素，会在开关管关断瞬间产生一个很高的
尖峰电压。

这个尖峰电压可能会对电源的稳定性和可靠性造成影响，
因此需要采取一些措施来处理。

以下是一些常见的反激电源次级尖峰处理方法：
1. 增加吸收电路：在次级电路中增加一个吸收电路，如 RC 吸收
电路或RCD 吸收电路。

吸收电路可以吸收尖峰电压，从而降低其幅度。

RC 吸收电路由电阻和电容组成，RCD 吸收电路则增加了一个二极管。

吸收电路的参数需要根据具体情况进行选择，以确保其能够有效地吸
收尖峰电压。

2. 优化变压器设计：通过优化变压器的设计，可以减小变压器的
漏感，从而降低尖峰电压的幅度。

这可以通过增加变压器的绕组匝数、使用堆叠绕组、使用三明治绕组等方法来实现。

3. 选择合适的开关管：选择具有较低寄生电容的开关管可以减小
尖峰电压的幅度。

此外，还可以选择具有内置尖峰抑制功能的开关管，如 MOSFET 管。

4. 采用有源钳位电路：有源钳位电路可以在开关管关断瞬间将尖峰电压限制在一定范围内，从而保护开关管和其他电路元件。

有源钳位电路通常由一个二极管、一个电容和一个电阻组成。

5. 优化 PCB 布局：合理的 PCB 布局可以减小电路中的寄生参数，从而降低尖峰电压的幅度。

这包括减小走线长度、增加走线宽度、避免走线交叉等。

需要根据具体的电源设计和应用场景选择合适的次级尖峰处理方法。

在设计过程中，需要进行充分的仿真和测试，以确保电源的稳定性和可靠性。

RCD尖峰脉冲吸收电路参数计算举例之答禄夫天创作1、开关变压器初级线圈漏感Ls的计算反激式开关变压器的漏感一般都比较大，漏感与初级线圈电感之比，大多数都在2～5%之间。

漏感的大小主要与变压器初、次级线圈的绕法、铁芯和骨架的结构，以及气隙大小等参数有关，还与磁通密度取值的大小有关，因为磁通密度取得越大，导磁率就会越小，漏感相对也要增大。

漏感小于2%或大于15%的开关变压器，其结构一般都比较特殊。

开关变压器初级线圈电感量的大小，主要与开关电源的工作频率有关，还与工作电压和输出功率的大小有关。

一般输出功率越大，工作频率就越低，电感量相应也要增大；而工作电压越高，电感量也越大。

开关变压器初级线圈的电感L和漏感Ls的大小可以用仪表直接丈量，一般工作频率为30～50kHz，工作电压为AC110V~220V的开关变压器，其初级线圈的电感量大约为：300～1000微亨，漏感大约为：10～100微亨；计算时，可按3～6%的比例来取值进行估算。

例如：L=1000uH，则可取 Ls = 30～60uH。

2、尖峰脉冲吸收电容器容量的计算要计算尖峰脉冲吸收电容器容量，首先要计算流过变压器初级线圈电流的最大值。

计算流过变压器初级线圈的最大电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。

电流Im可根据开关电源的最大输入功率Pm来估算。

根据（26）式，当输出功率一定时，输入电压在一定的范围内，流过变压器初级线圈的最大电流Im和输出电压Uo基本是稳定的；变压器初、次级线圈反激输出电压的半波平均值也基本是稳定的，与输入电压的大小无关，但对应分歧的输入电压必须对应分歧的占空比，参看（41）、（42）式。

当流过开关变压器初级线圈的最大电流确定之后，尖峰脉冲吸收电容器容量以及电容充电时电压增量的数值就可以按（33）～（36）式进行计算。

大多数反激式开关电源的最大输出功率都在100W以下，因为用于反激式开关电源功率损耗大于10W的电源开关管种类很少，如需要较大的输出功率，一般都选用半桥式或全桥式双激式开关电源。