第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法
1．2．1 正弦波脉宽调制SPWM
逆变器结构
典型的交流-直流－交流逆变器的结构如图2-1-3所示。
图2-1-3：变压变频器主电路结构图
图2-1-3中，单相交流或三相交流供电经非控全波整流，变成单极性直流电压；该直流电压经有源或无源功率因素校正电路PFC（Power Factor Correct）得到直流母线电压 Udc，某些情况下功率因素校正电路可以省略。
逆变器的核心电路是由六个功率开关器件Q1-Q6构成的三相逆变桥，每个桥有上下两个桥臂；上桥臂上端接直流母线电压正端（DC+），下桥臂下端接直流母线参考端（DC-）；对于交流异步电机的驱动，为防止直通，上、下桥臂通常设置为互补工作方式：上桥臂导通时，下桥臂截止；下桥臂导通时，上桥臂截止。
三桥臂中间输出接至负载：三相感应电机的UVW输入端。
功率开关器件Q1-Q6可以是晶闸管GTO，双极性功率晶体管BJT，金属氧化膜功率场效应管MOSFET，绝缘栅型双极性功率晶体管IGBT。
IGBT具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点，在电源逆变器中得到最为广泛的应用。
对于感性负载（电机），为了保护IGBT，常需加续流二极管D1-D6，用以在开关管关断时形成电流回路。
IGBT通常已与续流二极管封装在一起。
电容C用于能量缓冲，可保持直流母线电压Udc相对稳定。
为了在电机的UVW端线上输入三相平衡的交流电，通常做法是依一定规则用PWM信号PWM1L-PWM3H去控制逆变器的六个开关管的开关状态。
所谓的正弦波SPWM（Sinusoidally PWM）技术，就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽，即：功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形，其宽度依正弦波规律变化；对交流输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说，PWM信号的频率通常保持不变。
这种控制策略也叫异步控制法，即载波信号的频率独立于调制波频率。
见图2-1-4。
SPWM也叫SWPWM（Sinusoidally Weighted PWM）。
图2-1-4 SPWM波形
图中：Udc --直溜母线电压；
Um -- 正弦波基波的峰值，一般情况下，随t2比例变化；
T，通常为一固定值；
t1 -- PWM信号的周期
pwm
t2 --正弦波基波的周期。
SPWM控制法的实现
SPWM控制法实现起来相对较为简单。
先产生一个在时间与幅度上都离散的单位正弦序列，也叫正弦表，90°，180°，360°皆可，并存储在程序空间里。
这部分工作可借助于其他工具来完成，如Office Excel。
正弦表的角度分辨率由实际应用确定；对于一个完整的电周期（360°）， 1024个点能满足大部分应用的需求。
正弦波生成时，有效样本点越多，电压电流谐波越小，效果越好。
确定正弦表长度时，还需考虑的因素有：程序空间的大小，功率开关管的速度（PWM 信号频率/载波频率），PWM 的有效分辨率，调速比等。
正弦波频率f ，PWM 信号频率pwm f ，有效样本点数N 之间的关系如下：
f f N pwm =
式（2-2-1） 应用中，对应正弦波最高频率m ax f ，如有可能，N 应不小于60。
考虑到连续变频，正弦表长度L 可由下式计算得到：
N L *10>
即： max *10f f L pwm
> 式（2-2-2）
例2-2-1：
一给定SPWM 调速系统，载波频率为10KHz ，最高运行频率为120Hz ，试确定正弦表的长度。
直接代入式（2-2-2）得：
==>120
10*10*10*103max f f L pwm
833 同时由式（2-2-1）得： 83120
10*103===f F N pwm
符合要求。
取L =1024，即正弦表的长度为1024个点。
由于正弦值的范围是-1-1，实际存储的通常是正弦值经比例放大后的数据，对于DSPIC ，可以放大16384（14
2）倍（最高位用于表示极性）。
产生SPWM 正弦波的基本方法是用一组虚拟的三角形波与一个正弦波进行比较（斩波） 。
受制于PWM 的输出方式（边沿对齐），早期的斩波方案较多是采用锯齿形的三角形波。
随着中心对齐的PWM 的输出方式的出现，现在应用较多的是利用虚拟的等腰三角形波与一个正弦波进行比较，如图2-1-5 所示。
其相交的时刻（即交点）来作为开关管“ 开 ”或“ 关 ”
的时刻。
图2-1-5：SPWM波生成方法
图中： t1 –开关管导通；
t2 –开关管截止。
设定图2-1-5表示的是U相电压，结合图 2-1-3，t1 对应开关管Q1导通区间，t2 对应开关管Q1截止区间。
当PWM工作在中间对齐模式（又称连续增减计数模式）时，可产生图2-1-5中的虚拟等腰三角形波。
对应于每一次PWM中断，更新t1。
综前所述，对于任一给定的正弦波频率，正弦波输出大致经以下几个步骤：步骤1：依据V/F曲线，确定调制系数m；
步骤2：依据载波频率确定相位步进值；
步骤3：每一次PWM中断，依据相位步进值，确定正弦表步进值；
步骤4：查正弦表，取正弦值，计算时间t1；
步骤5：更新PWM占空比。
以上我们讨论的是一相正弦波的生成方法。
其他两相正弦波的产生方法相同，只是相位上彼此相差120º，即所谓的三相平衡电。
有效/无效窄脉冲对输出谐波电流有较大的影响，实际应用中应注意窄脉冲的处理（通
常是消除）。
SPWM 正弦波的输出特性
由于施加在电机上的信号是三相平衡的交流电：幅度相同，频率相同，相位相差120º。
在任何时刻，电流总是从两个绕组流进来，经一个绕组流出去，或者从一个绕组流进来，经两个绕组流出去。
显而易见，电机中性点N 电压总为直流母线电压Udc 的一半。
U 相的相电压可表示为： t m U u dc UN ωsin 2= 式（2-2-3）
式中： 目标相电压的角频率为ω；
m 为调制度（0~1）； V 相的相电压为：
)32sin(2πω+=
t m U v dc VN 式（2-2-4）
U 、V 间的线电压为：
))32sin(((sin *2πωω+-=-=t t m U v u u dc VN UN UV
不难得到：
))61sin(**23πω+=t m U u dc UV
在满调制（m=1）的情况下，线电压的峰-峰值为： DC u P P UV 23)(=-
也就是说，SPWM 技术的电压利用率只有 86.6 %。
这就降低了系统的效率。
实际应用中，为了提高电压利用率，SPWM 技术通常辅助以三次谐波叠加法，或称为三次谐波注入法。
不管是谐波叠加还是谐波注入法，首先要遵循的一个原则是没有过调制：线电压不失真。
式（2-2-3）、（2-2-4）同乘以 32
，并在相电压上引入三次谐波e （t ），
令 t t e ω3sin 6
1)(=。
我们得到
)3sin 61(sin 3t t U u dc UN ωω+= 式（2-2-5） ))32(3sin 61)32(sin(3
πωπω+++=t t U v dc VN 得到：
)3sin 61)32(sin(3
t t U v dc VN ωπω++= 则 ))6
1sin(**πω+=t m U u dc UV 在满调制（m=1）的情况下，线电压的峰-峰值为：
dc UV U u =
显然，电压利用率变为100%，系统效率得到提高。
这种情况下，虽然得到了提升，并保持不失真。
但由式（2-2-5）看到，相电压由于叠加了三次谐波，出现明显失真。
见图2-1-6。
图2-1-6：三次谐波叠加后的相电压与线电压波形
1．2．2 正弦波脉宽调制SPWM 在DSPIC 上的实现。
