LLC谐振变换器的原理说明
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LLC谐振变换器的原理说明
LLC谐振变换器
要提⾼主变换器能效,可以采⽤以下四种⽅式:
⼀是降低导通损耗或者是减⼩初级峰值电流和均⽅根电流来降低⼀次导通损耗;
⼆是采⽤软开关技术降低开关损耗;
三是减⼩整流器的压降,例如采⽤低的正向压降⼆极管或者FET整流器,来降低⼆次损耗; 四是采⽤更好的磁芯材料来降低磁芯损耗.
杨恒.LED照明驱动器设计步骤详解[M].北京：中国电⼒出版社.20101软开关技术的提出（电⼒电⼦技术-西安交通⼤学王兆安黄俊第四版）
还是从⼩型化、轻量化的发展趋势看，装置的效率以及电磁兼容的要求变得更⾼。当提⾼开关频率，开关损耗增加，电路的效率下降，电磁⼲扰也增⼤，这⾥提出了软开关技术，它是利⽤谐振的辅助换流⼿段，从⽽解决电路的开关损耗和开关噪声的问题。
硬开关：开关过程中，电压电流均不为零，出现重叠，因此导致开关损耗（电路效率的降低、阻碍开关频率的提⾼）。并且，电流电压变化很快，波形有明显的过冲，导致了开关噪声（电磁⼲扰EMI）。如图5-1所⽰：
图5-1 硬开关电路波形
软开关：通过增加电感、电流等谐振元件，构成辅助换流⽹络，在开关过程的前后引⼊谐振过程。开关开通前电压降为零，或者关断之前电流降为零，消除电压电流之间的重叠，降低电压电流的变化率，减⼩开关损耗和开关噪声。如图5-2所⽰：
图5-2 软开关电路波形
主要的软开关拓扑结构有:
结合本⽂设计要求,将采⽤双电感加单电容的谐振变换器。2谐振变换器的发展
为了降低开关损耗和开关噪声，并且容许⾼频运⾏，谐振开关技术得到了发展。在各类的谐振变换器中，LC串联谐振变换器是最简单也是最普遍的。1）LC串联谐振变换器
电路中电感与电容串联，形成⼀个串联谐振腔。这个谐振腔的阻抗与负载串联，则由于其串联分压作⽤，增益总是⼩于1。谐振腔的阻抗与频率有关，在其谐振频率fr下阻抗最⼩，此时的增益也最⼤。根据电路的直流特性可知：① fs>fr时,开关管 Q-->ZVS；
②轻载时，fs要变化很⼤才能保证输出电压不变;
③ Vin增⼤时,fs增⼤使输出电压保持不变。
此时谐振腔的阻抗也增⼤，则谐振腔内有很⾼的能量在循环，⽽并没有把这些能量供给负载，并且使半导体器件的应⼒增⼤。
因此，串联谐振变换器存在⼀些不利因素：轻载调整率⾼、⾼的谐振能量、⾼输⼊电压时较⼤的关断电流等。2）LC并联谐振变换器
根据其直流特性可知：① fs>fr时，实现软开关；
②轻载时，fs并不要变化很⼤来维持输出电压不变；
③ Vin增⼤时，fs增⼤来维持输出电压不变。
此时谐振腔内循环的能量依然很⼤，即使是在轻载的条件下，由于负载与电容并联，仍然有⼀个⽐较⼩的串联阻抗。与SRC相⽐，PRC优点：在轻载时，频率变化不⼤即可保证输出电压不变。其缺点是：⾼的谐振能量、⾼输⼊电压时关断电流较⼤会引起较⼤的关断损耗。3）LCC谐振电路：
对于LCC电路，存在两个谐振频率：f r=
1
2πL r C r
f p=
2π√L r(C r//C m)
显然，fr2①当fr2
②为了满⾜ZVS，fs>fr1，这样低频谐振点没有利⽤。
从这个⽅案可以看出，可以利⽤双谐振⽹络来实现ZVS，如果将LCC的直流特性左右翻转，那么低频谐振点就可以利⽤上。因此，出现了特性较好的谐振变换器LLC结构。3 LLC谐振变换器
LLC谐振变换器的拓扑结构有两种：
⼀是全桥：电压增益较⼤（2倍半桥），初级电压是半桥的两倍，变压器原边电流减⼩⼀半。
⼀般情况下，LLC 谐振拓扑包括3级电路，如图3所⽰:⽅波发⽣器、谐振⽹络和整流器⽹络。
⽅波发⽣器负责产⽣⽅波电压V d，通过50%占空⽐交替驱动开关Q1 和Q2 来实现。通常，在连续切换中会引⼊⼀个较⼩的死区时间（防⽌直通，造成开关管的损坏）。⽅波发⽣器可以构造成全桥或半桥类型。
谐振⽹络是由电容、变压器漏感和励磁电感组成的。谐振⽹络可以滤除⾼次谐波电流。电流滞后于施加到谐振⽹络上的电压，可以实现MOSFET零电压开通。当 MOSFET 电压为零时 MOSFET 开通，此时电流流经反并联⼆极管。
整流器⽹络主要⽤于产⽣直流电压。采⽤整流MOSFET和电容对交流电进⾏整流。整流器⽹络可以设计成带有容性输出滤波器的半波整流器桥。
3.1基本⼯作原理
对于LLC谐振电路，存在两个谐振频率：f r=
2π√L r C r
f p=
1
(r m)r
则显然：f r>f p。
令MOS管⼯作在ZVS区域，对于MOS管⽽⾔，ZVS模式下的开关损耗⽐ZCS模式下要⼩很多，并且在轻负载时，LLC的谐振开关频率变化很⼩，即使在空载时，也能实现零电压开关。
a.在t0时刻：Q2关断，谐振电流I r<0（定义：I r从左到右为正），为Q1的结电容放电（ZVS
的约束条件），使得V Q1=0，为Q1零电压开通提供条件。此时PFM信号加在Q1上使其ZVS 导通。b.t0~t1：V in加在谐振⽹络上，I r增⼤到0，此时副边MOS管导通，副边电压作为输出电压，
⽽原边电压也为恒定值，L m被箝位，处于恒压储能状态，电流线性上升。c.t1~t2：Q1导通，此时⼯作在串联谐振状态，即L r与C r谐振，L m被箝位，不参与谐振。
此时I r=I lm+I lp；在t2时刻，I r=I lm，副边电流为零，即副边实现ZCS，因此不存在反向恢复。d.t2~t3：Q1依然导通，此时(L r+L m)与C r形成串联谐振，由于作⽤时间短，⽽且(L r+L m)
很⼤，可以认为此时的电流保持不变，即I r=I lm。e.在t3时刻：Q1关断，此时电流I r为Q2的结电容放电，使得V Q2=0，为Q2零电压开通提供
条件。此时PFM信号加在Q2上使其ZVS导通。
可以看出，MO S管的关断电流是激磁电流I lm，在设计变压器的时候，使激磁电流I lm⼩于负载电流，就能很好的降低开关损耗。⽽且，ZVS开通也是激磁电流I lm得来的，因此
原副边断开与负载⽆关，所以在轻载甚⾄空载情况下也能实现ZVS开通。3.2基频分量法（FHA）
基频分量法是可以将⾮线性的谐振电路转化成正弦交流电路，采⽤正弦稳态电路的分析⽅法，可以使分析与计算变得简单。在实际⼯程应⽤上，可以提供确切的指导，可以清晰表达谐振变换器的稳态特性，因此是可以满⾜⼯程设计上的需求的，所以本⽂选择基频分量法对谐振变换器进⾏稳态分析。
以半桥LLC谐振变换器作为分析：
（1）输⼊FHA等效电路（⽅波发⽣器）V d=V in
2
+
2
π
V in∑
1
n
sin(2nπf sw t)
n=1,3,5…
基波分量为V d1=2
π
V in sin(2πf sw t)
（2）输出FHA等效电路（整流⽹络）：V s1=4
π
V o sin(2πf sw t?φ)
V s1与I s1同相（令I S1为I s1的峰值），则
I s1=I S1sin(2πf sw t?φ)
I o=2
T
∫I S1sin(2πf sw t?φ)
T
2
=
2
π
I S1
所以输出阻抗：R e=V s1
I s1=
8
π2
V0
I0
=
8R0
π2
（3）简化FHA等效电路：
变压器的副边等效到原边（电压⽐为跟匝数⽐成正⽐，电流⽐跟匝数⽐成反⽐）：R ac=n2R e=n28R0π2
V p=nV s1=n 4πV o
谐振⽹络的输⼊阻抗：Z in(s)=1
r
+sL r+(R ac?sL m)(R
ac
+sL m)
等效输出阻抗：Z out(s)=(R ac?sL m)(R
ac +sL m)
则谐振⽹络的传递函数为：
H(s)=V p(s)
V d1(s)
=
nV s1(s)
V d1(s)
=2n?
V0(s)
V in(s)
=
Z out(s)Z in(s)
LLC的稳压原理：输⼊或者负载的变化会引起输出V p的变化，通过改变⼯作频率使得1/(s?
C r )+s?L r的分压产⽣相应的变化，这样将维持输出的电压不变，即V p不变。
3.3 LLC的直流增益特性
谐振⽹络的直流电压增益是：G(DC)=V0
V in
=
1
2n
|H(s)|=
1
2n
|H(jω)|
G(DC)=
1
2n
Z out(s)
Z in(s)
=
1
2n
(R ac?sL m)
(R ac+sL m)
1
sC r+sL r+
(R ac?sL m)
(R ac+sL m)
为了⽅便设计与分析，定义：
电感系数k=L rL m ；归⼀化频率f n=ff s
；谐振频率f s=2πL C
；电路品质因数Q=Z0R ac
；
特性阻抗Z0=√L rC r =2πf s L r=1
2πf s C r
将以上带⼊G(DC)得：G(DC)(f n,k,Q)=
1
2n
√(1+k?k
f n2
)+Q2?(f n?
1
f n)
2
同理可得全桥谐振电路的FHA等效模型:G(DC)(f n,k,Q)=1
n
√(1+k?k
f n2
)+Q2?(f n?
1
f n)
2
3.4 直流增益特性分析
由G(DC)(f n,k,Q)则可得到直流增益曲线图：
直流增益曲线的横坐标为归⼀化频率f n，纵坐标为直流增益G(DC)(f n,k,Q)。那么电路直流增益特性曲线⼯作有三个区域：ZCS、ZVS1、ZVS2。
若输出电压减⼩，可以降低开关频率，使其增益增⼤。
由前⾯可知：输⼊阻抗的表达式为：Z in(s)=
