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天线噪声系数

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信噪比和噪声系数-PPT课件

信噪比和噪声系数-PPT课件

之和，即 P ，所以噪声系数可以表示为 GP P n o p Hn i a n o
P s i GP P P P P p Hn i a n o n i n o a n o N 1 F P P G P G P G s o n i p H n i p H n i p H P n o
将额定输入噪声功率式代入可得
P P n o a n o N 1 F k T B G k T B G p H p H
8.3.2
二、多级放大电路的噪声
假如，有两个四端网络级联，如图8.3.3所示。它们
的噪声系数、额定功率增益、噪声带宽分别为
N
F 1
G pH 2 ， G pH 1 ， 、 N F2、 。 B1、 B 2 ，并且 B 1 B 2 B
8.3
8.3.1 信噪比
信噪比和噪声系数
信噪比：衡量一个信号质量优劣的指标。它是在指定 频带内，同一端口信号功率 P 和噪声功率 P 的比值，即
s n
Ps S/N Pn
当用分贝表示信噪比时，有
P S/ N(d B ) 1 0lg s P n
信噪比越大，信号质量越好。
8.3
8.3.2 噪声系数
网络，必须使放大器的输入电阻 R i 与信号源内阻 R s 相匹
配，也即应使 Ri R s 。
V s2 因而额定输入信号功率为 P si 4Rs
4 k T RB s 额定输入噪声功率 P k T B n i 4 R 4 R s s
2 n
8.3.2
由上两式知，不管信号源内阻如何，它产生的额定 噪声功率是相同的，其大小只与电阻所处的环境温度T和
N
F
越大。 （3）线性网络的功率增益 G p 越大，噪声系数

天线信噪比和噪声系数概述

天线信噪比和噪声系数概述

GpH
P′ = so P′ si
线性网络输出端的总噪声额定功率 P′ 同样应等于 GpH P′ ni no 和线性网络本身的噪声在输出端产生的额定噪声功率 P′ ano 之和, 之和,即 P′ = GpH P′ + P′ ,所以噪声系数可以表示为 no ni ano
P′ si NF = P′ so P′ ni P′ no GpH P′ + P′ P′ P′ ni ano no = = =1+ ano P′GpH P′GpH P′GpH ni ni ni
G NF1, F2, pH1 , pH 2 , 1, 2 ,并且 B = B2 = B . N G B B 1
根据定义, 根据定义,级联网络的总噪声系数 NF为 P′ P′ no no = NF1i2 = GpH1i2P′ GpH1i2kTni B ni 8.3.2
P′ no NF1i2 = = GpH1i2P′ GpH1i2kTni B ni
P =1+ ano Gp P ni
பைடு நூலகம்
由上式可以得出下述结论: 由上式可以得出下述结论: (1)当线性网络本身不产生噪声,即 P = 0时, )当线性网络本身不产生噪声, ano
NF =1,故为无噪声的理性网络. 故为无噪声的理性网络.
越大, (2)线性网络本身产生的噪声 P 越大,噪声系数 ) ano
式中, ′ 是级联四端网络总输出的额定噪声功率. 式中, no 是级联四端网络总输出的额定噪声功率. P
GpH1i2 = GpH1GpH 2 是级联网络总的额定功率增益. no由三部 是级联网络总的额定功率增益. ′ P
P′ no
分组成: 分组成: ① 信号源内阻 Rs产生的噪声经过两级放大后在输出端 的噪声额定功率 GpH1GpH 2kTB ; ②第一级网络内部噪声P′ 1经第二级放大后在输出端 ano 的噪声额定功率GPH 2P′ 1 ; ano 8.3.2

干货!有源相控阵的天线设计的核心：T-R组件

干货!有源相控阵的天线设计的核心：T-R组件

干货！有源相控阵的天线设计的核心：T/R组件
有源相控阵天线设计的核心是T/R组件。

T/R组件设计考虑的主要因素有：不同形式集成电路的个数，功率输出的高低，接收的噪声系数大小，幅度和相位控制的精度。

同时，辐射单元阵列形式的设计也至关重要。

1 芯片设计理想情况下，所有模块的电路需要集成到一个芯片上，在过去的几十年，大家也都在为这个目标而努力。

然而，由于系统对不同功能单元需求的差别，现有的工程技术在系统性能与实现难度上进行了折衷的考虑，因此普遍的做法是将电路按功能进行了分类，然后放置于不同的芯片上，再通过混合的微电路进行连接，如图所示。

一个T/R模块的基本芯片设置包括了3个MMICs组件和1个数字大规模集成电路（VLSI），如图所示。

高功率放大器（MMIC）
低噪声放大器加保护电路（MMIC）
可调增益的放大器和可调移相器（MMIC）
数字控制电路（VLSI）
根据不同的应用需求，T/R模块可能还需要其他一些电路，如预功放电路需要将输入信号进行放大以满足高峰值功率需求。

大多数X波段及以上频段T/R组件都采用基于GaAs工艺的MMICs技术。

该技术有个缺点就是热传导系数极低，因此基于GaAs的电路需要进行散热设计。

未来T/R组件的发展方向是基于GaN和SiGe的设计工艺。

基于GaN的功率放大器可实现更高的峰值功率输出，从而提升雷达的灵敏度或探测距离，输出功率是基于GaAS工艺电路的5倍以上。

SiGe工艺虽然传输的功率不如GaAs，然而该材料成本较低，适用于未来低成本、低功率密度雷达系统的设计。

2 功率输出通常情况下，在给定阵列的口径后，雷达系统所需要的平均功率输出也基本确。

noise figure计算公式

noise figure计算公式

noise figure计算公式噪声系数（Noise Figure）是衡量信号转换设备的一个重要参数。

噪声系数可以描述设备对输入信号的噪声干扰的程度。

噪声系数越小，输入信号经过设备后输出的信号噪声干扰越小。

噪声系数的计算公式是一个比值，它的公式为：Noise Figure = (Pout/Pin) - (Gout/Gin)其中，Pout和Pin分别是输出和输入的信号功率，Gout和Gin分别是输出和输入的信号增益。

在现代通信系统中，从天线到接收机的整个系统都会引入一定的噪声。

因此，对于接收机来说，噪声是限制其灵敏度和性能的重要因素。

噪声系数是指接收机系统中所有噪声的总和。

因此，如果接收机中有多个级联的放大器，那么每个放大器的噪声系数都会对最终的噪声系数产生影响。

噪声系数的计算公式中，Pout/Pin表示放大器的增益，即输出功率和输入功率的比值。

这个比值表示了信号在放大器内部被放大的程度。

在理想情况下，放大器的增益应该是一个常数，即输入和输出信号之间的比例关系不会随着信号的变化而变化。

但是，在实际应用中，放大器的增益是一个复杂的非线性函数，因为放大器本身也会引入一些噪声。

因此，对于放大器的噪声特性的评估，需要对其进行多级测量和分析。

另外，公式中的Gout/Gin表示输出信号功率和输入信号功率之间的比值。

这个比值是指放大器的输入和输出信号之间的信噪比。

信噪比是指信号与噪声的比值，它用来度量信号的纯度。

在放大器输入端，信号的信噪比通常是比较好的，但是在放大器内部，因为放大器本身引入的噪声会干扰输入信号，因此信噪比会降低。

在实际应用中，需要采取一些措施，如降低信噪比、增加放大器的带宽等，来提高系统的噪声性能。

噪声系数的计算公式可以帮助工程师评估放大器的性能，并确定是否需要对放大器进行优化。

在实际应用中，为了得到更精确的噪声系数值，需要采用比较严格的测量方法。

这些方法包括热噪声测量、振荡器相位噪声测量、调制噪声测量等。

天线噪声系数定义

天线噪声系数定义

天线噪声系数定义嘿，咱今天就来聊聊天线噪声系数这玩意儿！你说这天线噪声系数啊，就好像是一个挑剔的食客。

你想想看，天线就像是个大嘴巴，它得把各种信号吃进去，可这吃进去的可不都是好东西呀，就有那乱七八糟的噪声也跟着混进来了。

这噪声系数呢，就是来衡量这个大嘴巴挑拣好坏的能力啦！要是这系数小啊，那就说明这个天线很厉害呀，能把好的信号留下，把那些讨厌的噪声给挡在外面，就像个厉害的守门员，把不该进的球都给挡出去了。

要是这天线噪声系数大呢，哎呀呀，那可就糟糕啦！就好比一个糊涂的守门员，啥球都放进来了，那信号还能好得了吗？那接收的质量不就大打折扣啦！你再想想，咱平时听广播或者看电视的时候，要是信号不好，那声音滋滋啦啦的，画面也不清晰，是不是特别烦人？这很可能就是天线噪声系数在捣乱呢！它要是不给力，咱就得跟着遭罪呀。

而且啊，这天线噪声系数还跟很多因素有关呢。

就像咱人一样，心情好的时候干啥都顺，心情不好的时候干啥都别扭。

天线也有它的“心情”呀！周围的环境啦，天气啦，都会影响它的表现呢。

比如说在一个特别嘈杂的地方，那天线接收信号肯定就更费劲呀，这噪声系数说不定就蹭蹭往上涨了。

或者是天气不好，又是打雷又是下雨的，那对天线也是个考验呀，它得努力保持好状态，不然噪声就又要捣乱啦。

咱平时选天线的时候，可得好好关注一下这个噪声系数呀。

别光看外表好看不好看，得看看它到底能不能把工作干好。

就像找对象似的，不能光看长得帅不帅，还得看人品好不好呀！所以说呀，这天线噪声系数可不是个小事情，它直接关系到咱能不能好好地享受各种信号带来的乐趣呢！咱可得重视起来，别让它给咱的生活添乱呀！总之，天线噪声系数就是这么个重要又有点让人头疼的东西，咱得好好对待它，让它乖乖听话，为咱服务！。

(仅供参考)天线噪声系数

(仅供参考)天线噪声系数

举例（卫星通信中的等效噪声温度）
以卫星通信接收机的输入端作为参考点
Te=Ta/L+(1-1/L)Tk+Ter 这里
Ta是天线等效噪温 L是馈线损耗 Tk是馈线环境温度 Ter是接收机等效噪温 以馈线输入点作为参考点的等效噪温为
Te=Ta+(L-1)Tk+Lter 可以看到如果要减小卫星系统的等效噪温，需要
阻值为R的电阻两端所呈现的热噪声电压呈高
斯分布，其均值为0，方差为 2 (π k T )2 ，
其单边功率谱密度为
R 3h
R
( ) N ( f
)=
4Rhf ehf / kT − 1V 2 / Hz3
4.8.1 热噪声功率谱密度
( ) N ( f ) =
4 R hf e hf / kT − 1
V 2 /Hz
减小L和Ter。
14
接收机的噪声功率谱
无线通信，接收机与天线相连噪声功率谱
N0 = K (Ta + Te ) = K (Ta + ( F −1)T ) = KTF
注： Ta是天线等效噪温 F 是噪声系数 T是室温（绝对温度） Te是接收机等效噪温
无线通信中的典型参数： GSM基站接收机的噪声系数为10dB左右
等效噪声温度表示了一个网络的内部噪声情 况。
9
4.8.3网络的等效等效噪声温度 Te（2）
设内部产生噪声功率为
Te
=
Pn kB G
Pn = k Te B G
其中:G为网络增益。
无源网络可以通过计算各电阻在工作温度下 产生的噪声，然后根据电路等效得到输出的 噪声功率，
但是对于有源网络的噪声分析就复杂多了。

专题讲解：信噪比和噪声系数


网络，必须使放大器的输入电阻 Ri与信号源内阻 Rs 相匹
配，也即应使 Ri Rs。
因而额定输入信号功率为
Psi
Vs2 4Rs
额定输入噪声功率
Pni
n2
4Rs
4kTRs B 4Rs
kTB
8.3.2
由上两式知，不管信号源内阻如何，它产生的额定 噪声功率是相同的，其大小只与电阻所处的环境温度T和 系统带宽B有关。
三、选择合适的信号源内RS阻
信号源内阻
RS变化时，也影响
N
的大小。当
F
RS
某一最佳值时，RS可达到最小。
四、选择合适的工作带宽
根据上面的讨论，噪声电压都与通带宽度有关。 接收机或放大器的带宽增大时，接收机或放大器的各 种内部噪声也增大。因此，必须严格选择接收机或放 大器的带宽，使之既不过窄，以能满足信号通过时对 失真的要求，又不致过宽，以免信噪比下降。
8.3.2
所以
N F 12
NF1
NF2 1 GpH1
对于三级电路组成的级联网络，
可将前两级看做第一级，后面一级看做第二级，则可得到
N F 12 3 为
N F 12 3
N F 12
NF3 1 G pH 12
NF1
NF2 1 GpH1
NF3 1 GpH1GpH 2
同理，对n级电路组成的网络，总的噪声系数为
式中，Gp Pni为信号源内阻R s产生的噪声经过线性网络后
在输出端产生的噪声功率； 8.3.2
而线性网络输出端的总噪声功率Pno 应等于Gp Pni
和线性网络本身的噪声在输出端产生的噪声功率Pano
之和，即
Pno Gp Pni Pano
显然，Pno Gp Pni，故线性网络的噪声系数 NF总是大于1。

射频 噪声系数-概述说明以及解释

射频噪声系数-概述说明以及解释1.引言1.1 概述概述射频（Radio Frequency, RF）是指在射频频段内的无线电波信号。

射频技术广泛应用于无线通信、雷达、广播电视等领域，是现代通信技术的重要组成部分。

然而，在射频应用中，噪声是一个不可忽视的问题。

噪声是在电子设备和电路中产生的随机扰动信号，它会干扰和损害正常的信号传输和接收。

射频噪声系数是衡量射频器件、电路或系统中噪声功率与理想信号功率之比的重要参数。

它反映了射频器件或系统抗噪声的能力，也可以用来评估设备性能的优劣。

通过对射频噪声系数的研究和分析，可以帮助我们更好地了解噪声对射频系统性能的影响。

在射频系统设计和优化过程中，降低噪声系数是提高系统性能和信号质量的重要手段。

因此，深入理解射频噪声系数的概念和意义对于工程技术人员和研究人员具有重要的价值。

本文将首先介绍射频的定义和原理，包括射频频段的范围和特点。

接着，将详细解释噪声系数的概念和意义，包括其计算方法和常见的单位。

然后，将讨论射频噪声系数的影响因素，包括器件本身的噪声特性、温度、频率等因素对噪声系数的影响。

最后，将展望未来射频噪声系数的发展方向，包括新材料、新技术和新方法对噪声系数的改进。

通过本文的阐述，读者可以对射频噪声系数有一个全面和深入的了解，从而为射频系统的设计、优化和应用提供有力的支持。

1.2 文章结构文章结构部分的内容可以按照以下方式进行编写：文章结构部分旨在为读者提供对本文的整体框架和内容概览。

本文将分为引言、正文和结论三个部分。

引言部分将首先对射频噪声系数的概念进行简要介绍，并阐述本文旨在探讨射频噪声系数的定义、原理、概念和意义等方面的内容。

随后，将介绍本文的结构安排和各部分的内容要点，以便读者能够清楚地了解到整篇文章的逻辑结构。

正文部分将分为两个小节。

第一个小节将详细介绍射频的定义和原理，包括射频信号的频率范围、射频的基本特性以及射频作为通信领域中重要概念的作用等内容。

矿用本安型天线说明书(3篇)

第1篇一、产品概述矿用本安型天线是一种专为矿山通信环境设计的无线通信设备，具有本安防爆、抗干扰能力强、传输距离远、安装简便等特点。

该产品广泛应用于矿山井下、井口、采掘面等恶劣环境下，满足矿山生产对通信的迫切需求。

二、产品特点1. 本安防爆：采用本安防爆技术，能够有效防止火花和热量引起爆炸，确保设备在矿山爆炸性气体环境中安全运行。

2. 抗干扰能力强：采用高性能材料和高精度生产工艺，具备较强的抗干扰能力，有效降低电磁干扰，确保通信质量。

3. 传输距离远：采用高增益天线设计，传输距离可达数公里，满足矿山生产对通信距离的需求。

4. 安装简便：采用模块化设计，安装过程简单快捷，无需专业技术人员即可完成。

5. 适用范围广：适用于各种矿山通信环境，包括井下、井口、采掘面等。

6. 兼容性强：可与其他通信设备兼容，实现无缝对接。

三、技术参数1. 频率范围：800MHz～2700MHz2. 天线增益：5dBi（±1dB）3. 输入功率：0～5W4. 工作温度：-40℃～+85℃5. 防护等级：IP546. 本安等级：IICT4四、产品组成1. 天线本体：采用高性能天线材料，具备良好的辐射性能。

2. 接口：采用标准接口，方便与其他通信设备连接。

3. 支架：采用高强度材料，确保天线安装稳定。

4. 说明书：详细介绍了产品特点、技术参数、安装方法等内容。

五、安装与使用1. 安装环境：确保安装地点通风良好，无腐蚀性气体。

2. 安装步骤：（1）将天线本体固定在支架上。

（2）将接口连接到通信设备。

（3）调整天线方向，确保信号传输质量。

3. 使用方法：（1）开启通信设备，进行信号测试。

（2）根据实际需求调整天线方向，优化信号传输。

（3）定期检查设备运行状态，确保通信质量。

六、维护与保养1. 定期检查设备外观，确保无损坏。

2. 保持设备安装环境通风良好，避免腐蚀性气体影响。

3. 定期清洁天线本体，去除灰尘和杂质。

4. 如发现设备异常，请及时联系厂家进行维修。

天线检验规范

天线检验方法1、概述根据客户要求，对天线各指标做一个测试检验说明。

2、主要技术指标及要求1）工作频率：1.15~1.65GHz；能够覆盖（1）L5/E5a、（2）B2/E5b、（3）L2、（4）B1/L1/E1/G1等信号所在的频段。

2）极化方式：右旋圆极化；3）天线波束：方位0°～360°，仰角5°～90°不圆度：±1.5dB，仰角10°4）带外抑制：≥30dB(±100MHz)5）噪声系数：≤2.0dB6）轴比：≤3.0dB（仰角90°），≤6.0dB（仰角20°～90°）；7）驻波：≤1.5:1 （50欧姆）；8）低噪放增益：28±3dB9）相位中心误差：≤±5 mm (1σ)3、检验参数和方法1、工作频率1.1测试设备测试设备为：矢量网络分析仪。

1.2测试方法和步骤测试方法和步骤如下：a)按所需频段校准矢量网络分析仪；b)按照图2连接矢量网络分析仪和待测天线；c)测量并记录输入电压驻波比≤2.0的频率范围。

微波暗室矢量网络分析仪被测天线图1 天线工作频率、输入电压驻波比测量框图2、天线输出电压驻波比（VSWR）2.1、测试设备同1.1。

2.2测试方法和步骤测试方法和步骤如下：a)按所需频段校准矢量网络分析仪；b)按照图2连接矢量网络分析仪和待测天线；c)测量输入电压驻波比;驻波测试数据:L5 E5a B2 E5b L2 B1 L1 E1 G1 VSWR1VSWR2VSWR3VSWR4VSWR5VSWR6VSWR7VSWR8VSWR9VSWR10————VSWR3、极化特性和轴比3.1、测试设备测试设备包括：a)信号源；b)接收机；c)线极化发射天线；3.2、测试方法和步骤a) 待测天线瞄准发射天线后固定，按照图2所示，发射天线接信号源，待测天线接接收机；b) 将信号源和接收机频率分别设置为测试频点, L5/E5a/B2/E5b/L2/B1/L1/E1/G1c) 当发射天线轴线与接收天线轴线成75度时,发射天线绕接收天线轴线旋转360°，记录接收信号电平，其最大电平与最小电平差即为待测天线的15度轴比。

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∑
∞
Ra ( m ) δ ( t − mTs )
数字基带信号s ( t ) 的功率谱密度与随机序列{an }的功率谱特性 Pa ( f )以及发送滤波器的频率特性GT ( f ) 有关.
27
基带信号的频谱特性(3)
特例：实随机序列{an }的各符号互不相关
(
)
gT ( t ) ∼ 发送脉冲波形，t ∈ ⎡0, Ts ⎤ ⎣ ⎦
■
∞ ⎡ ∞ ⎤ E ⎡ s ( t ) ⎤ = E ⎢ ∑ an gT ( t − nTs ) ⎥ = ma ∑ gT ( t − nTs ) ⎣ ⎦ n = −∞ ⎣ n = −∞ ⎦
周期为Ts
■
Rs ( t , t + τ ) = E ⎡ s ( t ) s ( t + τ ) ⎤ ⎣ ⎦
以卫星通信接收机的输入端作为参考点
Te=Ta/L+(1-1/L)Tk+Ter 这里 Ta是天线等效噪温 L是馈线损耗 Tk是馈线环境温度 Ter是接收机等效噪温 以馈线输入点作为参考点的等效噪温为 Te=Ta+(L-1)Tk+Lter 可以看到如果要减小卫星系统的等效噪温，需要 减小L和Ter。
14
∴ s ( t ) ∼ 循环平稳
26
基带信号的频谱特性(2)
循环平稳过程 s(t) 的功率谱密度
1 Rs (τ ) = Ts
∫
Ts 2 − Ts
1 = R ( t , t + τ ) dt 2 s Ts
∞ −∞
m = −∞
∑
∞
Ra ( m ) Rg (τ − mTs )
其中：Rg (τ ) = ∫ gT ( t ) gT ( t − τ ) dt
KTBF，网络产生的噪声所折合的那部分输入 是KTB(F-1)。 对于级联系统噪声系数可等效为
F2 −1 F3 −1 F = F1 + + + k pa1 k pa1k pa2
Fn −1 + k pa1k pa2 k pa(n−1)
7
4.8.3 等效噪声温度
网络的等效噪声温度Te： 把网络产生的噪声看成是输入的电阻升温Te 度 天线的等效噪声温度Ta： 把天线输出的噪声看成是一个温度为Ta的电 阻所产生。
Ps ( f ) = ∫ Rs (τ )e − j 2π f τ dτ =
−∞ ∞
2 1 Pa ( f ) ⋅ GT ( f ) Ts
其中：Pa ( f ) =
m = −∞
∑
∞
Ra ( m ) e − j 2π fmTs ∼ 随机序列{an }的功率谱密度
∵ Ra (τ ) =
m = −∞
gT ( t ) ⇔ GT ( f )
d n = bn ⊕ d n − 1
0 1 0 0 1
1
二进制单极性不归零码 1 1 0 1 1 0 0 0 0 0 1 1
相对码
d n = bn ⊕ d n − 1
A 0
0
1
单极性不归零传号差分码 跳变：”1“ 0 0 0 0 1 1 0 1 1
相对码
d n = bn
d n −1
A 0
单极性不归零空号差分码 跳变：”0“
1 1 1 0 1 0 0 1 1
-7
+3
+1
23
数字基带系统的构成
{bn }
码型 编码
{a n } d (t)
发滤 波器
s(t)
信道
x (t)
收滤 波器
r (t)
抽样 判决
{a }
' n
GT ( ω )
gT ( t )
n(t )
cp ( t )
码型 译码
{b }
' n
位同 步器
■
s(t) =
n = −∞
19
基本的数字基带信号波形(1)
二进制单极性不 归零(NRZ)码
bn = 0, 1 ⇔ an = 0, 1
A
A 0
1
1
1
0
1
0
0
1
0
Ts
t
⎛ t 1⎞ gT ( t ) = Arect ⎜ − ⎟ ⎝ Ts 2 ⎠
二进制 双极性 不 归零(NRZ)码
bn = 0,1 ⇔ an = −1, +1
⎛ t 1⎞ gT ( t ) = Arect ⎜ − ⎟ ⎝ Ts 2 ⎠
12
4.8.3 天线等效噪温 Ta(2)
典型值：
12GHz,线极化,1.8m天线，仰角为30度以上时 等效噪温为30K 4GHz，圆极化，30m天线，仰角大于30度时等 效噪温约为22K。
馈线的噪声系数 在匹配的情况下，馈线的噪声系数为 F=L 其中，L是馈线损耗（功率）
13
举例（卫星通信中的等效噪声温度）
设内部产生噪声功率为 Pn = k T e B G Pn Te = kB G 其中:G为网络增益。 无源网络可以通过计算各电阻在工作温度下 产生的噪声，然后根据电路等效得到输出的 噪声功率， 但是对于有源网络的噪声分析就复杂多了。
10
4.8.3 噪声系数F与等效噪温Te的关系
表示了网络内部噪声的情况 T e F = 1 + T 0 级联网络的等效噪温
接收机的噪声功率谱
无线通信，接收机与天线相连噪声功率谱
N 0 = K (Ta + Te ) = K (Ta + ( F − 1) T ) = KTF 注： Ta是天线等效噪温 F 是噪声系数
T是室温（绝对温度） Te是接收机等效噪温 无线通信中的典型参数： GSM基站接收机的噪声系数为10dB左右
N
( )
f
4 Rhf = hf / kT (V e −1
2
/ Hz)
其中
T为物体的绝对温度； h为普朗克常数，6.6254×10-34(J.s) k 为玻尔茨曼常数，1.38054×10－23（J/K）
4
4.8.1
匹配
输出噪声功率谱密度
输出噪声功率谱密：
N (f ) H (f ) P an = R
2
f (n) =
2πσ
2
e
2
2
4.8 .1热噪声（2）
电子热运动造成 分析和实验表明 阻值为R的电阻两端所呈现的热噪声电压呈高 斯分布，其均值为0，方差为 2 (π k T )2 ， R 其单边功率谱密度为 3h
R
N
(
4 Rhf 2 f ) = hf / kT (V / H z ) e −1
3
4.8.1 热噪声功率谱密度
22
基本的数字基带信号波形(3)
多电平码波形 k个二进制符号bi 例. k =3, M=8
b1b2b3 000 001 010 011 100 101 110 111 an +7 +5 +3 +1 -1 -3 -5 -7
M = 2k
bi an
75310 -1 -3 -5 -7 -
一个M进制符号an
8
4.8.3 网络的等效等效噪声温度 Te
信号经过网络时，除了输入端的噪声经过网 络，另外网络本身也产生热噪声，因此输出端 的热噪声变多了。 将网络内部产生的噪声在输入端等效成一个具 有一定温度的热噪声通过无噪的网络，该等效 温度即为等效噪声温度。 等效噪声温度表示了一个网络的内部噪声情 况。
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4.8.3网络的等效等效噪声温度 Te（2）
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主要内容
数字基带系统的构成 数字基带信号及其频谱特性 基带传输的常用码型 无符号间干扰的基带传输特性 部分响应系统 无符号间干扰基带传输系统的抗噪声性能 眼图 时域均衡器
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信息代码、数字基带信号
信息代码：表示字母、数字或符号等消息 的二进制代码。 数字基带信号：数据序列的电波形表示； 电号。单、双极性；归零码、不归零 码。
= =
n = −∞ m = −∞ ∞ ∞ n = −∞ m = −∞
∑ ∑
∞
∞
E ⎡ an am ⎤ gT ( t − nTs ) gT ( t + τ − mTs ) ⎣ ⎦ Ra ( m − n ) gT ( t − nT ) gT ( t + τ − mT )
∑ ∑
Rs ( t + kTs , t + τ + kTs ) = Rξ ( t , t + τ )
s (t ) = ∑ a n g T (t − nTb )
−∞
+∞
其中{an}广义平稳，以一定的概率取M个电平中的一个值。
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基带信号的频谱特性(1)
s(t) =
n = −∞
∑a
∞
n
gT ( t − nTs )
* 其中 {an } ∼ 广义平稳随机序列， E ( an ) = ma；Ra an an + k = Ra ( k )
G T ( f ) ⇒ Ps ( f ) 直接计算： 通过s(t)的自相关函数计算 介绍方法2：具体步骤 1. 设{an}广义平稳，证明s(t)是循环平稳随机过程 2. 对s(t)的自相关函数 Rs (t , t + τ )求时间平均值 R s (τ ) 3. 求 R s ( τ ) 的Fourier变换，得 PS ( f ) 4. 求{an}的自相关函数 MPAM的一般形式可表示为：
⎛ t 1⎞ gT ( t ) = Arect ⎜ − ⎟ ⎝τ 2⎠
A 0 -A
适于通过同轴电缆等在设备之间进行短距离传输
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基本的数字基带信号波形(2)
差分码：用相邻码元电平是否跳变代表‘0’或‘1’
bn