基于两级信道化的宽带数字接收机结构

基于FPGA的信道化数字接收机的研究与仿真朱志宇;王颖【摘要】Broadband radar electronic warfare channelized digital receiver have the capable of handling multiple signals arrived simultaneously and have a higher probability of intercept, which is researched as priorities in domestic and international in the current. A polyphasefilter structure based on the broadband digital channelized receiver is used, with the method of channelized to slow down the processing speed of the follow-up signal to meet the wide frequency coverage, high sensitivity, high probability of intercept and real-time processing capability. The system based on FPGA channelized digital receiver, time division multiplexing is completed algorithm.%雷达电子战数字信道化接收机能够处理同时到达的多个信号并有较高的截获概率,是当前国内外研究重点.采用了一种基于多相滤波结构的宽带数字信道化接收机方法,通过信道化降低后续信号处理速度,可满足宽频段覆盖、高灵敏度、高截获概率和实时处理能力.对系统基于FPGA实现信道化数字接收机,时分复用完成算法.【期刊名称】《科学技术与工程》【年(卷),期】2011(011)035【总页数】5页(P8744-8748)【关键词】多相滤波;信道化接收机;FPGA;分时复用【作者】朱志宇;王颖【作者单位】江苏科技大学,镇江212003;江苏科技大学,镇江212003【正文语种】中文【中图分类】TN857在电子战场上，面临着日益严峻的电磁环境，频段宽、待处理的信号种类多，且处于被动接收工作条件的背景下。

宽带数字信道化接收机综述作者：郑保佐来源：《数字技术与应用》2018年第05期摘要：本文分析了数字信道化接收机的系统结构，研究了数字信道化接收机技术的发展趋势。

关键词：宽带；数字信道化接收机；处理技术中图分类号：TN851 文献标识码：A 文章编号：1007-9416（2018）05-0037-01数字信道化接收机是一种基于数字信道化滤波器组形成的结构设计模式，它可分为不同的类型，而数字信道化接收机在实践中具有一定的灵活性，可以提升工作效率。

1 数字信道化接收机的系统结构1.1 单通道的数字信道化接收机单通道的信道化接收机主要是通过不同接收机并联形成不同的信道接受模式，通过构建多通道的数字信道化接收方式，不同的子信道的接收机结构相对较为完整。

1.2 中频数字信道化接收机中频数字信道化接收机是一种基于模拟混频器和滤波器进行信道的划分整理，利用采样以及数字信号处理的方式加强控制管理的结构模式。

但是，此种模式缺乏稳定性与灵活性。

而DDC类型的数字信道化接收机，可以对射频信号进行采样，在利用数字混频以及滤波对信道进行划分，这样就可以凸显数字电路以及数字信号的优势特征，但是此种模式在系统接受宽带以及动态范围的过程中会受到ADC的性能限制与影响。

单通道的数字信道化接收机的子信道是独立的，可以对其进行独立的设计，且灵活性相对较高，系统中的硬件资源利用效率则相对较低，在其需要数目种类较多的子信道的时候，就会导致硬件资源过度消耗，其结构相对较为复杂，而单通道的数字信道化接收机职能在少量的子信道系统中应用[1]。

1.3 FFT类型的的数字信道化接收机快速傅里叶变换是一种应用较为频繁的信道技术，而通过FFT则可以构建平频域滤波器，进而对频域信道进行分析。

但是频域滤波器的频率呈现Sinc函数，其阻带衰呈现减低的状态，对此，可以利用视域家窗户的方式增强滤波器组的整体性能，也就是一种将STET作为核心技术的信道化接收机类型，此种数字信道化结构在实践中运算效率相对较高，且其系统相对较为简单，可以保障接收机分布均匀的效果。

以无线通信基础对数字信道化技术的研究数字信道化技术是无线通信系统最为重要的技术之一，文章通过对信道化的划分方式的研究，推导出了一种结构体系，并运用计算机进行模拟验证，证明了该结构体能够运用于实际工程。

标签：无线通信；信道化；划分；结构无线通信行业发展极为迅速，但在技术方面也出现了一些困难与阻碍，例如：无线系统信号通道如何划分、如何分配等问题。

无线通信信道一般是根据不同信号频段的载波频率、信道带宽不同而导致的信号的均匀与不均匀的划分，这种划分方式是目前众所周知的信号的信道划分。

我们以当前最为流行的软件无线电为基础，研究无线通信信道化技术的数字化模型结构，从而推导出了一种实现无线通信信号系统高效运行的信道化结构体系。

1 无线信号信道的划分根据输入信号的形式与可采用的频带将信道均匀的划分K个带域，在每个不同的带域中可以实现各自的数据处理。

这种分类方式具有多通道并行处理数据的特点，传输处理快，高效快捷，节省更多的时间。

2 数字化高校系统机构推导设输入一个信号s（n），信道数为K，则可以从其结构中得到第k路的输出信号为yk（m）={[s（n）*ejωkn]}，第k路信道的调制频率为ωk={k-（2K-1）/4}*2π/K （其中k=0，1…K-1）3宽带数字信道化接收机3.1 目前的宽带数字信道化接收机现状目前唯一种能够满足人们需求的接收机只有可编程门阵列（FPGA）和数字信号处理（DSP）技术的数字信道化接收机，这种接收机具有瞬间宽带、动态范围较大，同时还可以处理多个信号，还能够截获捕捉到监视范围内所有的的可监视信号，因此，宽带接收机广泛应用数字信道化技术。

但是，伴随着大量高性能芯片的出现以及数字器件的高速发展，应用数字信道化的接收机已经出现发展的瓶颈，信道化接收处理数据的时间、对每个信道的分辨率有限等也使信道化接收机的测试精度大大限制。

3.2 基于多相快速傅里叶变换的新型数字信道化结构为了解决数字信道化快速发展瓶颈，一种新的结构被提出，基于多相快速傅里叶变换的新型数字信道化结构，它能够进行实时并行滤波对信号进行检测，并能够使数字信道化结构更加简单、高效，并且具有很强的实用性，其结构运用了流水线工作模式、插值法以及进行多次测量然后取其平均值等方法是信号的测试精度及其频率精度到了大大的保证。

光纤通道（FC）协议分析光纤通道协议（简称 FC 协议）是美国国际信息技术标准委员会（INCITS）于 1998 年开始制定一种高速串行通信协议。

该协议将快速可靠的通道技术和灵活的、可扩展的网络技术有机融合在一起。

FC 协议发展至今，已经能够支持很多上层协议和指令集，例如：MIL-STD-1553B、IP、ATM 等协议以及 HIPPI、IPI、SCSI等指令集。

支持光纤和铜缆等多种物理介质。

FC 协议能够很好地实现全双工、半双工和单工的通信模式。

FC 协议的基本特点是：灵活的拓扑结构、高带宽、高可靠性、低迟延、开放性。

光纤通道分层结构类似于 OSI 的七层模型结构和 TCP/IP 的四层模型结构，FC协议具有五层模型结构。

FC-0：接口与媒体层，用来定义物理链路及特性；FC-1：传输协议层，定义了编码/解码方案、字节同步和有序集；FC-2：链路控制层，定义了传送成块数据的规则和机制；FC-3：通用服务层；FC-4：协议映射层，定义高层协议映射到低层协议的方法。

FC-0 接口与媒体层研究FC-0 接口与媒体层即为光纤通道协议的物理层。

该部分主要涉及的是传输介质以及使用的收发器等，即从物理组成方面来定义光纤通道协议的要素。

1.光纤通信原理光纤通信采用光纤作为传输介质，光作为信息的载体。

它首先要在信号发射端将需要发送的电话、电报、图像和数据等电信号进行光电转换，即将电信号变成光信号，再通过光纤传输到接收方的端口，接收端将接收到的光信号转变成电信号，继而还原成原信号。

图 3-1 为光纤通信系统，可将其分为三个基本组成单元：光发射器、光纤和光接收器。

光发射器由将传输信号进行电光变换的转换装置和将光信号送入光纤的传输装置组成。

光源是其核心部件，由半导体发光二极管 LED 或者激光二极管 LD 组成。

光纤在使用系统中一般以光缆的形式存在。

光接收器由光检测器、放大电路和具有信号恢复功能的解调电路组成。

光发射器和光接收器也称为光端机。

宽带数字信道化接收机部分信道重构技术陈涛;岳玮;刘颜琼;司锡才【摘要】In order to solve the problem of the bandwidths of a uniform wide-band digital channelized receiver structure not being able to match instantaneous Low Probability of Intercept ( LPI) radar signal bandwidths of Electronic Warfare Support Measure ( ESM), a dynamic digital channelized structure was adopted in this paper. The essentials of a wide-band digital channelized receiver characterized by anti-aliasing and a no-blind-zone were discussed. An improved partial channel reconstruction technology of a wide-band digital channelized receiver based on valid measured frequency within the width range of the sub-bands was proposed. It was projected that the structure could realize dynamic digital channelization and meet the needs of perfect reconstruction. The design orders of a prototype analysis filter were reduced and the design requirements of the filter parameters were degenerated. The prototype synthesis filter can be configured dynamically according to the number of sub-bands synthesized. A polyphase filter was adopted to achieve a highly efficient structure in the synthesis filter. The simulation experiments show the proposed algorithm is effective and feasible.%针对均匀宽带数字信道化接收机无法动态适应ESM系统中LPI等雷达信号大瞬时带宽的问题,采用动态信道化结构保证与接收机输入信号相匹配.在一种无混迭、无盲区的均匀信道化接收机结构的基础上,提出了基于信道带宽内有效频率的部分信道完全重建的动态信道化接收机设计结构,降低了原型分析滤波器的设计阶数和设计参数要求.针对不同综合信道数,采用动态配置原型综合滤波器,并采用多相结构实现了综合滤波器的高效结构.通过仿真实验验证了提出的接收机结构的有效性和可行性.【期刊名称】《哈尔滨工程大学学报》【年(卷),期】2011(032)012【总页数】7页(P1610-1616)【关键词】数字接收机;动态信道化;多相滤波;信号重建【作者】陈涛;岳玮;刘颜琼;司锡才【作者单位】哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨 150001;哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨 150001;哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨 150001;哈尔滨工程大学信息与通信工程学院,黑龙江哈尔滨 150001【正文语种】中文【中图分类】TN97lESM(电子支援措施)系统中采用宽频带数字信道化技术，具有比传统的模拟接收机更大的优势.可将宽带中频信号分解为多个子带信号，减小信号处理带宽，可提高信号分选支路的灵敏度;可处理同时到达的信号，并具有子带划分灵活的特点［1-2］;利用宽频带数字信道化接收机所分解的多个子带信号，可完成测频、测相及脉内指纹分析.文献［3-6］给出了基于均匀信道化接收机的动态重构方法，以适应输入信号带宽.基本思路是先采用均匀分析滤波器组对宽带中频信号进行分析滤波分解处理，再通过能量检测选取需要综合的子信道，设计相应的综合滤波器组，最后以对应的子信道分解信号为输入，利用相应的综合滤波器组重构输入信号.因此整个处理过程需要2步:先分解再重构，需要设计分析和综合2滤波器组［7］.同时该结构可以采用多相结构实现，具有运算量小、硬件复杂度低等优点.文献［3-4］主要面对的是通信系统中的应用，中频带宽内的各个子带信号在接收过程中虽然有时会发生动态变化，但一般信号的个数、带宽和位置分布是事先知道的.文献［5］应用到了ESM系统，在ESM系统中很难适应具有较大瞬时带宽的LPI雷达信号，往往将信号划分到不同的子带中去，从而不利于进行后续的信号处理;另一方面，如果增大子信道带宽，则会降低接收机的灵敏度.文献［3-5］中同时指出，为满足完全重建条件，需要分析滤波器的过渡带宽要窄，而不会出现子带间的混叠，同时给出了滤波器设计的优化方法.在文献［5］的基础上，提出利用信道带宽内有效频率的方法对部分信道进行完全重建，以使得宽带数字接收机与LPI雷达信号瞬时带宽相匹配.此方法可以使得原型分析滤波器的过度带宽较宽，降低了原型滤波器的设计阶数和设计性能要求.1 无混迭无盲区均匀宽带数字信道化接收机实现结构设原型FIR滤波器的单位冲击响应是h0［n］={h［0］，…，h［N-1］}，滤波器长度为 N，即0≤n≤N-1，则图1所示的第k个信道的带通滤波器为hk［n］=h0［n］ejωkn，其中ωk=2πk/K，k=0，1，…，K-1，相应的频域响应为:Hk ［ejω］=H0［ej(ω-ωk)］.图1 第k个子带的数字下变频示意Fig.1 Digital down converter of the k sub-band设K=FM，M为每个信道的抽取倍数，均匀滤波器组的多相滤波分量为 El(z)，则原型滤波器h0［n］的多相滤波结构为其中，取，对于第k个信道有则第k个带通滤波器的输出就是多相滤波器的各项输出的IDFT变换的第k点的值，因此得均匀多相滤波器组结构图，如图2所示.当把M倍抽取器移到El(zK)之前，令F=K/M，得文献［8］抽取移前后信道化接收机结构图，如图3所示.进一步分析，取 F=2，考虑到 e-jωkMn=，偶数信道不需要乘以任何因子，而奇数信道要乘以(-1)n.El(z2)相当于在原来每个支路的多相滤波器各值之间插一个0，IDFT可用IFFT快速算法来实现.得如图4所示的无混迭无盲区的信道化.可见在该结构中，系统的复杂度和数据速率大大降低，实时处理能力得到提高.图2 均匀多相滤波器组结构Fig.2 Uniformpolyphase filter bank图3 抽取移前后信道化接收机结构Fig.3 Channelized receiver structure with translater decimators图4基于多相滤波的高效信道化结构可采用如图5所示的无混迭无盲区频带划分方式.处理带宽是信道通带带宽F倍，解决了混迭模糊问题.如果F=1，根据滤波器组抽取原理，此时虽然可以得到最大的抽取率，输出的数据率降到了最低，易于后端信号处理;但如果信号刚好处于2个信道的交界处，将很难准确判决信号位于哪个信道中，使得频率编码器的性能下降.因此当滤波器组采用50%交叠的方式时，信号的处理带宽必须大于信道带宽的两倍，否则将对后面的信号处理带来困难.图4 高效数字信道化接收机结构(F=2)Fig.4 High efficient structure of channelized receiver(F=2)图5 信道化的频带划分方式Fig.5 Filter bank magnitude response of channelized receiver考虑到硬件FPGA实现时的资源问题(主要是原型滤波器的阶数和滤波器阻带衰减)，原型滤波器的过渡带不能做得太窄.选择相邻信道50%交叠的滤波器组，原型滤波器设计阶数相对减少.而每个信道为内插零后的滤波器，内插零对于运算中资源的耗费没有影响，且滤波器系数全为实数.2 信号重建图6给出了实现共Q路子信道信号重建的综合滤波器组.这里G［n］为原型低通滤波器，用来抑制信号经L倍插值后产生的镜像.设利用滤波器Ⅱ型多相分解，可以得到其中，得出令，得令L=Q，并将L倍内插后移，上式变为由此得到均匀Q路综合滤波器组的DFT形式的多相结构［9］.图6 Q路子信道综合滤波器组Fig.6 Q sub-bands synthesis filter bank3 动态信道化高效多相实现结构将图3与图7结合，构成高效多相动态信道化实现结构，如图8所示.图7 均匀DFT综合滤波器组的多相结构Fig.7 Polyphase structure of uniformsynthesis filter bank3.1 信号重建中FFT点数确定图7中当综合子信道个数φ为2的正整数次幂时，DFT可用FFT快速算法来实现，如图8所示.若信号落在分析滤波器的QSnn到QSn n+Pn-1连续共Pn(≤Mn)个子信道中，令长度为 Mn=2［lb Pn］+1的序列［QSnn (z)，QSn n+1(z)，…，QPn n-1(z)，0，…，0］T作为综合滤波器组的输入，以满足FFT运算要求.可见在该结构中，系统的复杂度和数据速率大大降低，实时处理能力得到提高.在卫星数据通信中，可以根据用户需要确定信道覆盖的子带个数Mn，抽取倍数M.在ESM系统中，可以根据对相邻子带信号的能量检测和信号的时间连续性检测原则，将相邻的子带归到同一个信道，确定信道覆盖的子带个数Mn，抽取倍数M.然后构造对应的综合模块，可配置FFT的点数，从而实现动态非均匀信道化. 3.2 信道检测与判别按图5滤波器组采用50%交叠设计，相邻信道频响重叠会使一个输入信号同时落在2个相邻信道上，而产生虚假信号.文献［8，10］利用频率参数估计的方法进行信道判决.这里给出完整的信道判决实现过程，实现框图如图9所示.图8 动态信道化高效多相实现结构Fig．8 High efficient polyphase structure of dynamical channelized receiver1)CORDIC算法求得的第k个子信道的幅度Ak［n］，与阈值Vth比较，当大于门限时触发频率参数估计.2)当输入信号在信道k的频率|k|≤fc/4 的条件，即信号为处于信道带宽内有效频率，则认为该信号属于信道k.因此得出信号有效频率点的判决条件:式中，fc为均匀信道化接收机每个子信道的信号处理带宽，fk为信道k的频率多点平均值.3)测频采用瞬时相位差法测频，公式采用，其中Ts为采样周期.4)瞬时相位φk［n］被限制在了［-π，π］范围内，为了获得真实的相位φk ［n］，需要进行相位解卷绕，解卷绕算法是在原相位基础上，根据相位后向差分，在瞬时相位φk［n］加上一个修正序列 c［n］，初值 c［n］=0.图9 信道化接收机测频与脉冲幅度判决流程Fig.9 Frequency measurement and pulse amplitude judgement block diagram3.3 基于信道带宽内有效频率的子信道选择技术均匀DFT滤波器组是不能完全重建的［9］，主要原因是为保证信号无盲区，则分析滤波器无法做到锐截止，因此存在交叠，同时由于综合滤波器也同样无法做到锐截止，因此对镜像信号的抑制无法做到100%.如文献［3］中，阻带衰减为98.04 dB的、满足完全重构条件的原型滤波器的长度达到了13312，而原型滤波器系数长度的增加不仅增加了优化参数的个数和加大了非线性优化的难度，同时也增加了运算量和FPGA硬件资源的耗费［4］.但若处理带宽是信号带宽的2倍(F=2)，可以采用根据频率编码信号是否落在信道带宽内(即是否有效)来抑制带外信号.即根据式(6)，当综合的子信道信号的频率无效时将该子带I、Q信号设成0.同样由于处理带宽是信号带宽的2倍，则综合滤波器的带外镜像信号抑制也可以做得比较高.采用此方法明显降低了原型滤波器的设计阶数和设计参数要求.根据实际测试，对于ESM系统，在40 dB动态范围的要求下，原型滤波器设计成192阶可以满足要求.3.4 综合滤波器的原型滤波器设计由于综合滤波器需综合的子信道个数这里选为2n，因此对于综合滤波器这里考虑系统可以预存多个原型滤波器，综合时根据需要综合的子信道数目来选取对应的滤波器.截止频率分别设为π/4，π/8，……，π/2M max，其中 Mmax为 FFT 的最大点数.一般在根据ESM系统处理的LPI信号带宽，综合2路或4路信号是比较常见的.即通带截止频率设为π/4或π/8.4 计算机仿真仿真采用图8所示的动态信道化结构，信号输入范围480～960 M，采样频率fs=960 M，M=16，F=2.可得子信道带宽为30 M，信号处理带宽为60 M.原型低通 FIR滤波器的通带截止频率为15 M，阻带起始频率为30 M，阶数为256阶，综合滤波器和分析滤波器过渡带均为15 M，阻带衰减大于75 dB.输入信号信噪比SNR=20 dB.采样点数共计16 384 点，约17.1 μs.1)输入两部常规信号，信号载频分别为935 M和895 M，信号经信道化后出现在2、3路上.图10中共16个信道，信号出现在2、3信道，每个信道采样点数为2 048个点.图中只截取了信号的100个点.可以看出，由于原型滤波器无法做到锐截止，因此，在1、4路也出现了信号，但在综合信号时，可以通过应用式(6)测量每个信道的能量(实际过程中可使用幅度Ak［n］)和有效频率，将每个子带内30 M外的信号抑制掉.图11中由于经过了综合滤波器，进行了2倍插值，因此采样点数变为4 096点.其中0～512，3 584～4 095区间代表2路30M带宽子带信号频谱;1 536～2 560区间代表3路30 M带宽子带信号频谱.图10 常规雷达信号信道化结果Fig.10 Channelized results of routine radar signal图11 常规雷达信号重建复数信号频谱Fig.11 Reconstruction complex signalmagnitude response of Routine radar signal可见，虽然分析滤波器过渡带有50%交叠，但采用本文方法，重建信号达到完全重建，输出信号SNR大于29 dB.2)输入LFM信号，起始频率为720 M，终止频率为660 M.输入信号经信道化后结果落在9、10、11子带，如图12所示，可以看出，分析滤波器存在过渡带.虽然信号落在9、10、11子带，但根据图8，为完成FFT运算，需要补成4点FFT.图13中由于经过了综合滤波器，进行了4倍插值，因此采样点数变为 8 192点，其中0～512，7 568～8 192，区间代表第9路30 M带宽子带信号频谱(对应LFM信号的720 M～705 M);5 680～6 704区间代表第10路30 M带宽子带信号频谱(对应LFM信号的705 M～675 M);3 623～4 656区间代表第11路30 M 带宽子带信号频谱(对应LFM信号的675 M～660 M);1 536～2 560区间代表12路30 M带宽子带信号频谱(此图为该路补零的结果).同样可见，采用本文方法，重建信号达到完全重建.图12 LFM雷达信号信道化结果Fig.12 Channelized result of LFmradar signal 图13 LFM雷达信号重建复数信号频谱Fig.13 Reconstruction complex signalmagnitude response of LFmradar signal5 结束语本文针对均匀宽带数字信道化接收机无法动态适应ESM系统中LPI等雷达信号大瞬时带宽的问题，提出了在无混迭无盲区的均匀信道化设计结构的基础上，根据能量和有效频率检测选取需要综合的子信道的部分信道重构方法，去除了分析滤波器过渡带造成的信号混叠，使得信号经综合滤波器后得以精确重建.降低了原型滤波器的设计阶数和设计参数要求.设计均匀信道化结构时要求处理带宽是信号带宽的2倍，同时由于该动态信道化结构采用了多相滤波方法，更加有利于接收机的硬件实现.通过仿真实验，验证了提出的接收机结构的有效性和可行性.参考文献:【相关文献】［1］王永明，王世练，张尔扬.1.2 GSPS数字信道化接收机的设计与实现［J］.系统工程与电子技术，2009，31(6):1324-1327.WANG Yongming，WANG Shilian，ZHANG Er’yang.Designand implementation of a 1.2 GSPS digital channelized receiver［J］.Journal of Systems Engineering and Electronics，2009，31(6):1324-1327.［2］杨静，吕幼新.高效数字信道化IFM接收机的研究［J］.电子科技大学学报，2005，34(4):444-447.YANG Jing，LÜ Youxin.Efficient digital channelized IFmreceiver research ［J］.Journal of University of Electronic Science and Technology of China，2005，34(4):444-447.［3］WAJIH A A A 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实验报告— 实验目的：学习信道化接收机的基本原理，使用simulin 模拟多相滤波器结构的信道化接收机，理解多相滤波器结构的信道化接收机基本结构。

实验设备：计算机实验内容及要求：1.学习信道化接收机的基本原理。

2.使用simulink 模拟多相滤波器结构的信道化接收机，要求了解该信道化接收机的主要功能模块的作用。

3.改变输入信号的频率（范围在0Hz~100Hz ）观察输出窄脉冲信号的时延变化。

4.分析simulink 仿真模型中select rows 模块的作用（共五个，具有两种不同的功能）。

实验过程：1. BPSK 信号：0()()cos ,()1s t b t w t b t ==±；2.101010111()cos ()[cos()cos()]()cos()cos )22s t w t b t w t w t w t w t b t w t w t wt ⋅=++-=++∆其中01wt w t w t ∆=-3.经过低通滤波器，高频部分被滤除，剩下低频部分；求取经过低通滤波器的信号的平均能量； 平均能量大的信道即为信号所在的信道。

最开始用一个random integer generator 产生一个二进制的码流，然后乘以2再减1，得到1±，即)(t b ，随后与一个sine wave 相乘，即0()()cos s t b t w t =，采样频率设为200HZ （满足奈奎斯特抽样定理，因为最大频率可能为100HZ ，根据奈奎斯特抽样定理2s h f f ≥，采样频率为200HZ ，这样可以避免产生失真）。

因为要将0HZ~100HZ 分为5个信道，则各个信道为：0HZ~20HZ ，20HZ~40HZ ，40HZ~60HZ ，60HZ~80HZ ，80HZ~100HZ ，对应的sine wave 参数（1w ）如下：Sine wave590HZ每一路随后都与一个低通滤波器相连，设计如下：由于t w t w w 10+≥的部分不能通过，t w t w w 10-≤可以通过，在0~100HZ 范围内任意信号与1w 的差值在10HZ 以内的就认为落在相应的频率段内，因为采样频率为200HZ ，而10HZ 为200HZ 的0.05左右，因此低通滤波器可以通过的信号频率，即wpass 为0.05，再来计算wstop ，在计算wstop 的时候应该考虑到实际实现的过程中需要的硬件的数目，如果设计成过渡带很窄的话，那么需要Order 的数目，即硬件的数目是很多的，但是又必须可以把一些不需要的东西滤掉，如果兼顾两者的考虑的话，最后选取wstop 为0.1左右，如图：最后求取经过低通滤波器的信号的平均能量，实现方法是先平方然后累加，再除以累加的次数，最后的结果输出到一个display 面板上，观察5个display 面板的数值，最大者即为信号所在的信道。

数字信号的最佳接收数字信号的最佳接收8. 0、概述字信号接收准则：?→→相关接收机最⼩差错率匹配滤波器最⼤输出信噪⽐ 8. 1、最佳接收准则最佳接收机：误码率最⼩的接收机。

⼀、似然⽐准则0≤t ≤T S ，i = 1、2、…、M ，其中：S i (t) 和n(t)分别为接收机的输⼊信号与噪声，n(t)的单边谱密度为n 0 n(t)的k 维联合概率密度：()似然函数→?-=?ST kn dt t n n n f 0201exp )2(1)(σπ式中：k = 2f H T S 为T S 内观察次数，f H 为信号带宽出现S 1(t)时,y(t)的联合概率密度为:[]?--=ST kn S dt t s t y n y f 02101)()(1exp )2(1)(σπ→发“1”码出现S 2(t)时, y(t)的联合概率密度为:[]?--=ST k202)()(1exp )2(1)(σπ→发“0”码误码率：()()()()()()(){t n t s t n t s i t n t s t y ++=+=12()()()()?∞-∞++=iT iT V V S S e dyy f s p dy y f s p S P S S P S P S S P P )()()()(2211221112要使P e 最⼩，则：0=??Tey p 即：()()()()02211=+-T S T S y f s p y f s p故：P e 最⼩时的门限条件为：最⼩满⾜e T T S T S P y s p s p y f y f →=)()()()(1221 判定准则：似然⽐准则判判→??→<→>2122111221)()()()()()()()(S s p s p y f y f S s p s p y f y f S S S S ⼆、最⼤似然⽐准则最⼤似然⽐准则判判如时当→?→<→>=22112112)()()()(:⽤上述两个准则来构造的接收机即为最佳接收机。

第三章 WCDMA 关键技术本章主要从原理的角度介绍了WCDMA收发信机的各个组成部分的结构包括RAKE接收机的原理和结构射频和中频处理技术信道编解码技术和多用户检测的基本原理图3-1 数字通信系统框图如图3-1所示为一般意义上的数字通信系统WCDMA 的收发信机就建立在这个基本的框图上其中信道编译码部分采用卷积码或者Turbo码调制解调部分采用码分多址的直接扩频通信技术信源编码部分根据应用数据的不同对语音采用AMR 自适应多速率编码对图象和多媒体业务采用ITU Rec. H.324系列协议3.1 RAKE 接收机在CDMA 扩频系统中信道带宽远远大于信道的平坦衰落带宽不同于传统的调制技术需要用均衡算法来消除相邻符号间的码间干扰CDMA 扩频码在选择时就要求它有很好的自相关特性这样在无线信道中出现的时延扩展就可以被看作只是被传信号的再次传送如果这些多径信号相互间的延时超过了一个码片的长度那么它们将被CDMA接收机看作是非相关的噪声而不再需要均衡了由于在多径信号中含有可以利用的信息所以CDMA 接收机可以通过合并多径信号来改善接收信号的信噪比其实RAKE 接收机所作的就是通过多个相关检测器接收多径信号中的各路信号并把它们合并在一起图3-2所示为一个RAKE 接收机它是专为CDMA 系统设计的经典的分集接收器其理论基础就是当传播时延超过一个码片周期时多径信号实际上可被看作是互不相关的QI合并相加延迟估计时间量径位置图3-2 RAKE接收机框图带DLL的相关器是一个迟早门的锁相环它由两个相关器早和晚组成和解调相关器分别相差1/2或1/4个码片迟早门的相关结果相减可以用于调整码相位延迟环路的性能取决于环路带宽延迟估计的作用是通过匹配滤波器获取不同时间延迟位置上的信号能量分布如图3-3所示识别具有较大能量的多径位置并将它们的时间量分配到RAKE接收机的不同接收径上匹配滤波器的测量精度可以达到1/41/2码片而RAKE接收机的不同接收径的间隔是一个码片实际实现中如果延迟估计的更新速度很快比如几十ms一次就可以无须迟早门的锁相环由于信道中快速衰落和噪声的影响实际接收的各径的相位与原来发射信号的相位有很大的变化因此在合并以前要按照信道估计的结果进行相位的旋转实际的CDMA系统中的信道估计是根据发射信号中携带的导频符号完成的根据发射信号中是否携带有连续导频可以分别采用基于连续导频的相位预测和基于判决反馈技术的相位预测方法如图3-3图3-4所示导频通道图3-3 基于连续导频信号的信道估计方法图3-4 使用判决反馈技术的间断导频条件的信道估计方法LPF 是一个低通滤波器滤除信道估计结果中的噪声其带宽一般要高于信道的衰落率使用间断导频时在导频的间隙要采用内插技术来进行信道估计采用判决反馈技术时先硬判决出信道中的数据符号在已判决结果作为先验信息类似导频进行完整的信道估计通过低通滤波得到比较好的信道估计结果这种方法的缺点是由于非线性和非因果预测技术使噪声比较大的时候信道估计的准确度大大降低而且还引入了较大的解码延迟图3-5为匹配滤波器的基本结构本地的扩频码和扰码串行输入采样数据图3-5 匹配滤波器的基本结构延迟估计的主要部件是匹配滤波器匹配滤波器的功能是用输入的数据和不同相位的本地码字进行相关取得不同码字相位的相关能量当串行输入的采样数据和本地的扩频码和扰码的相位一致时其相关能力最大在滤波器输出端有一个最大值根据相关能量延迟估计器就可以得到多径的到达时间量从实现的角度而言RAKE 接收机的处理包括码片级和符号级码片级的处理有相关器本地码产生器和匹配滤波器符号级的处理包括信道估计相位旋转和合并相加码片级的处理一般用ASIC 器件实现而符号级的处理用DSP 实现移动台和基站间的RAKE 接收机的实现方法和功能尽管有所不同但其原理是完全一样的对于多个接收天线分集接收而言多个接收天线接收的多径可以用上面的方法同样处理RAKE接收机既可以接收来自同一天线的多径也可以接收来自不同天线的多径从RAKE 接收的角度来看两种分集并没有本质的不同但是在实现上由于多个天线的数据要进行分路的控制处理增加了基带处理的复杂度3.2 CDMA 射频和中频设计原理3.2.1 CDMA 射频和中频的总体结构图3-6 CDMA 射频和中频原理框图图3-6给出了CDMA射频和中频部分的原理框图射频部分是传统的模拟结构有用信号在这里转化为中频信号射频下行通道部分主要包括自动增益控制RF AGC 接收滤波器Rx 滤波器和下变频器射频的上行通道部分主要包括自动增益控制RF AGC 二次上变频宽带线性功放和射频发射滤波器中频部分主要包括下行的去混迭滤波器下变频器ADC 和上行的中频和平滑滤波器上变频器和DAC 对于WCDMA 的数字下变频器而言由于其输出的基带信号的带宽已经大于中频信号的10%故与一般的GSM 信号和第一代信号不同称为宽带信号3.2.2 CDMA 的射频设计性能和考虑前面已经提到CDMA 的信号是宽带信号因此射频部分必须设计成适合于宽带低功率谱密度信号CDMA 的高动态范围高峰值因数由于采用线性调制和多码传输精确的快速功率控制环路向功率放大器的线性和效率提。

容差判决和参数估计结合解决信道化接收机跨信道问题王阳;徐忠伟;程嗣怡【摘要】大带宽信号通过信道化接收机后会在多个信道内产生输出,出现跨信道问题.如何快速有效地解决跨信道问题具有十分重要的意义.文章分析了相邻信道输出信号间的时间关联关系,提出了判断多信道输出信号是否来自同一辐射源的判定准则,以及一种可靠的信号时间参数估计方法,能够简便有效地解决跨信道问题.仿真结果显示:在接收机系统参数固定的情况下,能够有效地进行辐射源的同一性判定,当信噪比大于-3 dB时,参数估计算法具有较高的精度,其中脉冲幅度的相对误差不超过7％.【期刊名称】《空军工程大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2015(016)002【总页数】6页(P61-66)【关键词】信道化接收机;跨信道问题;时间关联关系;参数估计【作者】王阳;徐忠伟;程嗣怡【作者单位】空军工程大学航空航天工程学院,西安,710038;空军工程大学航空航天工程学院,西安,710038;空军工程大学航空航天工程学院,西安,710038【正文语种】中文【中图分类】TN97;V243在雷达侦察系统中，信道化接收机因为具有宽输入带宽、高频率分辨力、大动态范围、多信号并行处理能力以及对大量信息的实时处理能力，从而在电子侦察领域有着广泛的应用[1]。

由于接收机接收到的都是非合作信号，接收信号带宽很可能大于单个信道的带宽，造成单信号输入多信道输出的现象，形成跨信道问题[2-3]，各个信道输出信号均失真，这将使我们对信号的数量和参数产生误判，造成对辐射源的测量不真实。

如何处理跨信道问题，是研究信道化接收机的关键，目前较常见的有2种方法，一是进行多次信道划分，通过多级处理，使宽带信号最终在一个信道内输出，如两级信道化法[4]，可以减小运算量和硬件实现的规模，但该方法并不能真正解决跨信道问题，只是减小了信号跨信道的概率[5]；二是从信号重构[6]的角度出发，利用多信道输出恢复出原始信号，如动态滤波器法[7]，该方法能够较好解决跨信道问题，但是增加了计算量和结构复杂度，且必须对输出信号是否来自同一辐射源进行判定，而这方面的相关文献还比较少。

宽带数字信道化接收机综述龚仕仙;魏玺章;黎湘【期刊名称】《电子学报》【年(卷),期】2013(041)005【摘要】宽带数字信道化接收机以其高性能在电子战和无线电通信中有着重要的运用.本文基于复杂电磁环境下电子战的运用需求,分析了信道化接收机系统的发展现状和趋势；研究了目前的数字信道化接收机技术的主要系统结构及其发展趋势；重点分析了信道化接收机技术的发展历程和发展趋势.根据目前的信道化接收机系统和数字信道化接收机技术的现状可以看出,数字信道化接收机发展的一个趋势是:宽带数字化(大量子信道)和非均匀信道化接收机及动态信道化接收机.%Wideband digital channelized receivers have an important application in Electronic Warfare(EW)and wireless communication,especially in Electronic Intelligence systems(ELINT) and Radar Warning Receiver(RWR) systems.This paper introduces the channelized receiver systems and the structures of the channelized technique.And base on the analysis of the development history of the channelized Receivers,we can see that the channelized Receivers system trend towards wideband digital and the digital channelized technique trend towards nouniform channelized to make channelized Receivers more suitable to the modem EW.【总页数】11页(P949-959)【作者】龚仕仙;魏玺章;黎湘【作者单位】国防科学技术大学电子科学与工程学院,湖南长沙,410073;国防科学技术大学电子科学与工程学院,湖南长沙,410073;国防科学技术大学电子科学与工程学院,湖南长沙,410073【正文语种】中文【中图分类】TN95【相关文献】1.宽带数字信道化接收机算法研究与硬件实现 [J], 刘昕卓;米胜男;曲志昱;司伟建2.宽带数字信道化接收机的FPGA实现 [J], 冷鹏飞;徐朝阳3.宽带数字信道化接收机综述 [J], 郑保佐4.一种宽带数字信道化接收机的设计及实现 [J], 鲁艳;5.宽带数字信道化接收机综述 [J], 郑保佐因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。