基于LTspice的半桥LLC谐振变换器的参数设计与仿真

基于LTspice的半桥LLC谐振变换器的

参数设计与仿真

马明1，2，罗文广*1，2，王志涛1，2，刘强1，2

（1.广西科技大学电气与信息工程学院，广西柳州545006；2.广西汽车零部件与整车技术重点实验室（广西科技大学），

广西柳州545006）

摘要：针对半桥LLC谐振变换器参数设计比较复杂且计算量大的问题，通过对半桥LLC谐振变换器的拓扑结

构和开关过程的介绍，利用基波分析法建立谐振变换器的数学模型，得出了谐振变换器的直流增益；通过对半

桥LLC谐振变换器原边开关管实现软开关的约束条件和其谐振参数对直流增益影响的分析，得到了谐振参数的

设计过程.根据这种设计方法，在LTspice中搭建一个输入为400V，输出为12V，1.5kW的仿真平台，验证了半

桥LLC谐振变换器设计过程的可行性和有效性.

关键词：LLC变换器；基波分析法；软开关；LTspice仿真

中图分类号：TM46DOI：10.16375/j.cnki.cn45-1395/t.2020.03.005

0引言

随着科技的发展，工程师对高效率、高功率密度变换器越来越关注.虽然提高DC-DC变换器的频率可

以减小变换器的尺寸和体积，但会增加开关损耗，从而降低变换器的效率，因此不能够有效提高变换器

的功率密度.软开关技术的出现，解决了硬开关中存在的不足.软开关技术是指通过控制脉冲使开关管两

端电压为零时开通（零电压开通，ZeroVoltageSwitching，ZVS）或使流经开关管电流为零时关断[1]（零电流

关断，ZeroCurrentSwitching，ZCS）.软开关技术在开关管开通和关断瞬间，电压电流变化无交叉点，实

现理想的开关损耗，同时减小了电磁干扰，因此得到广泛应用[2].

半桥LLC谐振变换器以拓扑结构简单、功率密度高、开关损耗小且能够实现软开关等优点，已经成

为人们研究的热点[3-5].半桥LLC谐振变换器利用电压、电流周期性过零的特点实现软开关，降低器件的开

关损耗，显著提高器件的开关频率[6].此外，半桥LLC谐振变换器的漏感可以集成到变压器中，可以有效

地减小DC-DC变换器的尺寸和体积，从而增大了DC-DC变换器的功率密度[7-8].

1半桥LLC谐振变换器的结构及工作过程

1.1拓扑结构

半桥LLC谐振变换器的拓扑结构，如图1所示.其中，变换器的谐振网络由Lr、Cr和Lm构成，当变换

器原边开关管Q1和Q2互补导通，产生幅值为VDC的方波信号输入到谐振网络中，经过谐振网络产生谐振

电流，通过变压器耦合到副边，最后整流输出[9].半桥LLC谐振变换器存在两个谐振频率fr和fm，分别是：

fr=1

LrCr（1）

收稿日期：2019-12-30基金项目：国家自然科学基金项目（61563006）资助.*通信作者：罗文广，硕士，教授，研究方向：智能控制及应用、汽车电子控制技术，E-mail：

**************.第31卷第3期2020年9月广西科技大学学报JOURNALOFGUANGXIUNIVERSITYOFSCIENCEANDTECHNOLOGYVol.31No.3Sep.2020第3期

fm=1

()Lr+LmCr（2）

图1半桥LLC谐振变换器的电路拓扑Fig.1Circuittopologyofhalf-bridgeLLCresonantconverter

1.2工作过程

根据开关频率fs的范围，LLC变换器可以工作在

fs>fr、fm

fs>fr时，谐振网络呈现感性，谐振变换器的原边可以实

现ZVS，但副边整流二极管的ZCS失效[7]；当fm

也能实现副边整流二极管的ZCS关断[10]；当fs

振网络呈现容性，谐振变换器的原边开关管无法实现ZVS

开通，副边整流二极管的ZCS关断也失效；为了保证Q1和Q2实现ZVS，必须保证变换器工作在fs>fr和fm

fr区域.本文只针对开关频率fs大于fm、小于fr的开关模态

进行分析，波形图如图2所示.由于半桥LLC电路在一个

完整的开关周期，有不同的工作模态，半桥LLC谐振变

换器在不同模态下的工作过程如下：

开关模态1[t0—t1]：在t0时刻，Q2关断，变换器进入

死区时间.谐振电流ir给Coss1放电给Coss1充电，在寄生电

容Coss1和Coss2充放电完成后，谐振电流ir流过Q1的体二极

管，为Q1的ZVS创造条件.该阶段，ir和im均为负，它们

的差值电流流过变压器原边，迫使副边整流二极管D1导

通，励磁电感Lm被输出电压钳位为nVo，在t1时刻，ir由

负变为0，im仍为负值.在模态1，Lr和Cr参与谐振，Lm不

参与谐振.

开关模态2[t1—t2]：由于在模态1已经给开关管Q1施加了栅极驱动信号，因此在t1时刻，Q1正向导

通，ir给励磁电感Lm线性充电.在t2时刻，ir和im相等，原副边电流为0，D1实现ZCS关断.在此期间，Lr和Cr参与谐振，Lm不参与谐振，能量由Vin传递到输出Vo.

开关模态3[t2—t3]：在此模态，ir和im相等，整流二极管D1和D2反向偏置，输出电压被变压器隔离.

Lm参与谐振，能量存在谐振槽内，此时，输出电容给负载继续供电.

t3时刻，Q1关断，进入下一死区时间，工作过程与之前的工作过程一样，仅仅是方向相反，这里不再

重复

.图2fm

2基于FHA等效电路模型的建立和分析

LLC谐振变换器是一个非线性系统，可以采用分段时域

分析法对其进行分析，但这种方法计算求解过程复杂，无法

求出具体的表达式，不利于变换器的设计[3].目前，针对LLC

变换器常用的数学建模方式是基波分析法（FundamentalHar‐

monicApproximation，FHA）[11].此法是将LLC谐振变换器中

非线性的电压、电流分量进行傅里叶级数展开，用基波分量

来代替，从而将非线性部分线性化，简化了电路的分析过

程[12].因此，采用FHA对半桥LLC谐振变换器进行数学建模

分析.将半桥LLC谐振变换器的谐振网络归算到一次侧时的

等效电路，如图3所示[13].其中，折算到原边的等效电阻Rac为：

Rac=8n2

π2Ro（3）

由图3可知，谐振网络的输入输出传递函数为：

H()s=sLmRac1

sCr+sLr+sLmRac（4）

定义：归一化频率fn=fsfr；电感系数k=LmLr；谐振频率fr=1

2πLrCr；特征阻抗Zo=LrCr=2πfrLr=

1

2πfrCr；品质因数Q=ZoRac=Zon2PoV2o.

从而，FHA等效电路的电压增益可表示为：

M()fn,k,Q=H()jw=1()

1+1

k-1

kfn22+Q2()fn-1

fn2（5）

根据式（5）可以在MATLAB中绘制出谐振网络的直流增益曲线，图4为k=5，不同Q下的直流增益曲

线.由图4可知，谐振网络的直流电压增益曲线随着频率的增加先增大后减小[14]，当开关频率等于谐振频

率fr，即fn=1时，谐振网络电压增益恒等于1，不随负载的变化而变化.当品质因数Q不同时，对应的电

压增益曲线也不同，当Q越大时，最大电压增益越小，最大增益应该满足最大负载要求；当Q较小时，

谐振网络虽然具有较大的增益，但要获得最小增益时，需要改变较大的频率，使变换器的频率的调节能

力变差.Q的选择应该在满足最小输入电压满载时，尽可能的大一些[15].

当Q=0.25时，不同k值下的电压增益曲线，如图5所示.由图5可知，当k值过大时，不但使最大直

流增益减小，而且使变换器的工作频率变换范围变大，无法满足输出要求.但较大的k值会使励磁电感值

较大，减小谐振腔电流，提高电路的效率.当k值过小时，虽然满足直流增益，但谐振电感Lm过小，导致

流过的电流过大，从而增加变换器的损耗，降低变换器的效率；同时较小的频率变化会引起很大的增益

变化，不利于变换器的稳定[16].所以对k值的选择，应折中考虑，一般选择2～8.

3原边开关管实现ZVS的约束条件

半桥LLC谐振变换器工作在感性区域，是MOSFET实现ZVS的必要条件，而非充分条件，因为在进

行FHA分析时，忽略了开关节点处的寄生电容，然而这些寄生电容也要在死区时间进行充放电，所以不

能忽略它们[17].因此，要确保LLC谐振变换器原边开关能够实现ZVS开通，必须满足在半个周期结束时，图3归算到一次侧的交流等效电路Fig.3TheACequivalentcircuit30第3期

谐振电流应该大于寄生电容的充放电电流.从而可以得到如下的判别式[18]：

tanφ=Im[]ZnRe[]Zn>CZVSV2DCπTDPin（6）

其中：Im[]Zn——[]Zn的虚部；Re[]Zn——[]Zn的实部.

但由于这种方式计算过程复杂，不利于谐振参数的设计.为了方便谐振参数的设计，通常根据以下两

种情况来保证变换器在全输入电压范围和全负载范围内实现ZVS开通.

1）输入电压最小，负载最大.

当半桥LLC谐振变换器的输入电压最小时，变换器的直流增益为最大直流增益Mmax.当k一定时，对

应相同的直流增益M，品质因数Q越大，开关频率就越小.所以，当变换器输入电压最小、最大负载输出

时，变换器的开关频率将达到最小值[19].根据图3可知，谐振网络输入阻抗Zin归一化后为：

Zn()fn,k,Q=ZinZo=jkfn1+jkfnQ+1-f2njfn（7）

当输入阻抗的虚部为0时，输入阻抗呈现阻性特性，此时变换器在不同负载下的电压增益将达到

最大.

当Zn()fn,k,Q的虚部为0时，可得：

QZ()fn,k=1

k()1-f2n-1

()kfn2（8）

将式（8）代入式（5）中可得不同负载下的最大电压增益为：

MZ()fn,k=fn()1+1

kf2n-1

k（9）

为了保证原边开关管实现ZVS，LLC谐振变换器必须工作在感性区.由阻抗增益曲线图6可以看出，

阻抗分界线与每一条增益曲线的交点，就是在该Q值下变换器工作在感性区的最大直流增益点[20].由图6

可知，随着Q的增大，最大直流增益点不断减小，因此，对应最大增益，存在一个最大品质因数.

由以上分析可知，变换器在分界线上的最大增益点对应的最小归一化频率为：

fn,min=1

1

1+k()1-1

M2max（10）图4k=5时，不同Q值对应的直流增益曲线Fig.4TheDCgaincurveofdifferentQvalueduringk=5图5Q=0.25时，不同k的直流增益曲线Fig.5DCgaincurvewith

different

kvalueofconverterduringQ=0.25马明等：基于LTspice的半桥LLC谐振变换器的参数设计与仿真31