电源小贴士：同步整流可改善反激式电源的交叉调整率

低压、大电流电源中提高效率的有效方法是同步整流1. 概要计算机、通信交换机等数据处理设备在电路密度和处理器速度不断提高的同时，电源系统也向低压、大电流和更加高效、低耗、小型化方向发展。

如今IC 电压已经从5 V 降为3. 3 V 甚至1. 8 V ，今后还会更低。

在DC2DC 变换器中，整流部分的功耗占整个输出功率的比重不断增大，已成为制约整机效率提高的障碍。

传统整流电路一般采用功率二极管整流，由于二极管的通态压降较高，因此在低压、大电流时损耗很大。

这就使得同步整流技术得到了普遍关注并获得大量应用。

同步整流技术就是用低导通电阻MOSFET 代替传统的肖特基整流二极管，由于MOSFET 的正向压降很小，所以大大降低了整流部分损耗。

同时对MOSFET 给出开关时序随电路拓扑工作要求作相应变化的门极驱动信号。

由于门极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步，所以称为同步整流（SynchrONous RecTIficaTIon ，简称SR）。

2.正激变换器中的同步整流自驱动同步整流是指直接从变压器副边绕组或副边电路的某一点上获取电压驱动信号，来驱动同步整流管。

外驱动同步整流是指通过附加的逻辑和驱动电路，产生随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号，驱动SR 管。

这种驱动方法能提供高质量的驱动波形，但需要一套复杂的驱动控制电路。

相比较来说，自驱动同步整流的电路结构简单，所需元件数量较少;同时自驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动，所以工作特性依赖于功率变压器的复位方式。

理想情况是变压器复位时间与主开关管关断时间相等，这样，输出电流将在整个关断期间内通过同步整流管续流。

由于漏源极间PN 结的存在，使MOSFET 漏源极之间存在一个集成的反向并联体二极管。

电路拓扑要求整流管有反向阻断功能，因此MOSFET 作为整流管使用时，流过电流的方向必须是从源极到漏极，而不是通常的从漏极到源极。

实际应用中，2 只SR 管的驱动信号之间应保证足够的死区时间。

同步整流技术已经成为现代开关电源技术的标志。

凡是高水平开关电源，必定有同步整流技术。

在使用面上早已不再局限于5V、3.3V、2.5V这些低输出电压领域，现在上至12V，15V，19V至24V以下输出，几乎都在使用同步整流技术。

下面介绍和分析各种同步整流技术的优点、缺点及实现方法。

一、自驱动同步整流这里给出反激、正激及推挽三种电路的同步整流电路。

在正常输入电压值附近工作时，效果十分明显，在高端时，效率变坏而且容易损坏MOSFET。

其电路如图1所示。

输出电压小于5V时才适用。

图1. 反激、正激、推挽电路的自偏置同步整流电路二、辅助绕组驱动的同步整流为了防止高端输入时同步整流的MOSFET栅极上的电压过高，改用从二次侧绕组中增加驱动绕组的方式。

该方式可以有效地调节驱动同步整流的MOSFET的栅压，使它在MOSFET栅压的合理区域，从而保护了MOSFET，提高了电源的可靠性，此外也将输出电压从5V扩展到24V。

其工作原理如图2所示。

图2辅助绕组驱动的同步整流电路三、控制IC方式的同步整流为提高驱动同步整流MOSFET的效果，从而设计了各种模式的同步整流的控制驱动IC，也取得了不少成果，它将同步整流MOSFET的栅压调至最佳状态。

将其开启关断也提高了时控精度，其主要的不足在于MOSFET的源极必须接地，这会加大地线上的开关噪声，并传输至电源输出端。

此外其开关时序由自身输出脉冲给出，所以同步整流MOSFET的开启关断通常为硬开关，其时间会与初级侧主开关有些时间差，因此输出电压大体控制在20V以下，ST 公司推出的STSR2、STSR3，以及线性技术公司的LTC3900和LTC3901即是此种控制方式的代表作品。

图3和图4给出其应用电路图。

图3 STSR2,STSR3驱动同步整流的电路图4 LTC3900和LTC3901驱动的同步整流电路四、ZVS、ZCS同步整流该种方式诞生于2002年5月，在全桥或半桥电路中，PWM 输出的信号经信号变压器或高速光耦传递至二次侧，再经过RC网络积分后，经过MOSFET驱动器去驱动同步整流的MOSFET，驱动信号的脉冲宽度几乎不变，保持各50％的占空比，而当DC／DC系统输出电压稳压，一次脉宽调宽以后，二次侧同步整流MOSFET 即工作于ZVS、ZCS条件之下。

3711C开关电源原理解析LCD工厂PE部：开文魁导 师：陈炳红『摘 要』 本文针对GC32机芯平板液晶电视中常用的3711C电源的工作原理及各功能模块进行分析，简介美国Onsemi（安森美）公司的NCP1650型功率因数校正(PFC)集成电路的工作原理。

『关键词』 PFC（功率因数校正），同步整流。

3711C电源是带PFC（功率因数校正）的开关电源，即通过PFC集成电路来控制开关管进行高速的导通与截止，将直流电转化为高频交流电，提供给变压器进行变压，从而产生所需要的一组或多组稳定的直流电压。

此开关电源由于输出回路和输入回路不共地，所以可以利用变压器的多个次级绕组实现多路输出，满足整机的主板、显示屏以及电源板内部IC的供电需求，其原理框图如下所示：一、交流输入及桥式整流模块交流市电从火线（Live）、零线(Neutral)线输入，F1为保险管，在电流过大时熔断，以保护电路。

为了避免输入端电压由于雷电、电感性开关等因素的影响而产生的电压尖峰对电源造成不利影响，采用在交流输入端并接金属氧化物压敏电阻ZV1（压敏电阻两端电压较低与其两端之间的电阻成反比）来对瞬态电压进行抑制，当高压尖峰瞬间出现在压敏电阻两端时，它的阻抗减小到一个低值，消除了尖峰电压使得输入电压达到安全值，使瞬间能量消耗在压敏电阻上，防止瞬间尖峰高压将后续电路损坏。

输入滤波器是由共模电感（LF1、LF2）和CX电容（CX1、CX2）及CY电容（CY1、CY2、CY5）组成的低通滤波器电路构成，对频率较高的噪声信号有较大的衰减。

R1、CX1、CX2用来抑制差模干扰（来自电源火线而经由零线返回的杂讯）；R69、CY1、CY2、CY5用来滤除共模干扰（自电源火线或零线而经由地线返回的杂讯）。

LF1、LF2 是共模电感，L1是差模电感。

交流电经过整流桥堆BD1全波整流滤波后变为直流。

图1.交流输入及滤波网络图2.桥堆整流二、12V输出模块1、12V输出此12V电压仅给主板供电。

反激同步整流技术解密同步整流同步整流（SR）是采用通态电阻极低的功率MOSFET取代整流二极管以降低损耗的一项新技术。

它能显著提升转换效率，并可利用其二次侧的优势改善电源指标，符合开关电源小型化、高能效、智能化的发展趋势。

随着六级能效的实施及快速充电技术的普及，同步整流在反激变换器中被电源工程师们广泛应用。

然而，同步整流如何分类及选型？其控制算法是如何解决振铃误开通等技术难题？系统应用时是否需要外部并联二极管及RC吸收……芯朋微技术团队分享原创观点，为您一一解答！同步整流分类从拓扑架构角度，同步整流可分为High side和Low side两大类。

High side特点：由于SR驱动电流大，SR参考地与输出地分开，EMC较好；高压自供电影响轻载转换效率；难以监控输出电压。

Low side特点：SR参考GND与输出共地，EMC稍差；输出电压直接供电，转换效率高；监控输出电压，易改善电源指标。

从控制策略角度，同步整流可分为DCM模式和CCM模式，而CCM模式又以预测关断和快速关断为主导。

DCM模式优点：算法简单可靠，外围精简。

缺点：控制算法与MOSFET通态电阻相关；SR须与原边芯片配合，仅能工作在不连续导电模式。

CCM模式--预测关断由SR开关波形扑捉Vg/n、Vo、T1信息，根据负秒平衡原理，估算SR关断点：优点：控制算法与MOSFET通态电阻无关，应用灵活；SR深度导通，转换效率高。

缺点：需采用电阻及积分电容提取相关信息，外围复杂、误差大；伏秒不平衡工况下(模式切换)有技术风险。

CCM模式--快速关断优点：算法简单可靠，外围精简。

缺点：控制算法与MOSFET通态电阻相关；SR在t1~t2区间非深度导通，转换效率有所降低。

同步整流关键技术以DCM同步整流技术为例，分别讨论同步整流控制算法的五大难题：1.由于振铃可能会产生负电压，如何避免振铃误开通造成直通炸机？2.关断阀值是固定不变的吗？如何自适应负载量和Rds(on)的温度特性？3.SR如何做好配角，避免损坏?4.SR关断点会引起反射电压突变，如何避免影响PSR采样？5.由于二极管整流与SR整流的温度特性完全相反，如何改善电压调整率？避免振铃误开通为了避免振铃引起的负电压(＜-400mV)导致SR开通而引起与原边开关管直通现象，SR开通须附加条件，基于以下考虑：•单个振铃面积远远小于矩形波面积•振铃是以输出电压为中心正弦振荡，最高振幅在2*Vo附近自适应关断阈值SR须在去磁时间T2内关断:关断点过于提前轻则降低转换效率，重则影响PSR采样；关断点滞后轻则引起电流倒灌，重则可能导致直通。

同步整流技术是采用通态电阻极低的功率MOSFET来取代整流二极管，因此能大大降低整流器的损耗，提高DC／DC变换器的效率，满足低压、大电流整流的需要。

首先介绍了同步整流的基本原理，然后重点阐述同步整流式DC／DC电源变换器的设计。

字串5关键词：同步整流；磁复位；箝位电路；DC／DC变换器1 同步整流技术概述字串7近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在向低电压、大电流输出的DC／DC变换器中迅速推广应用。

DC／DC变换器的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。

在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。

快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。

举例说明，目前笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。

此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50％。

即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％～40％）PO，占电源总损耗的60％以上。

因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC／DC变换器提高效率的瓶颈。

同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。

它能大大提高DC／DC 变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。

功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。

用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。

反激电源多路输出交叉调整率得的问题Company Document number：WTUT-WT88Y-W8BBGB-BWYTT-19998反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。

理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。

由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在Ton结束时达到峰值Ip。

这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。

理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。

文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。

如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。

相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。

另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。

具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。

为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。

在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。

很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显着。

摘要：本文介绍了一种新型的改善多路输出电源负载交叉调制率无源解决方案，分析了其工作原理，并对电路的工作过程进行了解析。

关键词：开关电源、多路输出、交叉调整率。

0 引言多路输出的开关电源因其体积小、性价比高广泛应用于小功率的各种复杂电子系统中。

然而伴随着现代电子系统发展，其对多路输出电源的要求越来越高，如体积、效率、输出电压精度、负载能力（输出电流）、交叉调整率、纹波和噪声等。

其中，交叉调整率是指当多路输出电源的一路负载电流变化时整个电源各路输出电压的变化率，是考核多路输出电源的重要性能指标。

受变压器各个绕组间的漏感、绕组的电阻、电流回路寄生参数等影响，多路输出电源的交叉调整率一直以来是多路输出开关电源的设计重点。

目前改进交叉调整率的方法可分为无源和有源两类。

有源的方法需要增加额外的线性稳压或开关稳压电路，虽然可以得到较高的交叉调整率,但却是以牺牲电源的效率、成本为代价的，且从可靠性和复杂性也不如无源的方法好。

提起无源交叉调整率优化方法，有经验的工程师首先会想到输出电压加权反馈控制，其次如果选用反激电路还会通过优化变压器各绕组耦合以及优化嵌位电路来进一步优化交叉调整率，如果选用的是正激电路则会将各路输出滤波电感耦合在一起来进一步优化交叉调整率。

可是当以上优化措施均已采用了，还是无法满足设计要求时，通常只好无奈地添加假负载用效率来换取交叉调整率，或改选为成本较高的有源的优化设计方案。

下面介绍一种TDK-Lambda公司新型的改善多路输出交叉调整率的解决方案，此方案可以使得用无源方法进一步提高交叉调整率。

1 工作原理如图1所示，对于匝数相等的两个输出绕组（Ns1=Ns2），我们在两个跳变的同名端跨接一个电容C1，这样可以很好地改善交叉调整率。

图1对于图1所示的反激变换器，考虑其各绕组的漏感，可等效为图2所示电路，Lleak1、Lleak2和Lleak3分别绕组Ns1、Ns2和Np的漏感。

图2由于Ns1=Ns2，在电源整个工作过程中，始终有Vs1=Vs2，所以电路可以等效为图3所示，其中Is1和Is2分别为流过绕组Ns1和Ns2的电流。

同步整流技术6.2 同步整流技术作为整流电路的主要元件，通常用的是整流二极管（利用它的单向导电特性），它可以理解为一种被动式器件：只要有足够的正向电压它就开通，而不需要另外的控制电路。

但其导通压降较高，快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降。

这个压降完全是做的无用功，并且整流二极管是一种固定压降的器件，举个例子：如有一个管子压降为0.7V，其整流为12V时它的前端要等效12.7V电压，损耗占0.7/12.7≈5.5%.而当其为3.3V整流时，损耗为0.7/4（3.3+0.7）≈17.5%。

可见此类器件在低压大电流的工作环境下其损耗是何等地惊人。

这就导致电源效率降低，损耗产生的热能导致整流管进而开关电源的温度上升、机箱温度上升，有时系统运行不稳定、电脑硬件使用寿命急剧缩短都是拜这个高温所赐。

同步整流技术采用通态电阻极低的电力MOSFET来取代整流二极管，能大大降低整流电路的损耗，提高DC/DC变频器的效率，满足低压、大电流整流器的需要。

DC/DC变换器的损耗主要由三部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出整流管的损耗。

在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。

快恢复二极管或超快恢复二极管可达1.0~1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管，也会产生0.4V~0.8V的压降，导致整流损耗增大，电源效率降低。

因此。

传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率、小体积的需要，成为制约DC/DC变频器提高效率的瓶颈。

作为取代整流二极管以降低整流损耗的一种新器件，功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。

因为用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

它可以理解为一种主动式器件，必须要在其控制极（栅极）有一定电压才能允许电流通过，这种复杂的控制要求得到的回报就是极小的电流损耗。

反激电源多路输出交叉调整率得的问题反激电源多路输出交叉调整率的产生原因和改进方法。

理论上反激电源比正激电源更使用于多路输出，但实际上反击电源的多路输出交叉调整率比正激电源更难做，这主要是正激后面加了个偶合电感，而反激的漏感不是零。

由于在开关管开通期间，原边电流不断的上升，在T on结束时达到峰值Ip。

这个电流在开关断开的瞬间，会被传递到副边。

理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。

文中会指出最初传递到副边电流的大多数会传递到漏感最小的那一路输出。

如果这一路没有用做开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。

相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。

另外一个于交叉调整率相关的非常重要的特征就是非反馈绕组输出的匝数。

具体来讲，为了保正输出电压在规定的误差范围内，需要增加或减少他们的匝数或者是调节反馈反馈绕组的输出。

为了使所有的输出在一定的误差范围内，这必然会增加调试的时间。

在许多情况下，往往需要增加额外的线性或开关稳压电路来解决由于交叉调整率带来多路输出电压不能达到规定误差范围内的问题。

很多人做反激电源时都遇到这个问题，一路输出稳定性非常好，但多路输出时没有直接取反馈的路的电压会随其他路的负载变化而剧烈变化，这是什么原因呢？原来，在MOS关断，次级输出时能量的分配是有规律的，它是按漏感的大小来分配，具体是按匝比的平方来分配（这个可以证明，把其他路等效到一路就可得出结果）如：5V 3匝，漏感1uH，12V 7匝，如果漏感为（7/3）（平方）*1=5.4uH，则两路输出的电流变化率是一样的，没有交叉调整率的问题，但如果漏感不匹配时，就会有很多方面影响到输出调整率：1.次级漏感，这是明显的；2.输入电压，如果设计不是很连续，则在高压时进入DCM状态，DCM时由于电流没有后面的平台，漏感影响更显著。

改进方法：1.变压器工艺，让功率比较大，电压比较低的绕组最靠近初级，其漏感最小，电压比较高，功率比较小的远离初级，这样就增加了其漏感。

电源设计小贴士39：同步整流带来的不仅仅是高效率
您是否曾经应要求设计过一种轻负载状态下具有良好负载瞬态响应的电源呢？如果是，并且您还允许电源非连续，那么您可能会发现控制环路的增益在轻负载状态下急剧下降。

这会导致较差的瞬态响应，并且需要大量的输出滤波电容器。

一种更简单的方法是让电源在所有负载状态下都为连续。

图 1 是一个简单的同步降压转换器，用于演示输出电感中连续和非连续电流的负载瞬态响应。

在低至空载的负载状态下，输出电感电流都一直保持连续，因为同步整流器允许电感电流在轻负载状态下反向流动。

只需用一个二极管替换底部FET (Q2)，电路便可转为非连续。

尽管本文介绍的是降压拓扑结构的区别，但您会注意到所有电源拓扑都有类似的响应。

图1 用于演示瞬态响应的简单降压转换器
图 2 显示了输出电流700 mA 阶跃变化的两个瞬态负载响应。

左边的线迹为连续情况，而右边的线迹则为非连续情况。

在非连续情况下，瞬态响应比连续情况差了三倍多。

同步FET 用于强制连续运行。

但是，也有一些获得较好瞬态响应的其他方法，包括预加载输出或者使用摆动电感等。

摆动电感用于在低电流时增加电感。

这个目标的实现，主要是通过两种磁心材料：低电流饱和高铁氧体，以及低电流不饱和粉末铁氧体。

tips:感谢大家的阅读，本文由我司
收集整编。

仅供参阅！。

一种反激同步整流DC-DC变换器设计摘 要： 对反激同步整流在低压小电流DC－DC变换器中的应用进行了研究，介绍了主电路工作原理，几种驱动方式及其优缺点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，并通过样机试验，验证了该电路的实用性。

引 言：低压大电流DC-DC模块电源一直占模块电源市场需求的一半左右，对其相关技术的研究有着重要的应用价值。

模块电源的高效率是各厂家产品的亮点，也是业界追逐的重要目标之一。

同步整流可有效减少整流损耗，与适当的电路拓扑结合，可得到低成本的高效率变换器。

本文针对36V-75V输入，3.3V/15A 输出的二次电源模块，在分析同步整流技术的基础上，根据同步整流的特点，选择出适合于自驱动同步整流的反激电路拓扑，进行了详细的电路分析和试验。

反激同步整流基本的反激电路结构如图1。

其工作原理：主MOSFET Q1导通时，进行电能储存，这时可把变压器看成一个电感，原边绕组电流Ip 上升斜率由dIp/dt=Vs/Lp决定，磁芯不饱和，则Ip 线性增加；磁芯内的磁感应强度将从Br增加到工作峰值Bm；Q1关断时，原边电流将降到零，副边整流管开通，感生电流将出现在副边；按功率恒定原则，副边安匝值与原边安匝值相等。

在稳态时，开关导通期间，变压器内磁通增量△Φ应等于反激期间内的磁通变化量，即：△Φ＝VsTon / Np＝Vs'Toff / Ns从此式可见，如果磁通增量相等的工作点稳定建立时，变压器原边绕组每匝的伏－秒值必然等于副边每匝绕组的伏－秒值。

反激变换器的拓扑实际就是一个BUCK－BOOST组合的变换器拓扑的应用，而且如果副边采用同步整流，电路总是工作于CCM的模式下，其电压增益M＝Vo/Vs＝K·D/(1－D)(K为原副边匝数比)用PMOSFET和MOSFET替代图1中的萧特基二极管，可以实现同步整流的4种电路结构如图2和图3 反激电路的开关电压波形见图4，是标准的矩形波，非常适合同步整流驱动。

同步整流技术简介1概述近年来，为了适应微处理器的发展，模块电源的发展呈现两个明显的发展趋势：低压和快速动态响应，在过去的10年中，模块电源大大改善了分布式供电系统的面貌。

即使是在对成本敏感器件如线路卡，单板安装，模块电源也提供了诱人的解决方案。

然而，高速处理器持续降低的工作电压需要一个全新的，适应未来的电压方案，尤其考虑到肖特级二极管整流模块不能令人满意的效率。

同步整流电路正是为了适应低压输出要求应运而生的。

由于一般的肖特基二极管的正向压降为0.3V以上，在低压输出时模块的效率就不能做的很高，有资料表明采用肖特基二极管的隔离式DC-DC模块电源的效率可以按照下式进行估算：我们假设采用0.4V的肖特基整流二极管，印制板的线路损耗为0.1V，则1.8V的模块最大的估算效率为72%。

这意味着28%的能量被模块内部损耗了。

其中由于二极管导通压降造成的损耗占了约15%。

随着半导体工艺的发展，低压功率MOS管的的有着越来越小的通态电阻，越来越低的开关损耗，现在IR公司最新的技术可以制作30V/2.5m Ω的MOS管，在电流为15A时，导通压降为0.0375，比采用肖特基二极管低了一个数量级。

所以近年来对同步整流电路的研究已经引起了人们的极大关注。

在中大功率低压输出的DC-DC变换器的产品开发中，采用低压功率MOSFET替代肖特基二极管的方案得到了广泛的认同。

今天，采用同步整流技术的ON-BOARD 模块已经广泛应用于通讯的所有领域。

2同步整流电路的工作原理整流管导通压降损耗—印制板的线路损耗—原边和控制电路损耗—fcutoufcutououtoutVVVVVVVV⨯++⨯+≈1.0)1.0(η图1 采用同步整流的正激电路示意图(无复位绕组) 同步整流电路与普通整流电路的区别在于它采用了MOS管代替二极管，而MOS管是它驱的开关器件，必须采用一定的方式控制MOS管的开关。

同步整流电路中功率MOS 管的驱动方式主要有两种：自驱动和它驱动。

LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓扑。

初级仅用一颗MOS。

LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。

且有非常高的效率和可靠性。

低的复杂性和低成本利于小空间应用。

LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。

二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。

在低应力的短路保护控制下的触发软起动。

LT1952的各种关键功能示于图1。

图1 LT1952内部方框等效电路启动部分在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。

两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。

并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。

UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。

启动前它给出11μA电流。

启动后变为0μA。

时序图如图2。

图2 LT1952 工作时序随着LT1952开启。

V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。

IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。

接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。

输出驱动LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。

OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。

SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。

用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。

对于SOUT和OUT的供出。

PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。

输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。

（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。

调此时间达到二次同步整流的最佳化。

SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三：㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。

CPCI电源采用同步整流和均流cPCI接口次级电源控制器提高性能CompactPCI (简称CPCI) 电源在计算机、工业和电信领域的应用已经得到了广泛的认可。

为了优化系统应用，一个CPCI电源采用了标准的工业机械结构和高性能连接技术。

然而，传统的CPCI电源沿用的是二极管整流技术，应用时会造成很大的功率损耗并且限制了可用的输出功率。

本文将介绍了一种采用同步整流技术的CPCI电源，它利用了一种独特的次级同步整流和带有输出电流均流功能的集成电源控制器SC4910。

我们可以看出这类CPCI电源在效率和性能方面都将有很大的提高。

CPCI电源的标准是PICMG 2.11。

该标准主要定义了CPCI电源的电气和机械要求并且还定义了电源和系统背板间的机械接口及信号接口。

在机械方面，CPCI电源必须符合标准的机架尺寸，其面板与IEEE 1101.10兼容。

在电源设备中安装了Positronic的一种47管脚的标准连接器，用于输入/输出功率和信号接口。

在电气方面，CPCI电源要符合电压和电流、输出电流均流及输出远程检测等电气性能要求。

PCI系统中采用3U和6U机架。

3U单元一般要提供大约200 W 到250 W的输出功率，6U单元一般要提供大约400W 到500 W的输出功率。

对于电信和网络应用，CPCI电源模块的输入电压通常为48V。

PICMG 2.11没有规定每个输出的最大负载、全载和最小负载的要求；并且也没有规定一个3U电源模块要装配200W 功率，一个6U电源模块要装配400W功率。

3U和6U机架内的总功率主要依赖于CPCI电源的效率和PCI系统的可用冷却方式。

当前的趋势是在3U单元内集成更大功率，尽可能减小CPCI电源在系统机架内所占空间，从而为CPCI应用线路板腾出更大空间。

传统CPCI电源电路应用于电信方面的CPCI电源，其直流输入电压为+48V。

除了交流输入电源需要额外的二极管整流、功率因数矫正电路(PFC)和EMI外，交流输入CPCI电源和直流输入CPCI电源的电路很相似。