ELEC5508_Wireless Engineering_2013 Semester 2_Hybrid ARQ

2021年全国大学生电子竞赛仪器和元器件清单2021年全国竞赛仪器和主要元器件清单文章日期：2021-08-0516:45:22文章点击率：462021年全国大学生电子设计竞赛仪器和主要元器件目录【本科组】1.仪器清单60mhz双通道数字示波器100mhz双通道数字示波器500mhz双通道数字示波器低频信号发生器（1hz~1mhz）高频信号发生器（1mhz~120mhz）300mhz信号源双通道函数信号发生器（100mhz，dds）函数发生器（10mhz，dds）低频毫伏表中高频毫伏表中150mhz频率计数字风速仪电子称（最小称量5kg）五位半数字万用表秒表量角器单片机开发系统pld研发系统2.主要元器件目录rl78/g13mcu板（芯片型号r5f100lea），已下发到赛区组委会带防撞圈的多旋翼飞行器，外形尺寸：长度≤50cm，宽度≤50cm；续航时间大于10分钟拎保护板的18650型、容量2000~3000mah的锂离子电池滑线变阻器（10ω/3a）光电传感器100mhz晶体振荡器无线收发模块具备av端子输入的彩色摄像头（彩色制式不减半）大功率电阻（30ω/50w,5ω/25w）大功率控制器管、大功率二极管小型轴流风机（直径5~10cm，5~12vdc）万向节（连接杆直径10mm以下）三维角度传感器或电子陀螺仪变容二极管（2~20pf）【高职高专组】1.仪器清单60mhz双通道数字示波器低频信号发生器函数发生器（10mhz，dds）低频毫伏表三位半数字万用表秒表量角器单片机开发系统pld开发系统2.主要元器件清单单片机最小系统板小型继电器光电传感器角度传感器大功率开关管、大功率二极管电动机（20w以内，STM电机或拎减速器直流电机）小型直流风机。

WiMAX射频一致性自动测试系统设计及实现的开题报告一、研究背景WiMAX，即全球互操作性无线通信，是IEEE 802.16标准的一种无线宽带接入技术。

WiMAX技术具有高速率、大容量、远程传输等优点，已经广泛应用于无线通信领域。

在WiMAX网络的建设中，射频一致性自动测试是非常重要的一环。

在WiMAX网络中，各个节点之间的射频信号的一致性非常重要。

如果各个节点之间的射频信号不一致，就会导致网络中断、数据丢失等问题，从而影响网络的正常运行。

因此，为了确保WiMAX网络的正常运行，需要对各个节点的射频信号进行一致性测试。

目前，射频一致性测试一般是由技术人员通过手动测试实现的，测试过程繁琐、效率低下。

因此，本研究将设计一种WiMAX射频一致性自动测试系统，旨在提高测试效率，提升测试精度。

二、研究内容本研究将设计一种WiMAX射频一致性自动测试系统，主要包括以下内容：1.硬件设计：设计WiMAX射频一致性测试仪器，包括发射信号源、接收信号源等组成的测试系统，以及测试仪器的控制电路等。

2.软件设计：设计测试仪器的控制软件，实现测试仪器对WiMAX节点之间的射频信号进行一致性自动测试功能。

三、研究意义WiMAX技术的广泛应用，使得WiMAX网络射频一致性测试成为一个非常重要的问题。

本研究将设计一种WiMAX射频一致性自动测试系统，可以有效地提高测试效率，提升测试精度，有利于WiMAX网络的正常运行。

四、研究方法本研究将采用软硬件相结合的方法，设计WiMAX射频一致性自动测试系统。

具体方法包括：1.硬件设计：设计WiMAX射频一致性测试仪器，包括发射信号源、接收信号源等组成的测试系统，以及测试仪器的控制电路等。

2.软件设计：设计测试仪器的控制软件，实现测试仪器对WiMAX节点之间的射频信号进行一致性自动测试功能。

五、预期结果本研究的预期结果包括：1.设计出一种能够对WiMAX节点之间的射频信号进行一致性自动测试的测试系统，并实现射频信号的自动测试功能。

无线通用串行总线的信道状态信息提取和处理杨润丰;李铭钊;张智聪【摘要】Wireless universal serial bus(W-USB) system application is based on ultra wideband(UWB) radio platform exploiting multiband orthogonal frequency division multiplexing (MB-OFDM) technology. When baseband singal is processed in receiver, least squares estimation method is used to efficiently obtained channel state information(CSI) from channel estimation sequence. The CSI is applied to scale the dual carrier modulation demapper output to obtain more reliable soft bit value. Experimental results show that using CSI aided decoding techniques can improve decoding error correction for the receiver and achieve better system performance.%无线通用串行总线（ W-USB ）是基于超宽带（ UWB ）无线电平台的多频带正交频分复用（ MB-OFDM ）技术的系统应用。

在接收机进行基带信号处理过程中，利用最小二乘估计均衡方法从系统的信道估计序列中快速地提取有效的信道状态信息，并把提取的信道状态信息按比例调节双载波解调器输出的软比特值。

基于NS2的高密度WLAN同频干扰陈桂慧;郑华;刘华锐【摘要】首先简单介绍了无线局域网同频干扰产生的原因，然后在 NS2仿真平台上搭建高密度无线局域网环境。

通过仿真，测量系统中总的数据吞吐量、端到端传输时延和平均吞吐量来探究高密度 WLAN 下同频干扰强弱程度随AP数增加的变化趋势。

仿真结果表明，高密度WLAN下同频干扰强弱程度随AP数的增加遵循一定的变化规律，这为实际规划接入节点时同频干扰强弱的控制提供了依据，也为仿真研究高密度无线局域网提供了参考。

%In this paper, we first introduce the reasons of co-channel interference in WLAN, and then build a dense WLAN environment in NS2. We explore the strength of the co-channel interference, as the number of APs increase in a dense WLAN environment, by measuring its total throughput, end to end delay and the average throughput. The simulation results indicate that the strength of co-channel interference follow certain rules. It provides a basis for controlling the strength of co-channel interference when we plan the WLAN network. It also provides references for the simulation study of the dense WLAN.【期刊名称】《计算机系统应用》【年(卷),期】2015(000)002【总页数】5页(P206-210)【关键词】NS2;高密度WLAN;多AP;同频干扰【作者】陈桂慧;郑华;刘华锐【作者单位】福建师范大学光电与信息工程学院，福州 350007;福建师范大学光电与信息工程学院，福州 350007; 福建师范大学医学光电科学与技术教育部重点实验室，福州 350007; 福建师范大学福建省光子技术重点实验室，福州 350007; 福建师范大学智能光电系统工程研究中心，福州 350007;福建师范大学光电与信息工程学院，福州 350007【正文语种】中文目前, 随着人们对无线应用的需求日益增长, 无线局域网技术快速发展, 取得了很大的成果. 然而, 现有的无线局域网, 还是存在一些不足之处. 例如: 在科技展会中, 由于无线设备(包括用户端的移动站点(STA)和服务器端的接入点(AP)具有数量多、分布不规则、无法通过中心集中控制器集中控制等特点, 用户的无线体验急剧下降. 像科技展会这种高密度无线局域网环境, 当环境中的移动站点和接入点数量增加到一定数量时, 整个无线通信系统就会出现接入时延变长、网络吞吐量下降、丢包严重等现象, 从而严重影响了无线设备的使用.之所以会产生这样的现象, 很大一部分原因是高密度无线局域网环境中存在严重的同频干扰[1,2]. 因此研究同频干扰对解决高密度无线局域网下通信性能差问题有着重大的意义.目前, WLAN同频干扰问题的解决方法主要有两种: 功率控制法和无线信道动态分配法[3-8]. 功率控制法, 主要通过调整AP的功率来控制AP的信号覆盖范围, 使相邻AP信号覆盖范围的重叠部分变小甚至消失, 从而减小AP间的同频干扰, 提高系统的通信性能, 但在高密度WLAN下, 由于有限范围内AP和STA数较多, 通过AP 的功率控制很难将相邻AP信号覆盖范围的重叠部分完全隔离, 因此在高密度WLAN下这种方法不大适用. 无线信道动态分配法, 主要通过动态分配信道资源, 使AP工作在最合适的信道上, 减小AP间的同频干扰, 提升系统的通信性能. 这种方法的关键在于如何根据同频干扰的强弱程度确定AP的最适信道. 因此, 研究高密度WLAN下同频干扰强弱的变化规律, 可为规划接入节点时, 最适信道的选择和信道的分配提供参考.根据IEEE标准的相关规定, WLAN工作在2.4GHz和5GHz这两个频段, 本文以2.4GHz为例进行研究. 工作频段在2.4GHz(2.4GHz-2.4835GHz)的802.11b和802.11g, 其可用带宽为83.5MHz, 在中国我们同欧洲一样将这段频段资源划分为13份, 每一份称为一个子信道, 每个子信道的频带宽度为22MHz. 这13个子信道相邻多个之间存在频率重叠(如信道1与信道2、3、4、5有频率重叠), 整个频段内只有3个信道是相互不重叠的, 一般取信道1、信道6、信道11作为3个互不重叠的信道[9]. 具体的信道划分如图1所示.无线局域网系统采用的是CSMA/CA(载波监听多路访问/冲突避免)机制, 这种机制在系统发送数据前, 会先检测信道的状态, 若信道处于繁忙状态, 则系统继续监听信道, 直到信道空闲; 若信道处于空闲状态, 则系统先等待DIFS(分布式协调帧间隔)时间, 然后经过一段随机的退避时间之后开始发送数据[10]. 这种机制保证了某一时刻, 某一个子信道上只有一个站点(STA)或者一个接入点(AP)发送数据.由于WLAN采用这样的信道划分方法和MAC层CSMA/CA机制, 所以当相邻的AP采用相同的子信道时, 系统由于AP之间的相互干扰, 通信质量会明显下降, 这种干扰即为同频干扰[11,12]. 在高密度无线局域网环境下, 同频干扰是导致系统通信性能差的重要原因.2.1 仿真实验设计为了解决高密度WLAN下通信质量差的问题, 研究仿真环境下同频干扰强弱的变化规律有着重要的意义.在网络仿真软件的选择上, 本文对主流仿真软件OPNET和NS2(Network Simulator version 2)进行了对比, 比较结果如表1所示.从表1中可以看出NS2具有执行效率高、扩展性能好、开源免费且适合仿真网络协议等特点, 所以本文选用NS2来对高密度WLAN下的同频干扰进行仿真[13,14]. 通过对高密度WLAN环境的调查和研究, 我们发现这种环境中, 单个AP连接的STA数并不多, 通信质量差的主要原因并不在于单个AP上连接的STA数量, 而在于环境中的AP数量, 大量的AP产生了强大的同频干扰, 所以本文建立了一个由单个AP与单个STA组成的通信系统, 定义为AP-STA对, 通过建立多个AP-STA对来近似模拟高密度WLAN环境. 实验中, 我们将所有的AP设置为同信道(即令AP同频), 然后在NS2中逐渐增加AP-STA对数直至50对. 理论上, 实验的AP-STA对数最大值应该越大越好. 但是, 一方面, 从多次实验结果中我们发现当AP-STA对数达到50对左右之后, 系统总的吞吐量、端到端时延和每个AP-STA对的平均吞吐量变化趋于平缓, 此时若继续增大AP-STA对数的最大值需要巨大的工作量, 而且所获得的系统性能数据变化比较小. 另一方面, AP和STA的载波监听范围有一定的限制, 若继续增大AP-STA对数的最大值就无法保证这么多AP和STA的监听范围相互重叠, 也就无法保证这些AP-STA对相互之间存在同频干扰. 综合这两方面因素, 我们取AP-STA对数的最大值为50. 实验中, 测量相应的系统总吞吐量、端到端时延和平均吞吐量来探究同频干扰强弱的变化规律.仿真中, 本文将AP和STA节点的载波监听范围和通信范围分别设为550m和250m, 也即默认值, 将相邻AP-STA对之间的距离设为4m, 将每对AP-STA对中的AP与STA之间的距离设为5m, 以保证AP与AP之间, AP与STA之间, STA与STA之间皆相互“可见”. 仿真中AP-STA对的布局如图2所示.另外, 本文在节点的应用层采用FTP业务流, 传输层采用TCP传输协议来模拟实际的业务环境. 部分仿真参数设置如表2所示, 其它参数采用系统默认值.由于NS2无内建数据绘图工具, 所以需要借助其他工具将仿真结果转换成图表形式. 本文通过gawk文本处理工具对仿真结果的trace(跟踪文件)进行网络性能分析[15], 再通过Gnuplot工具绘制系统总的吞吐量、端到端时延和平均吞吐量变化图. gawk的几个网络性能分析程序流程大体一致, 以端到端时延的分析为例, 程序流程如图3所示.2.2 实验结果分析通过测量系统的总的吞吐量, 我们可以得到系统总的吞吐量变化如图4所示.从吞吐量变化图中, 我们可以看出随着AP-STA对数的增加, 系统总的吞吐量的变化趋势为: 先增大然后逐渐地减小, 整体上看系统总的吞吐量变化不是很大. AP-STA对数由1变为2时, 系统总的吞吐量增加的原因是: 只有一个AP-STA对时, 受AP、STA通信能力的限制, 系统的通信资源没有被完全占用, 当AP-STA对数增加到2时, 系统的通信资源被更多的占用, 而且此时同频干扰比较弱, 所以系统总的吞吐量增大了.AP-STA对数达到2之后, 系统总的吞吐量逐渐减小的原因是: 随着AP-STA对数的逐渐增加, 系统的通信资源虽然被更多地利用了, 但此时增加的资源利用量对系统总的吞吐量的影响与同频干扰对系统总的吞吐量的影响相比较小, 所以系统总的吞吐量逐渐减小.由系统总的吞吐量, 我们可以算出每个AP-STA对的平均吞吐量, 记系统总的吞吐量为Throughput, AP-STA对数为N, 每个AP-STA对的平均吞吐量为Avg_throughput, 则平均吞吐量的计算公式为:通过计算, 我们可以得到每个AP-STA对的平均吞吐量变化如图5所示.从图5我们可以看出, 每个AP-STA对的平均吞吐量随着AP-STA对数的增加, 逐渐减小, 而且随着AP-STA对数的增加, 平均吞吐量的减小的速度越来越慢. 当AP-STA对数达到10时, 每个AP-STA对的平均吞吐量(0.5829Mbps)将远小于只有一个AP-STA对时的值(5.9203Mbps). 随AP-STA对数的继续增加, 平均吞吐量最终趋近于0(此时同频干扰强度相当大, 系统的通信质量相当低).通过测量系统端到端的时延, 我们可以得到系统端到端的时延变化如图6所示.从时延变化图中, 我们可以看出, 随着AP-STA对数的增加, 系统端到端的时延总体呈增大的趋势, 这是由于同频干扰的强度在逐渐增大. 当AP-STA对数达到14时, 系统端到端时延(0.1865s)将远大于只有一个AP-STA对时的值(0.0149s), 而且AP-STA对数在0至14之间时, 系统端到端的时延几乎呈线性增大, 说明此段时间内, 同频干扰对时延的影响也呈线性增大. 当AP-STA对数达到14之后, 系统端到端的时延增大速度逐渐变慢, 说明此段时间内, 同频干扰对时延的影响程度也逐渐变小.2.3 实际AP规划建议在一般的AP规划中, 为获取较高的通信性能, 应对AP进行合理的空间布局, 并充分利用墙体等天然隔断尽量避免或者减小AP间的同频干扰, 这些规划策略在文献[16]、[17]中已有详细的说明, 本文就不再赘述.而在科技展会这类高密度WLAN下规划AP, 由于AP和STA数较多, 通过一般的规划, AP间仍存在较大的同频干扰. 为进一步减小同频干扰, 根据前面AP-STA对仿真, 分析得出的结论(AP-STA对数达到10左右, 每个AP-STA对的平均吞吐量严重减小, 端到端时延严重增大等), 应进行合理的信道分配, 使相邻并使用同一信道的AP数尽可能的少, 避免超过10个, 否则严重的同频干扰将使这一区域的网络质量变得十分恶劣.3 结论本文在介绍了同频干扰产生原因的基础上, 利用网络仿真工具NS2构建简单的高密度WLAN仿真模型. 在模型中, 对系统总的吞吐量、端到端时延和平均吞吐量进行测量和计算. 仿真实验结果表明, 同频干扰对系统吞吐量、端到端时延等的影响程度随AP-STA对数的增加遵循一定的变化规律. 这为实际规划接入节点时同频干扰强弱的控制提供了依据, 也为仿真研究高密度无线局域网提供了参考.1 徐雅静,闫晓东,徐惠民.高密度WLAN环境下动态频率选择算法的研究.电子科技大学学报,2007,36(5):892–895.2 徐雅静,闫晓东,徐惠民.高密度WLAN环境下传输功率控制算法的研究.微电子学与计算机,2007,24(5):19–21,25.3 夏茂素,罗克露,闫丽明,等.WLAN分布式同频干扰避免新方法.通信技术,2009(7):42–44.4 刘达.WLAN信道规划与控制技术研究与实现.国防科学技术大学,2011.5 贾军.鉴于WLAN的无线网络设计与分析.中国科技博览,2012,(23):555–556.6 徐涛.WLAN网络优化分析系统的研究与实现.北京交通大学,2014.7 Yao T, Guo X, Qiu Y, et al. An integral optimization framework for WLAN design. 2013 15th IEEE International Conference on Communication Technology (ICCT). IEEE. 2013. 360–365.8 Bae SJ, Choi BG, Chae HS, et al. Self-configuration scheme to alleviate interference among APs in IEEE 802.11 WLAN. 2012 IEEE 23rd International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications (PIMRC). IEEE. 2012. 1025–1030.9 张国栋,李寿鹏.WLAN网络中同频AP互相干扰的研究.电信工程技术与标准化,2011,24(1):20–24.10 税国军,沈树群.基于NS.2的802.11DCF协议仿真模型研究.系统仿真学报,2009,(7):1829–1833.11 马向辰,薛强.WLAN系统干扰分析与规避措施研究.互联网天地,2013,(9):41–46.12 赖晓斌,林善亮.WLAN网络建设干扰因素分析初探.电子世界,2013,(10):156–156.13 王永胜,吴德伟,刘勇.基于NS2无线通信网络仿真研究.计算机系统应用,2004,13(6):25–27.14 王波,周志伟.网络模拟软件NS2与OPNET的剖析比较.计算机系统应用,2010,19(6):90–95.15 方路平,刘世华,陈盼,等.NS-2网络模拟基础与应用.国防工业出版社,2008.16 段琼,王奕婷.WLAN优化研究.电信工程技术与标准化,2011,24(4):31–35.17 李增雷.无线网络技术在校园网中的应用.信息与电脑(理论版),2012,5:44.Co-Channel Interference in a Dense WLAN Environment Based on NS2 CHEN Gui-Hui1, ZHENG Hua1,2,3,4, LIU Hua-Rui11(School of Electronic College of Photonic and Electronic Engineering, Fujian Normal University, Fuzhou 350007, China)2(Key Laboratory of Optoelectronic Science and Technology for Medicine Ministry of Education, Fujian Normal University, Fuzhou 350007, China)3(Fujian Provincial Key Laboratory for Photonics Technology, Fujian Normal University, Fuzhou 350007, China)4(Intelligent Optoelectronic Systems Research Centre, Fujian Normal University, Fuzhou 350007, China)Abstract：In this paper, we first introduce the reasons of co-channel interference in WLAN, and then build a dense WLAN environment in NS2. We explore the strength of the co-channel interference, as the number of APs increase in a dense WLAN environment, by measuring its total throughput, end to end delay and the average throughput. The simulation results indicate that the strength of co-channel interference follow certain rules. It provides a basis for controlling the strength of co-channel interference when we plan the WLAN network. It also providesreferences：for the simulation study of the dense WLAN.Key words： NS2; a dense WLAN; Multi-AP; co-channel interference①收稿时间：2014-06-06;收到修改稿时间:2014-07-07本文在介绍了同频干扰产生原因的基础上, 利用网络仿真工具NS2构建简单的高密度WLAN仿真模型. 在模型中, 对系统总的吞吐量、端到端时延和平均吞吐量进行测量和计算. 仿真实验结果表明, 同频干扰对系统吞吐量、端到端时延等的影响程度随AP-STA对数的增加遵循一定的变化规律. 这为实际规划接入节点时同频干扰强弱的控制提供了依据, 也为仿真研究高密度无线局域网提供了参考.1 徐雅静,闫晓东,徐惠民.高密度WLAN环境下动态频率选择算法的研究.电子科技大学学报,2007,36(5):892–895.2 徐雅静,闫晓东,徐惠民.高密度WLAN环境下传输功率控制算法的研究.微电子学与计算机,2007,24(5):19–21,25.3 夏茂素,罗克露,闫丽明,等.WLAN分布式同频干扰避免新方法.通信技术,2009(7):42–44.4 刘达.WLAN信道规划与控制技术研究与实现.国防科学技术大学,2011.5 贾军.鉴于WLAN的无线网络设计与分析.中国科技博览,2012,(23):555–556.6 徐涛.WLAN网络优化分析系统的研究与实现.北京交通大学,2014.7 Yao T, Guo X, Qiu Y, et al. An integral optimization framework for WLAN design. 2013 15th IEEE International Conference on Communication Technology (ICCT). IEEE. 2013. 360–365.8 Bae SJ, Choi BG, Chae HS, et al. Self-configuration scheme to alleviate interference among APs in IEEE 802.11 WLAN. 2012 IEEE 23rd International Symposium on Personal Indoor and Mobile Radio Communications(PIMRC). IEEE. 2012. 1025–1030.9 张国栋,李寿鹏.WLAN网络中同频AP互相干扰的研究.电信工程技术与标准化,2011,24(1):20–24.10 税国军,沈树群.基于NS.2的802.11DCF协议仿真模型研究.系统仿真学报,2009,(7):1829–1833.11 马向辰,薛强.WLAN系统干扰分析与规避措施研究.互联网天地,2013,(9):41–46.12 赖晓斌,林善亮.WLAN网络建设干扰因素分析初探.电子世界,2013,(10):156–156.13 王永胜,吴德伟,刘勇.基于NS2无线通信网络仿真研究.计算机系统应用,2004,13(6):25–27.14 王波,周志伟.网络模拟软件NS2与OPNET的剖析比较.计算机系统应用,2010,19(6):90–95.15 方路平,刘世华,陈盼,等.NS-2网络模拟基础与应用.国防工业出版社,2008.16 段琼,王奕婷.WLAN优化研究.电信工程技术与标准化,2011,24(4):31–35.17 李增雷.无线网络技术在校园网中的应用.信息与电脑(理论版),2012,5:44.。

C波段三截面阶梯阻抗(SIR)滤波器的设计王志敏;陈波;杨德强【摘要】SIR滤波器有尺寸小,成本低,易于集成和寄生通带可调节等特点,在微波电路中有着广泛的应用.文中根据项目的需求对SIR滤波器的小型化和寄生通带调节进行研究,通过HFSS仿真软件设计了一个三截面SIR滤波器,中心频率为7.0 GHz,带宽为6.5～7.5 GHz,带内插损优于1.5 dB,在4.0 GHz和9.0 GHz处抑制度大于55dB.该滤波器结构充分利用空间,比经典发夹型缩小近20%.调节寄生通带的变量增加,调节更加灵活,仿真显示在带宽的二倍谐波处抑制度优于35 dB.【期刊名称】《实验科学与技术》【年(卷),期】2011(009)002【总页数】3页(P10-12)【关键词】三截面;SIR滤波器;小型化;寄生通带【作者】王志敏;陈波;杨德强【作者单位】电子科技大学电子工程学院,成都,610054;电子科技大学电子工程学院,成都,610054;电子科技大学电子工程学院,成都,610054【正文语种】中文【中图分类】TN61在无线与射频通信系统中,微带滤波器以其成本低,易于集成的特点得到了广泛应用。

随着移动通信技术的发展,市场对于小型化和谐波抑制度尤其是二次谐波抑制度的要求越来越高。

微带阶梯阻抗滤波器具有体积小、结构简单、加工方便、成本低、易于集成化且可通过控制耦合线段和非耦合线段,有效地控制滤波器寄生通带的位置等优点,因此非常具有研究意义和市场价值。

本文首先大概介绍下 SIR带通滤波器的基础电路原理,然后根据原理使用 HFSS软件设计了一个C波段的五阶三截面 SI R带通滤波器模型并进行仿真分析,经过优化达到预定的性能指标。

1 SIR带通滤波器的设计原理1.1 SIR基本原理及其等效电路SI R是由两个以上具有不同特性阻抗的传输线组合,可以传输横向电磁场或准横向电磁场模式的谐振器。

本文研究的是λg型 SIR,这是由于λg/2型 SIR是由带状线结构组成,允许有更广的几何结构型式,且和有源器件有更好的兼容性[1]。

一种用于激光一维条码扫描枪的边缘增强型滤波器
台海钊;尚明金;王忆文;李辉;张龙
【期刊名称】《微电子学与计算机》
【年(卷),期】2013(30)5
【摘要】通过分析激光一维条码扫描枪的激光束纵断面特征,借助卷积和拉普拉斯变换,得出激光束对二值条码图像高斯滤波效应的确切表达式.利用高斯滤波效应的表达式,设计出能消除该效应并能使波形边缘增强的Bessel滤波器.应用MATLAB 对设计出的Bessel滤波器进行仿真,结果显示该滤波器在提升边缘细节的同时不会增强噪声,对改善一维条码信号方面有参考价值.
【总页数】4页(P96-99)
【关键词】激光一维条码扫描枪;高斯滤波效应;边缘增强;Bessel滤波器
【作者】台海钊;尚明金;王忆文;李辉;张龙
【作者单位】电子科技大学微电子与固体电子学院;西南技术物理研究所
【正文语种】中文
【中图分类】TN249
【相关文献】
1.一种用于图像边缘检测的自适应指数滤波器 [J], 顾嗣扬;施鹏飞
2.一种新的用于图像边缘检测的滤波器设计 [J], 王玉茜
3.用于金刚石工具精密激光加工的、带增强型激光源的小型设备 [J],
4.一种用于多尺度边缘检测的小波变换滤波器系数计算方法 [J], 李锐;汪远征
5.一种适用于多波段无线通信的品质因数增强型的CMOS射频滤波器(英文) [J], 高志强;喻明艳;马建国;叶以正
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采用电流复用技术的8mm频段低噪声放大器
郑远;吴键;艾萱;钱峰;陈新宇;杨磊
【期刊名称】《固体电子学研究与进展》
【年(卷),期】2013(33)2
【摘要】利用电流复用技术设计8mm频段低噪声放大器芯片,采用0.15μm GaAs PHEMT工艺,芯片尺寸为1.73mm×0.75mm×0.1mm。

测试结果显示:在32～38GHz频带内,放大器增益大于21dB,噪声系数小于1.85dB,输入、输出电压驻波比小于2.5,P1 dB大于7dBm,功耗5V,28mA,采用电流复用技术比传统设计的功耗降低将近40%。

【总页数】7页(P124-129)
【关键词】低噪声放大器;砷化镓;赝配高电子迁移率场效应晶体管;微波单片集成电路
【作者】郑远;吴键;艾萱;钱峰;陈新宇;杨磊
【作者单位】南京国博电子有限公司;南京电子器件研究所
【正文语种】中文
【中图分类】TN386;TN454
【相关文献】
1.基于噪声抵消技术的低功耗C频段差分低噪声放大器 [J], 赵飞义;张万荣;丁春宝;陈昌麟;胡瑞心;卓汇涵;江之韵;白杨;陈亮
2.8mm频段焦平面阵列成像技术 [J], 肖庆;李银波;李焱;杨善国;周义
3.一种基于多协议电流复用双频段压控振荡器的设计 [J], 李勇;景一欧;沈怿皓;赖宗声;景为平
4.采用罗柯夫斯基线圈和ARM+CPLD总线复用系统的输电线路故障暂态电流采集方法 [J], 王鸿杰;盛戈皞;刘亚东;江秀臣;曾奕
5.780/868/915MHz频段无线传感器网络低功耗电流复用频率综合器 [J], 阴亚东;张利红;孟海涛;杜占坤;阎跃鹏
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doi:10.3969/j.issn.1003-3114.2023.04.013引用格式:朱承浩.通信感知一体化混合波束赋形技术[J].无线电通信技术,2023,49(4):689-695.[ZHU Chenghao.Hybrid Beamforming for Integrated Sensing and Communication [J].Radio Communications Technology,2023,49(4):689-695.]通信感知一体化混合波束赋形技术朱承浩(东南大学吴健雄学院,江苏南京210096)摘㊀要:为解决无线通信与感知的性能日益强大而带来的频谱资源紧缺的问题,通信感知一体化(Integrated Sens-ing and Communication,ISAC)技术逐渐开始受到重视㊂在目前最有发展潜力的毫米波(millimeter Wave,mmWave)多输入输出(Multiple Input Multiple Output,MIMO)混合波束赋形系统基础上,提出了一种通信感知一体化的波束赋形算法㊂使用均方误差(Mean Square Error,MSE)衡量该系统的通信和雷达的性能,通过引入权重因子将通信与雷达的性能指标综合考虑,得到通感一体化波束赋形系统的最优解㊂针对求解过程中的非凸优化问题,提出了基于坐标迭代的交替优化算法对问题进行求解㊂针对不同权重因子,对通信的频谱效率和雷达的波束方向图进行了仿真,仿真结果验证了所提方案可以实现通信感知一体化系统下通信与感知性能的折中㊂关键词:通感一体化;毫米波;多输入输出;混合波束赋形;坐标迭代优化法中图分类号:TN929.5㊀㊀㊀文献标志码:A㊀㊀㊀开放科学(资源服务)标识码(OSID):文章编号:1003-3114(2023)04-0689-07Hybrid Beamforming for Integrated Sensing and CommunicationZHU Chenghao(Chien-Shiung Wu College,Southeast University,Nanjing 210096,China)Abstract :In order to solve the shortage of spectrum resources caused by the increasingly powerful performance of wireless commu-nication and sensing,the technology of Integrated Sensing and Communication (ISAC)has gradually begun to receive attention.On thebasis of hybrid beamforming system for the millimeter Wave (mmWave)Multiple Input Multiple Output (MIMO)technology which hasthe most development potential at present,a beamforming algorithm of ISAC in this system is proposed.The Mean Square Error (MSE)is used to measure the performance of communication and radar in this system,and the weight factor is introduced to comprehensively consider the performance of communication and radar,to achieve the optimal solution of the beamforming system for integrated sensingand communication.To overcome the non-convex optimization problem in the process of solving,an alternative optimization algorithm based on coordinate iterative method is proposed.The spectrum efficiency of communication and the beam pattern of radar with differentweight factors are simulated.Through the simulation results,it is verified that the scheme can achieve the compromise between commu-nication and sensing performance in the integrated sensing and communication system.Keywords :ISAC;mmWave;MIMO;hybrid beamforming;coordinate iterative optimization收稿日期:2023-03-250　引言车联网㊁人机交互等应用场景对无线通信和雷达感知均提出了很高的要求[1]㊂随着无线通信技术和雷达感知技术的不断发展,通信与雷达感知这两个原本较为独立的领域展现出越来越多的联系和共同性㊂未来移动通信关键技术之一通信感知一体化(Integrated Sensing and Communication,ISAC)技术,即将无线通信和雷达感知在同一系统中进行联合设计与优化,从而提升资源利用率,降低硬件成本,实现高性能通信和高精度感知[2]㊂通信感知一体化在实现通信传输的同时,还能通过分析无线点的反射㊁散射等特性,对目标信息进行定位和识别[3]㊂通信与感知的融合可以让二者实现技术共享,在满足高性能通信的同时满足复杂多样的感知需求[4]㊂该技术具有超越传统移动通信网络连接的潜力,可以开辟民用无人机㊁智慧交通等全新业务,因此受到了学界的广泛关注[5]㊂波束赋形技术是通信感知一体化的关键技术之一㊂文献[6]提出了通信感知一体化的波束赋形方案,在通信目标信噪比的约束下以目标估计误差为优化目标㊂文献[7]在相同的约束条件下使发射矩阵接近理想的雷达方向图来提高雷达感知的性能㊂为了解决射频资源紧缺的问题,5G将毫米波(millimeter Wave,mmWave)频段写入标准,用于提升传输速率㊂毫米波通信一般使用大规模多输入多输出(Multiple Input Multiple Output,MIMO)技术来增大信号强度[8]㊂随着天线阵列规模的增加,传统的全数字结构成本已经难以承担,因此毫米波通信使用将数字与模拟波束赋形结合起来的混合波束赋形技术㊂基于毫米波频段的通感一体化波束赋形技术也得到了广泛的关注㊂文献[9]提出了通信感知一体化系统的混合波束赋形方案,在满足雷达方向图的条件下,使混合波束赋形矩阵接近理想通信矩阵㊂该方案具有较低的复杂度,且雷达性能较高㊂但是在此方案下通信性能受到抑制,无法实现通信和感知性能的权衡㊂文献[10]采用正交匹配追踪算法得到最优波束赋形矩阵,该算法迭代速度较快,然而在大数据量情况下复杂度较高,且迭代过程中会产生累积误差并影响最终结果㊂现有的研究大多将优化算法的目标设计为使混合波束赋形矩阵逼近全数字波束赋形矩阵,并且通常会在约束通信或感知一者的前提下优化另一者的性能㊂这样做的缺点在于性能上会有所损失,最终求出的结果也不会是最优的㊂因此,针对毫米波MIMO下通感一体化的性能要求,本文提出了基于最小均方误差(Mean Square Error,MSE)准则设计的混合波束赋形算法㊂通过在均方误差指标中引入因子使得优化算法与信道噪声能量相关联,使设计更加准确,同时简化了求解过程㊂通过引入辅助酉矩阵使理想雷达发射矩阵与一体化下的雷达发射矩阵维度相同,可以直接进行均方误差的计算㊂优化的目标函数含有多个待优化变量,难以直接求解,因此本文提出了交替迭代优化算法㊂在假设其他优化目标为最优解的情况下单独优化一个目标,通过不断交替循环实现系统的最优解㊂在求解模拟波束赋形矩阵时,相移器阵列受恒模约束的影响,该问题是非凸优化问题㊂针对该问题,本文提出了坐标迭代优化法来求出该优化问题的最优解㊂仿真结果表明该算法较好地兼顾了通信与感知的性能,实现了二者的融合㊂1㊀毫米波通信感知一体化系统理论基础1.1㊀毫米波大规模MIMO技术5G及今后技术的发展离不开通信速率的不断提高㊂由奈奎斯特第一准则可知,通信速率与信号的带宽成正比㊂4G技术所使用的频段较低,缺乏足够的频带资源继续拓展带宽㊂因此,为了继续提高通信速率,需要利用更高频段的毫米波段㊂相比于中低频段,毫米波段拥有数十倍以上的广阔频段,可以解决带宽资源的紧张问题[11],在毫米波段下的通信与感知性能也能得到极大的提高[12]㊂然而,毫米波也有着不容忽视的缺点,根据弗里斯传输公式[13],接收功率与波长成正比,毫米波更短的波长意味着更大的传输损耗㊂为了弥补这种损耗,在应用中多采用大规模MIMO技术对其进行补偿㊂以一维均匀排布的天线阵列为例,其天线间隔应大于半波长㊂毫米波的波长极短,因此天线间隔在毫米波段下极小,可以实现大规模MIMO传输㊂1.2㊀混合波束赋形系统在传统的全数字波束赋形系统下,每根天线都必须配备一条可以任意改变信号幅度和相位的射频链路㊂然而在大规模MIMO系统中,天线的数量激增,已无法负担为每根天线加装射频链路的巨大成本[14]㊂因此,有研究者提出了使用混合波束赋形技术㊂从图1可以看出,混合波束赋形系统的特点在于使用数个相移器构成模拟波束赋形矩阵[15],减少了数字波束赋形矩阵中射频链路的数量,在很大程度上降低了建设成本㊂其中,传输信号维度为N s,使用了N RF条射频链路,发送天线数量为N t,满足关系N sɤN RF≪N t㊂图1㊀毫米波MIMO系统混合波束赋形方案Fig.1㊀Hybrid beamforming scheme formmWave MIMO system1.3㊀通信感知一体化波束赋形技术在通信感知一体化系统中,同一种波形被同时运用于通信传输和雷达感知,这二者的功能都能通过MIMO混合波束赋形系统实现㊂因此,在求解相应的波束赋形矩阵时,可以做到同时优化通信和感知的性能,这实现了通信与感知性能的兼顾与折中,与一体化的思想一致㊂2㊀基于最小MSE准则的一体化波束赋形设计2.1㊀通信模型在混合波束赋形系统中,用户接收到的信号yɪC N sˑ1可以表示为:y=W H HF RF F BB s+W H n,(1)式中:sɪC N sˑ1为发送的数据信号向量,满足关系E(ss H)=I N s,F BBɪC N RFˑN s为数字波束赋形矩阵, F RFɪC N tˑN RF为模拟波束赋形矩阵,该矩阵仅提供相位变化,因此所有元素的模为1㊂HɪC N rˑN t为信道矩阵,N r为接收端的天线数量,WɪC N rˑN s为接收端的全数字波束赋形矩阵,nɪC N rˑ1为信道噪声矢量,服从均值为0㊁方差为σ2的复高斯分布㊂对于均匀线阵,其阵列响应矢量为:a(θ)=1㊀N[1,e j kd sin(θ),e j2kd sin(θ), ,e j(N-1)kd sin(θ)]T,(2)式中:k=2πλ,d为阵元间隔,通常取d=λ/2,N为天线数,θ为到达角或离开角㊂在毫米波频段下,信道矩阵为Saleh-Valenzuela 模型[16],可以表示为:H=㊀NtN rLðL l=1αl a r(θr,l)a H t(θt,l),(3)式中:L为多径数,αl为第l条传输路径的信道增益,服从标准复高斯分布,θr,l为第l条传输路径的到达角,θt,l为第l条传输路径的离开角㊂2.2㊀感知模型MIMO的雷达发射波束方向图为[17]:P(θ)=a H t(θ)R s a t(θ),(4)式中:R sɪC N tˑN t为发射信号的协方差矩阵,可以表示为:Rs=E(F RF F BB ss H F H BB F H RF)=F RF F BB E(ss H)F H BB F H RF=F RF F BB F H BB F H RF㊂(5)假设雷达感知的目标数量为K,相对于基站的离开角为{θt,1,θt,2, ,θt,K}㊂由式(3)可知,信道矩阵表示为L个不同离开角和到达角的散射路径的求和㊂信道的前K个散射路径即为雷达感知K个目标的路径㊂因此信道前K个路径的离开角应为雷达感知的离开角,即为{θt,1,θt,2, ,θt,K},剩下的L-K个离开角和L个到达角均服从[-π/2,π/2]的均匀分布㊂2.3㊀通信感知一体化的最小MSE模型在一体化系统的设计过程中,衡量通信系统性能的主要标准为误比特率(Bit Error Ratio,BER)等㊂在传统波束赋形设计中,通常通过降低MSE来达到降低误比特率的目的㊂本文将这一指标运用到一体化混合波束赋形的应用范围内,目的也是通过降低通信和雷达感知的均方误差来优化通信和感知的各项性能㊂通信性能的MSE定义为接收信号与原始信号的均方误差:MSE c=E( β-1y-s 2F)=E( β-1(W H HF RF F BB s+W H n)-s 2F)= tr(β-2W H HF RF F BB F H BB F H RF H H W-β-1W H HF RF F BB-β-1F H BB F H RF H H W+σ2β-2W H W+I Ns)(6)式中:引入的β因子可以将之后在功率约束下的优化求解问题大大简化,变成以β为优化目标的子问题㊂由雷达感知的波束图公式可知,雷达的波束设计等价于设计雷达的协方差矩阵㊂理想的全数字雷达发射矩阵F radɪC N tˑK为:F rad =[a t (θt ,1),a t (θt ,2), ,a t (θt ,K )]㊂(7)然而,混合波束赋形系统中的雷达发射矩阵为F RF F BB ɪCN t ˑN s,与理想的发射矩阵维度不一致,因此二者不能直接进行MSE 的计算㊂为使二者维度一致,可以引入一个辅助酉矩阵F u ɪC K ˑN s,其满足关系F u F H u =I K ,这样,理想雷达的发射矩阵可以表示为F r =F rad F u ɪCN t ˑN s㊂可以看到,引入辅助酉矩阵后,理想雷达的发射矩阵与混合波束赋形中的发射矩阵维度一致,并且原来理想雷达的方向没有改变,维持了原始的性能㊂辅助酉矩阵可以通过以下的优化问题解出:min F uF c -F rad F u 2Fs.t.㊀F u F Hu=I K{,(8)式中:F c 为理想的通信全数字波束赋形矩阵㊂对信道矩阵进行奇异值分解:H =U V H ㊂(9)取V 的前N s 列即为通信全数字波束赋形矩阵F c ㊂该优化问题表明构造辅助酉矩阵应尽可能减小全数字波束赋形下通信与雷达感知的差异,提高一体化的性能㊂该问题类似于正交普鲁克问题,可以求得F u的闭式解为[18]:F u =U 1CV H 1,(10)式中:U 1和V 1来自于F H rad F c 的奇异值分解F Hrad F c=U 11V H 1,C =[I K ,O K ˑ(N s -K )]㊂由此,雷达感知的MSE 可以定义为:MSE r = F RF F BB -F r 2F =tr(F RF F BB F H BB F H RF -F RF F BB F H r -F r F H BB F H RF +F r F Hr )㊂(11)在一体化的混合波束赋形设计中,需要同时以通信和雷达的性能作为优化对象,因此优化问题的目标函数应同时包含二者的均方误差㊂通感一体化下的混合波束赋形优化问题可以表示为:min W ,F RF ,F BB ,βρMSE c +(1-ρ)MSE r s.t.㊀(F RF )ij =1,∀i ,j F RF F BB 2FɤP ìîíïïïï,(12)式中:ρɪ[0,1]为一权重因子,代表通信性能在优化中所占的比重㊂该优化问题需要考虑模拟波束赋形矩阵的恒模约束和混合波束赋形矩阵的功率约束㊂3㊀基于交替迭代优化算法求解波束赋形设计3.1㊀基于坐标迭代的交替优化上文中通感一体化下的混合波束赋形优化问题涉及到4个待优化变量,难以直接求解㊂因此,可以每次在固定其他变量的条件下交替优化一个变量,通过多轮这样的迭代优化使目标函数最终落入目标区间内㊂①关于W 的子问题可以表示为:min W MSE c ㊂(13)将目标函数MSE c 对W 求偏导并使结果等于零可以得到W 的闭式解为:W =(HF RF F BB F H BB F H RF H H +σ2β-2I N r)-1ˑβ-1HF RF F BB ㊂(14)②关于β的子问题,由于存在发射功率的限制,只有在发射功率达到最大时β才能达到最优值㊂令F bb =β-1F BB 以简化表达,可以得到在发射功率最大时的β值为:β=P -12(tr(F RF F bb F HbbF H RF))-12㊂(15)从求解过程可以看出,若按照未引入β因子的传统MSE 标准来优化,则需要引入拉格朗日乘子将功率约束条件利用起来再进行复杂的求解,但在引入β因子后,就可以将功率约束分解为β的子问题求得闭式解,这无疑大大简化了算法流程㊂③关于F BB 的子问题可以表示为:min F BBρMSE c +(1-ρ)MSE r ㊂(16)将目标函数对F BB 求偏导并使结果等于零可以得到F BB 的闭式解为:F BB =(ρβ-2F H RF H H WW H HF RF +(1-ρ)F HRF F RF )-1ˑ(ρβ-1F H RF H H W +(1-ρ)F HRF F r )㊂(17)④关于F RF 的子问题可以表示为:min FRFρMSE c +(1-ρ)MSE rs.t.㊀(F RF )ij =1,∀i ,j{㊂(18)约束条件(F RF )ij =1,∀i ,j 使得上述优化问题是非凸的,这使得问题的理论求解十分困难㊂本文针对该问题提出坐标迭代优化法对其进行求解㊂F RF 的优化问题可以表示为:J (F RF )=ρMSE c +(1-ρ)MSE r =ρtr(β-2W H HF RF F BB F H BB F H RF H H W -β-1W HHF RF F BB -β-1F H BB F H RF H H W +σ2β-2W H W +I N s)+(1-ρ)tr(F RF F BB F H BB F H RF -F RF F BB F H r -F r F H BB F HRF +F r F H r )=ρtr(A l )+(1-ρ)tr(B l )+ρtr(β-2W H HV RF V BB V H BB V H RF H H W -2β-1W H HV RF V BB )+(1-ρ)tr(V RF V BB V H BB V H RF -2V RF V BB F H r ),(19)式中:A l =β-2W H HF -l RF F -l BB (F -l BB )H (F -l RF )H H H W -β-1W H HF -l RF F -l BB-β-1(F -l BB )H (F -l RF )H H H W +σ2β-2W H W +I Ns,(20)B l =F -l RF F -l BB (F -l BB )H (F -l RF )H -F -l RF F -l BB F Hr -F r (F -l BB )H (F -l RF )H +F r F H r,(21)式中:F -l RF 为矩阵F RF 移除第l 列后的子矩阵,F -l BB 为矩阵F BB 移除第l 行后的子矩阵,V RF 为矩阵F RF第l 列的矢量,V BB 为矩阵F BB 第l 行的矢量㊂固定矩阵F RF 其他列不变,将第l 列的矢量V RF单独作为变量优化,原优化问题可以转化为:min F RFρtr(β-2W H HV RF V BB V H BB V H RF H H W -2β-1W HHV RF V BB )+(1-ρ)tr(V RF V BB V HBBV H RF-2V RF V BB F H r)s.t.㊀(V RF )n =1,∀n ㊂(22)该优化问题同样可以用类似方法处理,每次固定V RF ,其他元素不变,将第n 个元素V RF (n )作为变量求最优解㊂令H w =W H H ,F v =V BB F H r ,由于模拟波束赋形矩阵仅有相移的功能,可令V RF (n )=e j θn ,则目标函数中与V RF (n )有关的项为:J (θn )=ρðN sm =1[β-2H w (m ,n )V BB (m )2ej2θn-2β-1H w (m ,n )ˑV BB (m )e j θn]+(1-ρ)ðN s m =1V BB (m )2e j2θn-2(1-ρ)F v (n )e j θn ㊂(23)令:X n =ðN sm =1H w (m ,n )V BB (m )2,(24)Y n =ðN s m =1H w (m ,n )V BB (m )㊂(25)求J (θn )关于θn 的偏导,使其等于零,可以求得V RF (n )的最优解为:V RF (n )=ej θn=ρβ-1Y n +(1-ρ)F v (n )ρβ-2X n +(1-ρ) V BB 2F㊂(26)对F RF 中的每个元素依次使用上述算法,即可求得当前条件下F RF 的最优解㊂基于坐标迭代的交替优化算法的详细步骤如算法1所示㊂算法1㊀交替优化算法输入:输入:H ,N s ,N RF ,N t ,N r ,P ,σ2,ρ,I max ,S min输出:F BB ,F RF ,W ,β1.㊀在约束条件(F RF )ij =1,∀i ,j 下随机初始化矩阵F RF2.根据式(9)得到通信全数字波束赋形矩阵F c ,初始化F BB =F -1RF F c3.初始化β=P -1/2(tr(F RF F BB F H BB F H RF ))-1/24.for i =1,2, ,I max do5.㊀㊀根据式(15)更新β6.㊀㊀根据式(14)更新W7.㊀㊀根据式(26)用坐标迭代优化法更新F RF 8.㊀㊀根据式(17)更新F BB9.㊀㊀根据式(6)和式(11)计算MSE c 和MSE r10.㊀㊀if ρMSE c +(1-ρ)MSE r <S min then11.㊀㊀㊀结束循环12.㊀㊀end if13.end for3.2㊀仿真分析本节通过仿真结果来分析使用基于坐标迭代的交替优化算法求解的一体化混合波束赋形系统的性能㊂仿真中,发射天线数N t =64,接收天线数N r =8,N RF =N s =4,将每条射频链路使用的发射功率归一化为1,则总系统的归一化发射功率P =4,毫米波信道多径数L =10[19],雷达检测目标K =3,离开角分别为[-45ʎ,0ʎ,45ʎ],信道中其余离开角和到达角均服从[-π/2,π/2]的均匀分布㊂图2为不同权重因子ρ下频谱效率随信噪比变化的曲线㊂可以看出,随着通信性能权重ρ的增大,混合波束赋形的频谱效率也在增大,且越来越接近全数字波束赋形下的频谱效率㊂当ρ=1时,混合波束赋形系统只考虑通信的性能,此时的频谱效率与全数字状态非常接近㊂因此可以看出,权重因子ρ的大小在优化过程中会影响一体化系统的通信性能㊂图2㊀不同权重下频谱效率随信噪比的变化曲线Fig.2㊀Curve of spectral efficiency versus signal-to-noise ratio with different weights图3为不同权重下雷达波束图与理想全数字雷达波束图的比较㊂由于ρ值越小代表雷达性能在优化中占比越大,可以看到,随着ρ值的不断下降,一体化系统下的雷达波束图与全数字下的波束图越来越接近㊂在ρ=0.7时,雷达波束存在较大的旁瓣,这会较大地干扰正确的检测目标;ρ=0.5时,旁瓣干扰仍然存在,但此时主瓣强度明显高于旁瓣,可以进行有效的检测;ρ=0.3时,旁瓣强度被显著抑制,这时的旁瓣干扰很小,主瓣方向的波束容易分辨,雷达感知的精度较高,能够准确地识别目标方位㊂由上述分析可知,本文提出的基于坐标迭代的交替优化算法在保障通信性能的同时可以实现较高的雷达感知精度,且可以通过改变权重ρ值灵活地调整通信与感知性能的占比,实现二者的权衡,达到通感一体化的效果㊂图3㊀不同权重时的雷达波束方向图Fig.3㊀Radar beam patterns with different weight factors4　结论本文使用了毫米波信道下的混合波束赋形技术实现通信感知一体化㊂通过引入因子β导出基于最小均方误差准则的通信性能优化问题,并引入辅助酉矩阵,让理想雷达发射矩阵与混合波束赋形矩阵保持维度相同,得到了基于雷达感知性能的优化问题㊂接着利用权重因子ρ结合两方面性能提出了通感一体化下的混合波束赋形优化问题㊂针对非凸优化问题提出了基于坐标迭代的交替优化算法,完成了对波束赋形优化问题的求解㊂仿真结果表明,该算法能够很好地实现通信与感知性能的折中,即在不同权重下通信与感知的性能都能有所保证,实现了通信感知一体化的效果㊂参考文献[1]㊀LIU F,CUI Y,MASOUROS C,et al.Integrated Sensingand Communications:Towards Dual-functional WirelessNetworks for 6G and Beyond[J].IEEE Journal on Select-ed Areas in Communications,2022,40(6):1728-1767.[2]㊀吴晓文,焦侦丰,刘冰,等.面向6G 的卫星通感一体化[J].移动通信,2022,46(10):2-11.[3]㊀LIU Y J,LIAO G S,XU J W,et al.Adaptive OFDM Inte-grated Radar and 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